JP2889316B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP2889316B2 JP2889316B2 JP2109707A JP10970790A JP2889316B2 JP 2889316 B2 JP2889316 B2 JP 2889316B2 JP 2109707 A JP2109707 A JP 2109707A JP 10970790 A JP10970790 A JP 10970790A JP 2889316 B2 JP2889316 B2 JP 2889316B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/0085—Partially controlled bridges
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源をチョッパー回路によって直流電
圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路によって交
流電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関するもの
である。
圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路によって交
流電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関するもの
である。
［従来の技術］ 第８図は従来例（特願平１−64465号参照）の回路図
である。以下、その回路構成について説明する。トラン
ジスタQ1のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接
続されている。トランジスタQ1，Q2のコレクタ及びエミ
ッタには、ダイオードD1，D2のカソード及びアノードが
夫々接続されている。トランジスタQ1のベース・エミッ
タ間には、第１の矩形波信号が入力されており、トラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号
が高レベルのときに低レベルとなり、第１の矩形波信号
が低レベルのときに高レベルとなる第２の矩形波信号が
入力されている。これにより、トランジスタQ1，Q2は交
互にオン・オフされる。トランジスタQ1のコレクタには
ダイオードD3のカソードが接続され、ダイオードD3のア
ノードはダイオードD4のカソードに接続され、ダイオー
ドD4のアノードはトランジスタQ2のエミッタに接続され
ている。トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2
の一端が接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3
の一端に接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタ
Q2のエミッタに接続されている。トランジスタQ1，Q2の
接続点とコンデンサC2，C3の接続点の間には、負荷Ｚが
接続されている。この回路では、負荷Ｚとして白熱電球
のような抵抗素子を用いているものとするが、誘導性リ
アクタンスや容量性リアクタンスを含んでいても良い。
トランジスタQ1，Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続
されている。交流電源Vsの他端は、電源スイッチSWとイ
ンダクタL1,L2を介して、ダイオードD3，D4の接続点に
接続されている。インダクタL1，L2の接続点と交流電源
Vsの一端との間には、コンデンサC1が接続されている。
インダクタL1とコンデンサC1はフィルター回路を構成し
ている。また、トランジスタQ1，Q2とダイオードD1，D2
及びコンデンサC2，C3は、ダイオードD3，D4及びインダ
クタL2と共にチョッパー回路を構成し、且つ負荷Ｚと共
にインバータ回路を構成している。
である。以下、その回路構成について説明する。トラン
ジスタQ1のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接
続されている。トランジスタQ1，Q2のコレクタ及びエミ
ッタには、ダイオードD1，D2のカソード及びアノードが
夫々接続されている。トランジスタQ1のベース・エミッ
タ間には、第１の矩形波信号が入力されており、トラン
ジスタQ2のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号
が高レベルのときに低レベルとなり、第１の矩形波信号
が低レベルのときに高レベルとなる第２の矩形波信号が
入力されている。これにより、トランジスタQ1，Q2は交
互にオン・オフされる。トランジスタQ1のコレクタには
ダイオードD3のカソードが接続され、ダイオードD3のア
ノードはダイオードD4のカソードに接続され、ダイオー
ドD4のアノードはトランジスタQ2のエミッタに接続され
ている。トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2
の一端が接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3
の一端に接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタ
Q2のエミッタに接続されている。トランジスタQ1，Q2の
接続点とコンデンサC2，C3の接続点の間には、負荷Ｚが
接続されている。この回路では、負荷Ｚとして白熱電球
のような抵抗素子を用いているものとするが、誘導性リ
アクタンスや容量性リアクタンスを含んでいても良い。
トランジスタQ1，Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続
されている。交流電源Vsの他端は、電源スイッチSWとイ
ンダクタL1,L2を介して、ダイオードD3，D4の接続点に
接続されている。インダクタL1，L2の接続点と交流電源
Vsの一端との間には、コンデンサC1が接続されている。
インダクタL1とコンデンサC1はフィルター回路を構成し
ている。また、トランジスタQ1，Q2とダイオードD1，D2
及びコンデンサC2，C3は、ダイオードD3，D4及びインダ
クタL2と共にチョッパー回路を構成し、且つ負荷Ｚと共
にインバータ回路を構成している。
以下、本実施例の動作について説明する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流IL2が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加していく。このとき、トラン
ジスタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機
能し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷Ｚ
に電流を流す。
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流IL2が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加していく。このとき、トラン
ジスタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機
能し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷Ｚ
に電流を流す。
次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタL2、
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷Ｚ、交流電源Vsを通
る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コンデ
ンサC2，C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオンして
