JP3252394B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の一般的なインバータ装置の回路構
成を図８に示す。商用交流電源Ｖｓはダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタ
Ｌ2 を介して平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。コンデンサＣ1 の両端には、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列
回路が並列的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列
接続されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点
とコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点の間には、インダクタ
Ｌ1 を介して放電灯１が接続されている。放電灯１のフ
ィラメントの非電源側端子間には、コンデンサＣ2 が並
列接続されている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 は
直列共振回路を構成しており、コンデンサＣ2 の両端に
得られる共振電圧が放電灯１に印加される。スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2 は交互にＯＮ／ＯＦＦされており、そ
のスイッチング周波数はインダクタＬ1 とコンデンサＣ
2 の直列共振周波数よりは少し高く設定される。
成を図８に示す。商用交流電源Ｖｓはダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタ
Ｌ2 を介して平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。コンデンサＣ1 の両端には、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列
回路が並列的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 には、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列
接続されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点
とコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点の間には、インダクタ
Ｌ1 を介して放電灯１が接続されている。放電灯１のフ
ィラメントの非電源側端子間には、コンデンサＣ2 が並
列接続されている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 は
直列共振回路を構成しており、コンデンサＣ2 の両端に
得られる共振電圧が放電灯１に印加される。スイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2 は交互にＯＮ／ＯＦＦされており、そ
のスイッチング周波数はインダクタＬ1 とコンデンサＣ
2 の直列共振周波数よりは少し高く設定される。
【０００３】以下、図８の回路の動作について簡単に説
明する。商用交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎは全波
整流器ＤＢにより全波整流され、インダクタＬ2 を介し
て平滑用コンデンサＣ1 により平滑されて直流電圧に変
換される。この直流電圧はコンデンサＣ3 ，Ｃ4 により
分圧される。スイッチング素子Ｑ1 がＯＮすると、コン
デンサＣ3 の充電電圧を電源として、コンデンサＣ3 か
らスイッチング素子Ｑ 1 、インダクタＬ1 、放電灯１と
コンデンサＣ2 の並列回路を介して電流が流れる。スイ
ッチング素子Ｑ1 がＯＦＦすると、インダクタＬ1 とコ
ンデンサＣ2 の共振作用により、インダクタＬ1 、放電
灯１とコンデンサＣ2 の並列回路、コンデンサＣ4 、ダ
イオードＤ2 を介して帰還電流が流れる。スイッチング
素子Ｑ2 がＯＮすると、コンデンサＣ4 の充電電圧を電
源として、コンデンサＣ4 から放電灯１とコンデンサＣ
2 の並列回路、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2
を介して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＦＦ
すると、インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 の共振作用に
より、インダクタＬ1 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ
3 、放電灯１とコンデンサＣ2 の並列回路を介して帰還
電流が流れる。以下、同様の動作を繰り返すことによ
り、放電灯１には高周波電流が流れる。なお、インダク
タＬ1 は放電灯１に流れる電流を制限する限流要素とし
て作用すると共に、コンデンサＣ2 と共振する共振要素
としても作用する。また、コンデンサＣ 2 は放電灯１の
フィラメントに予熱電流を流すための予熱電流通電要素
として作用すると共に、インダクタＬ1 と共振する共振
要素としても作用する。
