JPH04222468A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH04222468A JPH04222468A JP2405557A JP40555790A JPH04222468A JP H04222468 A JPH04222468 A JP H04222468A JP 2405557 A JP2405557 A JP 2405557A JP 40555790 A JP40555790 A JP 40555790A JP H04222468 A JPH04222468 A JP H04222468A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 78
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
た直流電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバー
タ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の一般的なインバータ装置の回路構
成を図８に示す。商用交流電源Ｖｓはダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタ
Ｌ２ を介して平滑用のコンデンサＣ１ が接続されて
いる。コンデンサＣ１ の両端には、スイッチング素子
Ｑ１ ，Ｑ２ の直列回路と、コンデンサＣ３ ，Ｃ４
の直列回路が並列的に接続されている。各スイッチン
グ素子Ｑ１ ，Ｑ２ には、それぞれダイオードＤ１
，Ｄ２ が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ の接続点とコンデンサＣ３ ，Ｃ４ の接
続点の間には、インダクタＬ１ を介して放電灯１が接
続されている。放電灯１のフィラメントの非電源側端子
間には、コンデンサＣ２ が並列接続されている。イン
ダクタＬ１ とコンデンサＣ２ は直列共振回路を構成
しており、コンデンサＣ２ の両端に得られる共振電圧
が放電灯１に印加される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は交互にＯＮ／ＯＦＦされており、そのスイッチング
周波数はインダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の直列共
振周波数よりは少し高く設定される。
成を図８に示す。商用交流電源Ｖｓはダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタ
Ｌ２ を介して平滑用のコンデンサＣ１ が接続されて
いる。コンデンサＣ１ の両端には、スイッチング素子
Ｑ１ ，Ｑ２ の直列回路と、コンデンサＣ３ ，Ｃ４
の直列回路が並列的に接続されている。各スイッチン
グ素子Ｑ１ ，Ｑ２ には、それぞれダイオードＤ１
，Ｄ２ が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ の接続点とコンデンサＣ３ ，Ｃ４ の接
続点の間には、インダクタＬ１ を介して放電灯１が接
続されている。放電灯１のフィラメントの非電源側端子
間には、コンデンサＣ２ が並列接続されている。イン
ダクタＬ１ とコンデンサＣ２ は直列共振回路を構成
しており、コンデンサＣ２ の両端に得られる共振電圧
が放電灯１に印加される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は交互にＯＮ／ＯＦＦされており、そのスイッチング
周波数はインダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の直列共
振周波数よりは少し高く設定される。
【０００３】以下、図８の回路の動作について簡単に説
明する。商用交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎは全波
整流器ＤＢにより全波整流され、インダクタＬ２ を介
して平滑用コンデンサＣ１ により平滑されて直流電圧
に変換される。この直流電圧はコンデンサＣ３ ，Ｃ４
により分圧される。スイッチング素子Ｑ１ がＯＮす
ると、コンデンサＣ３ の充電電圧を電源として、コン
デンサＣ３ からスイッチング素子Ｑ１ 、インダクタ
Ｌ１ 、放電灯１とコンデンサＣ２ の並列回路を介し
て電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１ がＯＦＦする
と、インダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の共振作用に
より、インダクタＬ１ 、放電灯１とコンデンサＣ２
の並列回路、コンデンサＣ４ 、ダイオードＤ２ を介
して帰還電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がＯＮ
すると、コンデンサＣ４ の充電電圧を電源として、コ
ンデンサＣ４ から放電灯１とコンデンサＣ２ の並列
回路、インダクタＬ１ 、スイッチング素子Ｑ２ を介
して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がＯＦＦす