明する。商用交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎは全波
整流器ＤＢにより全波整流され、インダクタＬ2 を介し
て平滑用コンデンサＣ1 により平滑されて直流電圧に変
換される。この直流電圧はコンデンサＣ3 ，Ｃ4 により
分圧される。スイッチング素子Ｑ1 がＯＮすると、コン
デンサＣ3 の充電電圧を電源として、コンデンサＣ3 か
らスイッチング素子Ｑ 1 、インダクタＬ1 、放電灯１と
コンデンサＣ2 の並列回路を介して電流が流れる。スイ
ッチング素子Ｑ1 がＯＦＦすると、インダクタＬ1 とコ
ンデンサＣ2 の共振作用により、インダクタＬ1 、放電
灯１とコンデンサＣ2 の並列回路、コンデンサＣ4 、ダ
イオードＤ2 を介して帰還電流が流れる。スイッチング
素子Ｑ2 がＯＮすると、コンデンサＣ4 の充電電圧を電
源として、コンデンサＣ4 から放電灯１とコンデンサＣ
2 の並列回路、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2
を介して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＦＦ
すると、インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 の共振作用に
より、インダクタＬ1 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ
3 、放電灯１とコンデンサＣ2 の並列回路を介して帰還
電流が流れる。以下、同様の動作を繰り返すことによ
り、放電灯１には高周波電流が流れる。なお、インダク
タＬ1 は放電灯１に流れる電流を制限する限流要素とし
て作用すると共に、コンデンサＣ2 と共振する共振要素
としても作用する。また、コンデンサＣ 2 は放電灯１の
フィラメントに予熱電流を流すための予熱電流通電要素
として作用すると共に、インダクタＬ1 と共振する共振
要素としても作用する。
【０００４】この回路の各部の動作波形を図９に示す。
Ｖｉｎは商用交流電源Ｖｓからの入力電圧、Ｉｉｎは入
力電流、Ｉｃ1 はコンデンサＣ1 に流れる電流である。
通常、コンデンサＣ1 には大容量の電解コンデンサが使
用され、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎのピーク値付
近でのみ流れ、非常に大きなパルス状の波形になる。こ
のため、この種のインバータ装置の入力力率は低いもの
となる。なお、インダクタＬ2 は入力力率を改善するた
めに用いられており、入力電流の波高値を下げ、全波整
流器ＤＢの導通角を広げる働きをする。
Ｖｉｎは商用交流電源Ｖｓからの入力電圧、Ｉｉｎは入
力電流、Ｉｃ1 はコンデンサＣ1 に流れる電流である。
通常、コンデンサＣ1 には大容量の電解コンデンサが使
用され、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎのピーク値付
近でのみ流れ、非常に大きなパルス状の波形になる。こ
のため、この種のインバータ装置の入力力率は低いもの
となる。なお、インダクタＬ2 は入力力率を改善するた
めに用いられており、入力電流の波高値を下げ、全波整
流器ＤＢの導通角を広げる働きをする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図８に示す従来のイン
バータ装置では、入力電流Ｉｉｎの波形が図９に示すよ
うになり、入力力率の改善には或る程度の効果がある
が、入力電流の高調波は電源電圧波形を歪ませ、他の電
気機器に悪影響を及ぼすなどの問題がある。
バータ装置では、入力電流Ｉｉｎの波形が図９に示すよ
うになり、入力力率の改善には或る程度の効果がある
が、入力電流の高調波は電源電圧波形を歪ませ、他の電
気機器に悪影響を及ぼすなどの問題がある。
【０００６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータ装置の
入力力率を改善し、入力電流の高調波成分を低減するこ
とにある。
のであり、その目的とするところは、インバータ装置の
入力力率を改善し、入力電流の高調波成分を低減するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ装
置においては、上記の課題を解決するために、図１に示
すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流
器ＤＢの出力をインダクタＬ2 を介して平滑する第１の
コンデンサＣ1 と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接
続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接続され
る第２及び第３のコンデンサＣ3 ，Ｃ4の直列回路と、
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と
第２及び第３のコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点の間に接
続された負荷回路とを有し、前記整流器ＤＢの一方の出
力端とインダクタＬ 2 との接続点と、前記整流器ＤＢの
他方の出力端に、前記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の直