ると、インダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の共振作用
により、インダクタＬ１ 、ダイオードＤ１ 、コンデ
ンサＣ３ 、放電灯１とコンデンサＣ２ の並列回路を
介して帰還電流が流れる。以下、同様の動作を繰り返す
ことにより、放電灯１には高周波電流が流れる。なお、
インダクタＬ１ は放電灯１に流れる電流を制限する限
流要素として作用すると共に、コンデンサＣ２ と共振
する共振要素としても作用する。また、コンデンサＣ２
は放電灯１のフィラメントに予熱電流を流すための予
熱電流通電要素として作用すると共に、インダクタＬ１
と共振する共振要素としても作用する。
明する。商用交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎは全波
整流器ＤＢにより全波整流され、インダクタＬ２ を介
して平滑用コンデンサＣ１ により平滑されて直流電圧
に変換される。この直流電圧はコンデンサＣ３ ，Ｃ４
により分圧される。スイッチング素子Ｑ１ がＯＮす
ると、コンデンサＣ３ の充電電圧を電源として、コン
デンサＣ３ からスイッチング素子Ｑ１ 、インダクタ
Ｌ１ 、放電灯１とコンデンサＣ２ の並列回路を介し
て電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１ がＯＦＦする
と、インダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の共振作用に
より、インダクタＬ１ 、放電灯１とコンデンサＣ２
の並列回路、コンデンサＣ４ 、ダイオードＤ２ を介
して帰還電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がＯＮ
すると、コンデンサＣ４ の充電電圧を電源として、コ
ンデンサＣ４ から放電灯１とコンデンサＣ２ の並列
回路、インダクタＬ１ 、スイッチング素子Ｑ２ を介
して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２ がＯＦＦす
ると、インダクタＬ１ とコンデンサＣ２ の共振作用
により、インダクタＬ１ 、ダイオードＤ１ 、コンデ
ンサＣ３ 、放電灯１とコンデンサＣ２ の並列回路を
介して帰還電流が流れる。以下、同様の動作を繰り返す
ことにより、放電灯１には高周波電流が流れる。なお、
インダクタＬ１ は放電灯１に流れる電流を制限する限
流要素として作用すると共に、コンデンサＣ２ と共振
する共振要素としても作用する。また、コンデンサＣ２
は放電灯１のフィラメントに予熱電流を流すための予
熱電流通電要素として作用すると共に、インダクタＬ１
と共振する共振要素としても作用する。
【０００４】この回路の各部の動作波形を図９に示す。
Ｖｉｎは商用交流電源Ｖｓからの入力電圧、Ｉｉｎは入
力電流、Ｉｃ１ はコンデンサＣ１ に流れる電流であ
る。 通常、コンデンサＣ１ には大容量の電解コンデンサが
使用され、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎのピーク値
付近でのみ流れ、非常に大きなパルス状の波形になる。 このため、この種のインパータ装置の入力力率は低いも
のとなる。なお、インダクタＬ２ は入力力率を改善す
るために用いられており、入力電流の波高値を下げ、全
波整流器ＤＢの導通角を広げる働きをする。
力電流、Ｉｃ１ はコンデンサＣ１ に流れる電流であ
る。 通常、コンデンサＣ１ には大容量の電解コンデンサが
使用され、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎのピーク値
付近でのみ流れ、非常に大きなパルス状の波形になる。 このため、この種のインパータ装置の入力力率は低いも
のとなる。なお、インダクタＬ２ は入力力率を改善す
るために用いられており、入力電流の波高値を下げ、全
波整流器ＤＢの導通角を広げる働きをする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図８に示す従来のイン
バータ装置では、入力電流Ｉｉｎの波形が図９に示すよ
うになり、入力力率の改善には或る程度の効果があるが
、入力電流の高調波は電源電圧波形を歪ませ、他の電気
機器に悪影響を及ぼすなどの問題がある。
バータ装置では、入力電流Ｉｉｎの波形が図９に示すよ
うになり、入力力率の改善には或る程度の効果があるが
、入力電流の高調波は電源電圧波形を歪ませ、他の電気
機器に悪影響を及ぼすなどの問題がある。
【０００６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、インバータ装置の
入力力率を改善し、入力電流の高調波成分を低減するこ
とにある。
のであり、その目的とするところは、インバータ装置の
入力力率を改善し、入力電流の高調波成分を低減するこ
とにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
においては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器
ＤＢの出力をインダクタＬ２ を介して平滑するコンデ
ンサＣ１ と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接続さ