列回路及びコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の直列回路が接続され
ることを特徴とするものである。また、請求項２のイン
バータ装置においては、同じ課題を解決するために、図
３に示すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢ
と、整流器ＤＢの出力をインダクタＬ2 を介して平滑す
る第１のコンデンサＣ1 と、前記整流器ＤＢの出力端と
並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と前記整流器ＤＢのいずれかの
出力端の間に第２のコンデンサＣ3 を介して接続された
負荷回路とを有し、前記整流器ＤＢの一方の出力端とイ
ンダクタＬ 2 との接続点と、前記整流器ＤＢの他方の出
力端に、前記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の直列回路が
接続されることを特徴とするものである。
置においては、上記の課題を解決するために、図１に示
すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流
器ＤＢの出力をインダクタＬ2 を介して平滑する第１の
コンデンサＣ1 と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接
続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接続され
る第２及び第３のコンデンサＣ3 ，Ｃ4の直列回路と、
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と
第２及び第３のコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点の間に接
続された負荷回路とを有し、前記整流器ＤＢの一方の出
力端とインダクタＬ 2 との接続点と、前記整流器ＤＢの
他方の出力端に、前記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の直
列回路及びコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の直列回路が接続され
ることを特徴とするものである。また、請求項２のイン
バータ装置においては、同じ課題を解決するために、図
３に示すように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢ
と、整流器ＤＢの出力をインダクタＬ2 を介して平滑す
る第１のコンデンサＣ1 と、前記整流器ＤＢの出力端と
並列に接続される第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と前記整流器ＤＢのいずれかの
出力端の間に第２のコンデンサＣ3 を介して接続された
負荷回路とを有し、前記整流器ＤＢの一方の出力端とイ
ンダクタＬ 2 との接続点と、前記整流器ＤＢの他方の出
力端に、前記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の直列回路が
接続されることを特徴とするものである。
【０００８】
【作用】請求項１の発明にあっては、上述のように、交
流電源Ｖｓを整流器ＤＢで整流し、インダクタＬ2 を介
して第１のコンデンサＣ1 で平滑し、第１のコンデンサ
Ｃ1 で得られた直流電圧を前記整流器ＤＢの出力端と並
列に接続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ 1 ，
Ｑ 2 の直列回路と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接
続される第２及び第３のコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の直列回
路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の接
続点と第２及び第３のコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の接続点の
間に接続された負荷回路とを有するインバータ回路３に
直接供給するのではなく、前記インダクタＬ2 を介して
インバータ回路３に供給するようにしたので、整流器Ｄ
ＢとコンデンサＣ1 の電圧差をインダクタＬ2 が分担す
ることにより、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎがコ
ンデンサＣ1 の電圧よりも低い場合でも整流器ＤＢが導
通して入力電流が流れ、入力電流の高調波成分が抑制さ
れる。また、入力電流が流れている期間が長くなるの
で、入力力率が改善される。さらに、交流電源Ｖｓから
整流器ＤＢを介して直接的にインバータ回路３に電流を
流すことができるので、回路効率が改善されるものであ
る。また、請求項２の発明でも同様の作用が得られる。
流電源Ｖｓを整流器ＤＢで整流し、インダクタＬ2 を介
して第１のコンデンサＣ1 で平滑し、第１のコンデンサ
Ｃ1 で得られた直流電圧を前記整流器ＤＢの出力端と並
列に接続される第１及び第２のスイッチング素子Ｑ 1 ，
Ｑ 2 の直列回路と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接