れ、前記コンデンサＣ１ から前記インダクタＬ２ を
介して電力を供給されるインバータ回路３とを有するこ
とを特徴とするものである。
においては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器
ＤＢの出力をインダクタＬ２ を介して平滑するコンデ
ンサＣ１ と、前記整流器ＤＢの出力端と並列に接続さ
れ、前記コンデンサＣ１ から前記インダクタＬ２ を
介して電力を供給されるインバータ回路３とを有するこ
とを特徴とするものである。
【０００８】
【作用】本発明にあっては、このように、交流電源Ｖｓ
を整流器ＤＢで整流し、インダクタＬ２ を介してコン
デンサＣ１ で平滑し、コンデンサＣ１ で得られた直
流電圧をインバータ回路３に直接供給するのではなく、
前記インダクタＬ２ を介してインバータ回路３に供給
するようにしたので、整流器ＤＢとコンデンサＣ１ の
電圧差をインダクタＬ２ が分担することにより、交流
電源Ｖｓからの入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ１ の電
圧よりも低い場合でも整流器ＤＢが導通して入力電流が
流れ、入力電流の高調波成分が抑制される。また、入力
電流が流れている期間が長くなるので、入力力率が改善
される。さらに、交流電源Ｖｓから整流器ＤＢを介して
直接的にインバータ回路３に電流を流すことができるの
で、回路効率が改善されるものである。
を整流器ＤＢで整流し、インダクタＬ２ を介してコン
デンサＣ１ で平滑し、コンデンサＣ１ で得られた直
流電圧をインバータ回路３に直接供給するのではなく、
前記インダクタＬ２ を介してインバータ回路３に供給
するようにしたので、整流器ＤＢとコンデンサＣ１ の
電圧差をインダクタＬ２ が分担することにより、交流
電源Ｖｓからの入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ１ の電
圧よりも低い場合でも整流器ＤＢが導通して入力電流が
流れ、入力電流の高調波成分が抑制される。また、入力
電流が流れている期間が長くなるので、入力力率が改善
される。さらに、交流電源Ｖｓから整流器ＤＢを介して
直接的にインバータ回路３に電流を流すことができるの
で、回路効率が改善されるものである。
【０００９】
【実施例】本発明の第１実施例を図１に示す。本実施例
では、ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢの出
力端にハーフブリッジ式のインバータ回路３を接続し、
インバータ回路３の入力端と平滑用コンデンサＣ１ の
間にインダクタＬ２ を接続している。このインダクタ
Ｌ２ が入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げるので、入力
力率は従来例と同様に高くなる。また、インダクタＬ２
は、コンデンサＣ１ の充放電電流の高周波分をカッ
トする働きもする。なぜなら、コンデンサＣ１ からイ
ンバータ回路３へ流れる電流はインダクタＬ２ を通る
ので、高周波分が流れず、高周波分は主にコンデンサＣ
３ ，Ｃ４ から流れる。
では、ダイオードブリッジよりなる全波整流器ＤＢの出
力端にハーフブリッジ式のインバータ回路３を接続し、
インバータ回路３の入力端と平滑用コンデンサＣ１ の
間にインダクタＬ２ を接続している。このインダクタ
Ｌ２ が入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げるので、入力
力率は従来例と同様に高くなる。また、インダクタＬ２
は、コンデンサＣ１ の充放電電流の高周波分をカッ
トする働きもする。なぜなら、コンデンサＣ１ からイ
ンバータ回路３へ流れる電流はインダクタＬ２ を通る
ので、高周波分が流れず、高周波分は主にコンデンサＣ
３ ，Ｃ４ から流れる。
【００１０】本実施例における入力電圧Ｖｉｎ、入力電
流ＩｉｎとコンデンサＣ１ の充放電電流Ｉｃ１ の波
形を図２に示す。入力電流Ｉｉｎの波形は従来例と余り
変わっていないが、充放電電流Ｉｃ１ の波形は異なっ
ており、高周波分が抑制されている。さらに、コンデン
サＣ３ ，Ｃ４ の容量を異なるように設定し、例えば
、コンデンサＣ４の容量を１回のスイッチングで電荷を
充放電し切るような容量に設定すると、入力電流の導通
角は広くなり、入力電流の高調波成分は低減される。
流ＩｉｎとコンデンサＣ１ の充放電電流Ｉｃ１ の波
形を図２に示す。入力電流Ｉｉｎの波形は従来例と余り
変わっていないが、充放電電流Ｉｃ１ の波形は異なっ
ており、高周波分が抑制されている。さらに、コンデン
サＣ３ ，Ｃ４ の容量を異なるように設定し、例えば
、コンデンサＣ４の容量を１回のスイッチングで電荷を
充放電し切るような容量に設定すると、入力電流の導通
角は広くなり、入力電流の高調波成分は低減される。
【００１１】図３は本発明の第２実施例の回路図である
。この実施例は図１の回路において、コンデンサＣ４
を除去したものである。動作は図１の実施例と類似する
が作用がより顕著になる。まず、インダクタＬ２ の働
きであるが、入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げる働きが