続される第２及び第３のコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の直列回
路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の接
続点と第２及び第３のコンデンサＣ 3 ，Ｃ 4 の接続点の
間に接続された負荷回路とを有するインバータ回路３に
直接供給するのではなく、前記インダクタＬ2 を介して
インバータ回路３に供給するようにしたので、整流器Ｄ
ＢとコンデンサＣ1 の電圧差をインダクタＬ2 が分担す
ることにより、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎがコ
ンデンサＣ1 の電圧よりも低い場合でも整流器ＤＢが導
通して入力電流が流れ、入力電流の高調波成分が抑制さ
れる。また、入力電流が流れている期間が長くなるの
で、入力力率が改善される。さらに、交流電源Ｖｓから
整流器ＤＢを介して直接的にインバータ回路３に電流を
流すことができるので、回路効率が改善されるものであ
る。また、請求項２の発明でも同様の作用が得られる。
【０００９】
【実施例】本発明の第１実施例を図１に示す。本実施例
では、ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢの出
力端にハーフブリッジ式のインバータ回路３を接続し、
インバータ回路３の入力端と平滑用コンデンサＣ1 の間
にインダクタＬ2 を接続している。このインダクタＬ2
が入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げるので、入力力率は
従来例と同様に高くなる。また、インダクタＬ2 は、コ
ンデンサＣ1 の充放電電流の高周波分をカットする働き
もする。なぜなら、コンデンサＣ1 からインバータ回路
３へ流れる電流はインダクタＬ2 を通るので、高周波分
が流れず、高周波分は主にコンデンサＣ3 ，Ｃ4 から流
れる。
では、ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢの出
力端にハーフブリッジ式のインバータ回路３を接続し、
インバータ回路３の入力端と平滑用コンデンサＣ1 の間
にインダクタＬ2 を接続している。このインダクタＬ2
が入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げるので、入力力率は
従来例と同様に高くなる。また、インダクタＬ2 は、コ
ンデンサＣ1 の充放電電流の高周波分をカットする働き
もする。なぜなら、コンデンサＣ1 からインバータ回路
３へ流れる電流はインダクタＬ2 を通るので、高周波分
が流れず、高周波分は主にコンデンサＣ3 ，Ｃ4 から流
れる。
【００１０】本実施例における入力電圧Ｖｉｎ、入力電
流ＩｉｎとコンデンサＣ1 の充放電電流Ｉｃ1 の波形を
図２に示す。入力電流Ｉｉｎの波形は従来例と余り変わ
っていないが、充放電電流Ｉｃ1 の波形は異なってお
り、高周波分が抑制されている。さらに、コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 の容量を異なるように設定し、例えば、コンデ
ンサＣ4の容量を１回のスイッチングで電荷を充放電し
切るような容量に設定すると、入力電流の導通角は広く
なり、入力電流の高調波成分は低減される。
流ＩｉｎとコンデンサＣ1 の充放電電流Ｉｃ1 の波形を
図２に示す。入力電流Ｉｉｎの波形は従来例と余り変わ
っていないが、充放電電流Ｉｃ1 の波形は異なってお
り、高周波分が抑制されている。さらに、コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 の容量を異なるように設定し、例えば、コンデ
ンサＣ4の容量を１回のスイッチングで電荷を充放電し
切るような容量に設定すると、入力電流の導通角は広く
なり、入力電流の高調波成分は低減される。
【００１１】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。この実施例は図１の回路において、コンデンサＣ4
を除去したものである。動作は図１の実施例と類似する
が作用がより顕著になる。まず、インダクタＬ2 の働き
であるが、入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げる働きがあ
ることは図１の実施例と同様である。さらに、本実施例
では、インダクタＬ2 は全波整流器ＤＢの出力電圧と平
滑用の電解コンデンサＣ 1 の電圧の差を分担する働きが
ある。このため、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎが
コンデンサＣ1 の電圧より低くても入力電流Ｉｉｎを流
すことができる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＮすると、
コンデンサＣ1 からインダクタＬ2 、コンデンサＣ3 、
放電灯１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 のル
ープでインバータ回路の負荷に電流が流れる。このと
き、インダクタＬ2 には図の矢印Ｖ2 の向きに電圧が発
生する。この電圧が全波整流器ＤＢの出力電圧とコンデ
ンサＣ 1 の電圧の差だけ発生し、全波整流器ＤＢの導通
を可能にする。したがって、スイッチング素子Ｑ2 がＯ
Ｎすると、全波整流器ＤＢからコンデンサＣ3 、放電灯