あることは図１の実施例と同様である。さらに、本実施
例では、インダクタＬ２ は全波整流器ＤＢの出力電圧
と平滑用の電解コンデンサＣ１ の電圧の差を分担する
働きがある。このため、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖ
ｉｎがコンデンサＣ１ の電圧より低くても入力電流Ｉ
ｉｎを流すことができる。スイッチング素子Ｑ２ がＯ
Ｎすると、コンデンサＣ１ からインダクタＬ２ 、コ
ンデンサＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、スイッ
チング素子Ｑ２ のループでインバータ回路の負荷に電
流が流れる。このとき、インダクタＬ２ には図の矢印
Ｖ２ の向きに電圧が発生する。この電圧が全波整流器
ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ１ の電圧の差だけ発生
し、全波整流器ＤＢの導通を可能にする。したがって、
スイッチング素子Ｑ２ がＯＮすると、全波整流器ＤＢ
からコンデンサＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、
スイッチング素子Ｑ２ のループ（１点鎖線参照）でも
インバータ回路の負荷に電流Ｉが流れる。この負荷を流
れる電流は電源周期の全域にわたって流れ、その包絡線
はほぼ正弦波状の電流となる。本実施例における入力電
圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ及び電流Ｉの波形を図４に示
す。
。この実施例は図１の回路において、コンデンサＣ４
を除去したものである。動作は図１の実施例と類似する
が作用がより顕著になる。まず、インダクタＬ２ の働
きであるが、入力電流Ｉｉｎのピーク値を下げる働きが
あることは図１の実施例と同様である。さらに、本実施
例では、インダクタＬ２ は全波整流器ＤＢの出力電圧
と平滑用の電解コンデンサＣ１ の電圧の差を分担する
働きがある。このため、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖ
ｉｎがコンデンサＣ１ の電圧より低くても入力電流Ｉ
ｉｎを流すことができる。スイッチング素子Ｑ２ がＯ
Ｎすると、コンデンサＣ１ からインダクタＬ２ 、コ
ンデンサＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、スイッ
チング素子Ｑ２ のループでインバータ回路の負荷に電
流が流れる。このとき、インダクタＬ２ には図の矢印
Ｖ２ の向きに電圧が発生する。この電圧が全波整流器
ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ１ の電圧の差だけ発生
し、全波整流器ＤＢの導通を可能にする。したがって、
スイッチング素子Ｑ２ がＯＮすると、全波整流器ＤＢ
からコンデンサＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、
スイッチング素子Ｑ２ のループ（１点鎖線参照）でも
インバータ回路の負荷に電流Ｉが流れる。この負荷を流
れる電流は電源周期の全域にわたって流れ、その包絡線
はほぼ正弦波状の電流となる。本実施例における入力電
圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ及び電流Ｉの波形を図４に示
す。
【００１２】この実施例では、入力力率が高くなるばか
りか入力電流の高調波成分も少なくなるという効果があ
る。さらに、本実施例ではスイッチング素子Ｑ２ がＯ
Ｎしたときに、全波整流器ＤＢから直接負荷に電流Ｉを
流している。このため、平滑用の電解コンデンサＣ１
の充放電電流が小さくなり、コンデンサＣ１ の容量を
小さくすることができ、また、回路効率も良くなる。な
お、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間にフィルター回
路２を挿入したことにより、電源ラインに高周波雑音が
漏れることを防止できる。
りか入力電流の高調波成分も少なくなるという効果があ
る。さらに、本実施例ではスイッチング素子Ｑ２ がＯ
Ｎしたときに、全波整流器ＤＢから直接負荷に電流Ｉを
流している。このため、平滑用の電解コンデンサＣ１
の充放電電流が小さくなり、コンデンサＣ１ の容量を
小さくすることができ、また、回路効率も良くなる。な
お、交流電源Ｖｓと全波整流器ＤＢの間にフィルター回
路２を挿入したことにより、電源ラインに高周波雑音が
漏れることを防止できる。
【００１３】図５は本発明の第３実施例の回路図である
。本実施例では、図３の実施例において、コンデンサＣ
３ と放電灯１の接続点と、インダクタＬ２ とコンデ
ンサＣ１ の接続点の間にダイオードＤ３を接続したも
のである。このダイオードＤ３ は、インダクタＬ２
のエネルギー放出用のループを形成するために設けられ
ている。 図３の実施例では、スイッチング素子Ｑ２ がＯＮする
と、コンデンサＣ１ からインダクタＬ２ 、コンデン
サＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、スイッチング
素子Ｑ２ のループでインバータ回路の負荷に電流が流
れ、負荷に電力を供給すると共に、インダクタＬ２ に
もエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Ｑ２ が
ＯＦＦすると、インバータ回路の負荷はダイオードＤ１
をＯＮさせ、コンデンサＣ３ にエネルギーを放出す
るが、インダクタＬ２ はエネルギーの放出ループが無
いため、スイッチング素子Ｑ２ がＯＦＦする直前に急
激にスイッチング素子Ｑ２ を介してエネルギーを放出
する。また、このときインダクタＬ２ には過大な電圧
が発生し、スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ 及び全波整
流器ＤＢに印加される。このため、スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ と全波整流器ＤＢのストレスは大きくなる
。
。本実施例では、図３の実施例において、コンデンサＣ
３ と放電灯１の接続点と、インダクタＬ２ とコンデ
ンサＣ１ の接続点の間にダイオードＤ３を接続したも
のである。このダイオードＤ３ は、インダクタＬ２
のエネルギー放出用のループを形成するために設けられ
ている。 図３の実施例では、スイッチング素子Ｑ２ がＯＮする
と、コンデンサＣ１ からインダクタＬ２ 、コンデン
サＣ３ 、放電灯１、インダクタＬ１ 、スイッチング
素子Ｑ２ のループでインバータ回路の負荷に電流が流
れ、負荷に電力を供給すると共に、インダクタＬ２ に
もエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Ｑ２ が
ＯＦＦすると、インバータ回路の負荷はダイオードＤ１
をＯＮさせ、コンデンサＣ３ にエネルギーを放出す
るが、インダクタＬ２ はエネルギーの放出ループが無
いため、スイッチング素子Ｑ２ がＯＦＦする直前に急
激にスイッチング素子Ｑ２ を介してエネルギーを放出
する。また、このときインダクタＬ２ には過大な電圧
が発生し、スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ 及び全波整
流器ＤＢに印加される。このため、スイッチング素子Ｑ
１ ，Ｑ２ と全波整流器ＤＢのストレスは大きくなる
。
【００１４】そこで、図５に示すように、インダクタＬ
２ のエネルギー放出用のダイオードＤ３ を設けると
、図中、１点鎖線で示すように、インダクタＬ２ はコ
ンデンサＣ３ 、ダイオードＤ３ を介してエネルギー
を放出できるので、上述したような問題は起きない。そ
の他の効果については図３の実施例と同様である。
２ のエネルギー放出用のダイオードＤ３ を設けると
、図中、１点鎖線で示すように、インダクタＬ２ はコ
ンデンサＣ３ 、ダイオードＤ３ を介してエネルギー
を放出できるので、上述したような問題は起きない。そ
の他の効果については図３の実施例と同様である。
【００１５】図６は本発明の第４実施例の回路図である
。本実施例では、インダクタＬ２ のエネルギー放出用
のループとして、インダクタＬ２ に並列にコンデンサ
Ｃ５ を接続したものである。したがって、図中、１点
鎖線で示すように、インダクタＬ２ のエネルギーをコ
ンデンサＣ５ を介して放出することができる。その効
果については、図５の実施例と同様である。
。本実施例では、インダクタＬ２ のエネルギー放出用
のループとして、インダクタＬ２ に並列にコンデンサ
Ｃ５ を接続したものである。したがって、図中、１点
鎖線で示すように、インダクタＬ２ のエネルギーをコ
ンデンサＣ５ を介して放出することができる。その効
果については、図５の実施例と同様である。
【００１６】図７は本発明の第５実施例の回路図である
。本実施例では、インダクタＬ２ のエネルギー放出用
のループとして、各スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ に
コンデンサＣ５ ，Ｃ６ をそれぞれ並列に接続したも
のである。その効果については、図５の実施例と同様で
ある。
。本実施例では、インダクタＬ２ のエネルギー放出用
のループとして、各スイッチング素子Ｑ１ ，Ｑ２ に
コンデンサＣ５ ，Ｃ６ をそれぞれ並列に接続したも
のである。その効果については、図５の実施例と同様で
ある。
【００１７】なお、インバータ回路の負荷は放電灯１に
限定されるものではなく、その他の任意の負荷を用いる
ことも可能である。また、インバータ回路はハーフブリ
ッジ式に限定されるものではなく、その他の任意の回路
方式を採用することができることは言うまでもない。
限定されるものではなく、その他の任意の負荷を用いる
ことも可能である。また、インバータ回路はハーフブリ
ッジ式に限定されるものではなく、その他の任意の回路
方式を採用することができることは言うまでもない。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、交流電源を整流する整
流器と、整流器の出力をインダクタを介して平滑するコ
ンデンサと、前記整流器の出力端と並列に接続され、前
記コンデンサから前記インダクタを介して電力を供給さ
れるインバータ回路とを有するものであるから、インダ
クタが整流器とコンデンサの電圧差を分担することによ
り、交流電源からの入力電圧がコンデンサの電圧よりも
低い場合でも整流器の導通が可能になり、したがって、