１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 のループ
（１点鎖線参照）でもインバータ回路の負荷に電流Ｉが
流れる。この負荷を流れる電流は電源周期の全域にわた
って流れ、その包絡線はほぼ正弦波状の電流となる。本
実施例における入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ及び電
流Ｉの波形を図４に示す。
る。この実施例は図１の回路において、コンデンサＣ4
を除去したものである。動作は図１の実施例と類似する
が作用がより顕著になる。まず、インダクタＬ2 の働き
であるが、入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げる働きがあ
ることは図１の実施例と同様である。さらに、本実施例
では、インダクタＬ2 は全波整流器ＤＢの出力電圧と平
滑用の電解コンデンサＣ 1 の電圧の差を分担する働きが
ある。このため、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎが
コンデンサＣ1 の電圧より低くても入力電流Ｉｉｎを流
すことができる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＮすると、
コンデンサＣ1 からインダクタＬ2 、コンデンサＣ3 、
放電灯１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 のル
ープでインバータ回路の負荷に電流が流れる。このと
き、インダクタＬ2 には図の矢印Ｖ2 の向きに電圧が発
生する。この電圧が全波整流器ＤＢの出力電圧とコンデ
ンサＣ 1 の電圧の差だけ発生し、全波整流器ＤＢの導通
を可能にする。したがって、スイッチング素子Ｑ2 がＯ
Ｎすると、全波整流器ＤＢからコンデンサＣ3 、放電灯
１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 のループ
（１点鎖線参照）でもインバータ回路の負荷に電流Ｉが
流れる。この負荷を流れる電流は電源周期の全域にわた
って流れ、その包絡線はほぼ正弦波状の電流となる。本
実施例における入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ及び電
流Ｉの波形を図４に示す。
【００１２】この実施例では、入力力率が高くなるばか
りか入力電流の高調波成分も少なくなるという効果があ
る。さらに、本実施例ではスイッチング素子Ｑ2 がＯＮ
したときに、全波整流器ＤＢから直接負荷に電流Ｉを流
している。このため、平滑用の電解コンデンサＣ1 の充
放電電流が小さくなり、コンデンサＣ1 の容量を小さく
することができ、また、回路効率も良くなる。なお、交
流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間にフィルター回路２を
挿入したことにより、電源ラインに高周波雑音が漏れる
ことを防止できる。
りか入力電流の高調波成分も少なくなるという効果があ
る。さらに、本実施例ではスイッチング素子Ｑ2 がＯＮ
したときに、全波整流器ＤＢから直接負荷に電流Ｉを流
している。このため、平滑用の電解コンデンサＣ1 の充
放電電流が小さくなり、コンデンサＣ1 の容量を小さく
することができ、また、回路効率も良くなる。なお、交
流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間にフィルター回路２を
挿入したことにより、電源ラインに高周波雑音が漏れる
ことを防止できる。
【００１３】図５は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、図３の実施例において、コンデンサ
Ｃ3 と放電灯１の接続点と、インダクタＬ2 とコンデン
サＣ1 の接続点の間にダイオードＤ3を接続したもので
ある。このダイオードＤ3 は、インダクタＬ2 のエネル
ギー放出用のループを形成するために設けられている。
図３の実施例では、スイッチング素子Ｑ2 がＯＮする
と、コンデンサＣ1 からインダクタＬ2 、コンデンサＣ
3 、放電灯１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2
のループでインバータ回路の負荷に電流が流れ、負荷に
電力を供給すると共に、インダクタＬ2 にもエネルギー
が蓄えられる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＦＦすると、
インバータ回路の負荷はダイオードＤ1 をＯＮさせ、コ
ンデンサＣ3 にエネルギーを放出するが、インダクタＬ
2 はエネルギーの放出ループが無いため、スイッチング
素子Ｑ2 がＯＦＦする直前に急激にスイッチング素子Ｑ
2 を介してエネルギーを放出する。また、このときイン
ダクタＬ2 には過大な電圧が発生し、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 及び全波整流器ＤＢに印加される。このた
め、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と全波整流器ＤＢのス
トレスは大きくなる。
る。本実施例では、図３の実施例において、コンデンサ
Ｃ3 と放電灯１の接続点と、インダクタＬ2 とコンデン
サＣ1 の接続点の間にダイオードＤ3を接続したもので