入力電流が流れて入力力率が改善され、入力電流の高調
波成分が低減されるという効果があり、さらに、整流器
から直接的にインバータ回路へ電流を流すことができる
ので、平滑用のコンデンサの小容量化が可能となり、回
路効率も良くなるという効果がある。
流器と、整流器の出力をインダクタを介して平滑するコ
ンデンサと、前記整流器の出力端と並列に接続され、前
記コンデンサから前記インダクタを介して電力を供給さ
れるインバータ回路とを有するものであるから、インダ
クタが整流器とコンデンサの電圧差を分担することによ
り、交流電源からの入力電圧がコンデンサの電圧よりも
低い場合でも整流器の導通が可能になり、したがって、
入力電流が流れて入力力率が改善され、入力電流の高調
波成分が低減されるという効果があり、さらに、整流器
から直接的にインバータ回路へ電流を流すことができる
ので、平滑用のコンデンサの小容量化が可能となり、回
路効率も良くなるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】従来例の回路図である。
【図９】従来例の動作波形図である。
Ｖｓ 商用交流電源
ＤＢ 全波整流器
Ｃ１ 平滑用のコンデンサ
Ｃ２ 共振用のコンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ インダクタ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
１ 放電灯
２ インバータ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の出力をインダクタを介して平滑するコンデンサと、前
記整流器の出力端と並列に接続され、前記コンデンサか
ら前記インダクタを介して電力を供給されるインバータ
回路とを有することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の出力をインダクタを介して平滑する第１のコンデンサ
と、前記整流器の出力端と並列に接続される第１及び第
２のスイッチング素子の直列回路と、前記整流器の出力
端と並列に接続される第１及び第２のコンデンサの直列
回路と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第
１及び第２のコンデンサの接続点の間に接続された負荷
回路とを有することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の出力をインダクタを介して平滑する第１のコンデンサ
と、前記整流器の出力端と並列に接続される第１及び第
２のスイッチング素子の直列回路と、第１及び第２のス
イッチング素子の接続点と前記整流器の一方の出力端の
間に第２のコンデンサを介して接続された負荷回路とを
有することを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40555790A JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP40555790A JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04222468A true JPH04222468A (ja) | 1992-08-12 |
| JP3252394B2 JP3252394B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=18515163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP40555790A Expired - Fee Related JP3252394B2 (ja) | 1990-12-25 | 1990-12-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3252394B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4400436A1 (de) * | 1993-02-23 | 1994-08-25 | Matsushita Electric Works Ltd | Wechselrichter-Einrichtung |
-
1990
- 1990-12-25 JP JP40555790A patent/JP3252394B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4400436A1 (de) * | 1993-02-23 | 1994-08-25 | Matsushita Electric Works Ltd | Wechselrichter-Einrichtung |
| DE4400436C2 (de) * | 1993-02-23 | 2002-11-28 | Matsushita Electric Works Ltd | Umrichter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3252394B2 (ja) | 2002-02-04 |
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