ある。このダイオードＤ3 は、インダクタＬ2 のエネル
ギー放出用のループを形成するために設けられている。
図３の実施例では、スイッチング素子Ｑ2 がＯＮする
と、コンデンサＣ1 からインダクタＬ2 、コンデンサＣ
3 、放電灯１、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2
のループでインバータ回路の負荷に電流が流れ、負荷に
電力を供給すると共に、インダクタＬ2 にもエネルギー
が蓄えられる。スイッチング素子Ｑ2 がＯＦＦすると、
インバータ回路の負荷はダイオードＤ1 をＯＮさせ、コ
ンデンサＣ3 にエネルギーを放出するが、インダクタＬ
2 はエネルギーの放出ループが無いため、スイッチング
素子Ｑ2 がＯＦＦする直前に急激にスイッチング素子Ｑ
2 を介してエネルギーを放出する。また、このときイン
ダクタＬ2 には過大な電圧が発生し、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 及び全波整流器ＤＢに印加される。このた
め、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と全波整流器ＤＢのス
トレスは大きくなる。
【００１４】そこで、図５に示すように、インダクタＬ
2 のエネルギー放出用のダイオードＤ3 を設けると、図
中、１点鎖線で示すように、インダクタＬ2 はコンデン
サＣ 3 、ダイオードＤ3 を介してエネルギーを放出でき
るので、上述したような問題は起きない。その他の効果
については図３の実施例と同様である。
2 のエネルギー放出用のダイオードＤ3 を設けると、図
中、１点鎖線で示すように、インダクタＬ2 はコンデン
サＣ 3 、ダイオードＤ3 を介してエネルギーを放出でき
るので、上述したような問題は起きない。その他の効果
については図３の実施例と同様である。
【００１５】図６は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ2 のエネルギー放出用
のループとして、インダクタＬ2 に並列にコンデンサＣ
5 を接続したものである。したがって、図中、１点鎖線
で示すように、インダクタＬ2 のエネルギーをコンデン
サＣ5 を介して放出することができる。その効果につい
ては、図５の実施例と同様である。
る。本実施例では、インダクタＬ2 のエネルギー放出用
のループとして、インダクタＬ2 に並列にコンデンサＣ
5 を接続したものである。したがって、図中、１点鎖線
で示すように、インダクタＬ2 のエネルギーをコンデン
サＣ5 を介して放出することができる。その効果につい
ては、図５の実施例と同様である。
【００１６】図７は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、インダクタＬ2 のエネルギー放出用
のループとして、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にコン
デンサＣ5 ，Ｃ6 をそれぞれ並列に接続したものであ
る。その効果については、図５の実施例と同様である。
る。本実施例では、インダクタＬ2 のエネルギー放出用
のループとして、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にコン
デンサＣ5 ，Ｃ6 をそれぞれ並列に接続したものであ
る。その効果については、図５の実施例と同様である。
【００１７】なお、インバータ回路の負荷は放電灯１に
限定されるものではなく、その他の任意の負荷を用いる
ことも可能である。
限定されるものではなく、その他の任意の負荷を用いる
ことも可能である。
【００１８】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、交流電源を整
流する整流器と、整流器の出力をインダクタを介して平
滑する第１のコンデンサと、前記整流器の出力端と並列
に接続される第１及び第２のスイッチング素子の直列回
路と、前記整流器の出力端と並列に接続される第２及び
第３のコンデンサの直列回路と、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第２及び第３のコンデンサの接続
点の間に接続された負荷回路とを有し、前記整流器の一
方の出力端とインダクタとの接続点と、前記整流器の他
方の出力端に、前記スイッチング素子の直列回路及びコ
ンデンサの直列回路が接続されるものであり、また、請
求項２の発明によれば、交流電源を整流する整流器と、
整流器の出力をインダクタを介して平滑する第１のコン
デンサと、前記整流器の出力端と並列に接続される第１
及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記整流器のいずれか
の出力端の間に第２のコンデンサを介して接続された負
荷回路とを有し、前記整流器の一方の出力端とインダク
タとの接続点と、前記整流器の他方の出力端に、前記ス
イッチング素子の直列回路が接続されるものであるか
ら、インダクタが整流器とコンデンサの電圧差を分担す
ることにより、交流電源からの入力電圧がコンデンサの
電圧よりも低い場合でも整流器の導通が可能になり、し
たがって、入力電流が流れて入力力率が改善され、入力
電流の高調波成分が低減されるという効果があり、さら
に、整流器から直接的にインバータ回路へ電流を流すこ
とができるので、平滑用のコンデンサの小容量化が可能
となり、回路効率も良くなるという効果がある。
流する整流器と、整流器の出力をインダクタを介して平
滑する第１のコンデンサと、前記整流器の出力端と並列
に接続される第１及び第２のスイッチング素子の直列回
路と、前記整流器の出力端と並列に接続される第２及び
第３のコンデンサの直列回路と、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第２及び第３のコンデンサの接続
点の間に接続された負荷回路とを有し、前記整流器の一
方の出力端とインダクタとの接続点と、前記整流器の他
方の出力端に、前記スイッチング素子の直列回路及びコ
ンデンサの直列回路が接続されるものであり、また、請
求項２の発明によれば、交流電源を整流する整流器と、
整流器の出力をインダクタを介して平滑する第１のコン
デンサと、前記整流器の出力端と並列に接続される第１
及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記整流器のいずれか
の出力端の間に第２のコンデンサを介して接続された負
荷回路とを有し、前記整流器の一方の出力端とインダク
タとの接続点と、前記整流器の他方の出力端に、前記ス
イッチング素子の直列回路が接続されるものであるか
ら、インダクタが整流器とコンデンサの電圧差を分担す
ることにより、交流電源からの入力電圧がコンデンサの
電圧よりも低い場合でも整流器の導通が可能になり、し
たがって、入力電流が流れて入力力率が改善され、入力
電流の高調波成分が低減されるという効果があり、さら
に、整流器から直接的にインバータ回路へ電流を流すこ
とができるので、平滑用のコンデンサの小容量化が可能
となり、回路効率も良くなるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】従来例の回路図である。
【図９】従来例の動作波形図である。
Ｖｓ 商用交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｃ1 平滑用のコンデンサ Ｃ2 共振用のコンデンサ Ｃ3 コンデンサ Ｃ4 コンデンサ Ｄ1 ダイオード Ｄ2 ダイオード Ｌ1 インダクタ Ｌ2 インダクタ Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 １ 放電灯３ インバータ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力をインダクタを介して平滑する第１のコンデンサ
と、前記整流器の出力端と並列に接続される第１及び第
２のスイッチング素子の直列回路と、前記整流器の出力
端と並列に接続される第２及び第３のコンデンサの直列
回路と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第
２及び第３のコンデンサの接続点の間に接続された負荷
回路とを有し、前記整流器の一方の出力端とインダクタ
との接続点と、前記整流器の他方の出力端に、前記スイ
ッチング素子の直列回路及びコンデンサの直列回路が接
続されることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力をインダクタを介して平滑する第１のコンデンサ
と、前記整流器の出力端と並列に接続される第１及び第
２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記整流器のいずれかの出力
端の間に第２のコンデンサを介して接続された負荷回路
とを有し、前記整流器の一方の出力端とインダクタとの
接続点と、前記整流器の他方の出力端に、前記スイッチ
ング素子の直列回路が接続されることを特徴とするイン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40555790A JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40555790A JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04222468A JPH04222468A (ja) | 1992-08-12 |
| JP3252394B2 true JP3252394B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=18515163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP40555790A Expired - Fee Related JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3252394B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06245530A (ja) * | 1993-02-23 | 1994-09-02 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
-
1990
- 1990-12-25 JP JP40555790A patent/JP3252394B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04222468A (ja) | 1992-08-12 |
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