おり、コンデンサC3から負荷Ｚ、トランジスタQ2を通る
経路で、上記とは逆方向に負荷Ｚに電流を流す。
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷Ｚ、交流電源Vsを通
る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コンデ
ンサC2，C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオンして
おり、コンデンサC3から負荷Ｚ、トランジスタQ2を通る
経路で、上記とは逆方向に負荷Ｚに電流を流す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ねて、トランジスタQ2は
インバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ねて、トランジスタQ2は
インバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流IL2が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トラン
ジスタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機
能し、コンデンサC3から負荷Ｚ、トランジスタQ2を通る
経路で負荷Ｚに電流を流す。
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流IL2が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トラン
ジスタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機
能し、コンデンサC3から負荷Ｚ、トランジスタQ2を通る
経路で負荷Ｚに電流を流す。
次に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、負
荷Ｚ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC2，C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオンして
おり、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、上記
とは逆方向に負荷Ｚに電流を流す。
荷Ｚ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC2，C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、
インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサC2及
びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオンして
おり、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、上記
とは逆方向に負荷Ｚに電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
したがって、この回路にあっては、インバータ用スイ
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になる。また、この回路にあって
は、交流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタQ1，Q2
が交互にチョッパー用のスイッチング素子として働くの
で、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減され
るという利点があり、またスイッチング素子（トランジ
スタQ1，Q2）の電力損失のバランスが取れているので、
例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチング素
子（トランジスタQ1，Q2）はインバータ用のスイッチン
グ素子としても動作しているから、別個にチョッパー用
のドライブ回路を設ける必要がなく、また制御回路の構
成も簡単化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の
間に、フィルター回路を挿入して入力電流Iinを連続的
にすることにより、入力電流歪率を低減することがで
き、また、入力電流Iinを入力電圧Vinと同相の正弦波に
できるので、入力力率はほぼ１となる。
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になる。また、この回路にあって
は、交流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタQ1，Q2
が交互にチョッパー用のスイッチング素子として働くの
で、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減され
るという利点があり、またスイッチング素子（トランジ
スタQ1，Q2）の電力損失のバランスが取れているので、
例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチング素
子（トランジスタQ1，Q2）はインバータ用のスイッチン
グ素子としても動作しているから、別個にチョッパー用
のドライブ回路を設ける必要がなく、また制御回路の構
成も簡単化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の
間に、フィルター回路を挿入して入力電流Iinを連続的
にすることにより、入力電流歪率を低減することがで
き、また、入力電流Iinを入力電圧Vinと同相の正弦波に
できるので、入力力率はほぼ１となる。
［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例において、電源スイッチSWをONした直後
は、トランジスタQ1，Q2の制御回路の電源電圧が十分に
上昇していないので、トランジスタQ1，Q2は動作を停止
している。このような回路の停止状態では、ダイオード
D1〜D4よりなる全波整流回路によりコンデンサC2，C3が
充電される。その充電電圧VDCは高くとも入力電圧Vinの
ピーク値までしか充電されない。その後、トランジスタ
Q1，Q2がオン・オフ動作を開始すると、コンデンサC2，
C3の充電電圧VDCは上昇し始める。このトランジスタ
Q1，Q2が動き始めた直後の電圧VDCが十分に高くない状
態では、コンデンサC2，C3の短絡モードが発生し、スイ
ッチング素子に過大なストレスが加わったり、場合によ
ってはスイッチング素子が破壊するという問題があっ
た。その原因は、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCが低
いときに、スイッチングの一周期内にチョッパー回路の
インダクタL2がエネルギーを完全に放出し切らないこと
による。
は、トランジスタQ1，Q2の制御回路の電源電圧が十分に
上昇していないので、トランジスタQ1，Q2は動作を停止
している。このような回路の停止状態では、ダイオード
D1〜D4よりなる全波整流回路によりコンデンサC2，C3が
充電される。その充電電圧VDCは高くとも入力電圧Vinの
ピーク値までしか充電されない。その後、トランジスタ
Q1，Q2がオン・オフ動作を開始すると、コンデンサC2，
C3の充電電圧VDCは上昇し始める。このトランジスタ
Q1，Q2が動き始めた直後の電圧VDCが十分に高くない状
態では、コンデンサC2，C3の短絡モードが発生し、スイ
ッチング素子に過大なストレスが加わったり、場合によ
ってはスイッチング素子が破壊するという問題があっ
た。その原因は、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCが低
いときに、スイッチングの一周期内にチョッパー回路の
インダクタL2がエネルギーを完全に放出し切らないこと
による。
例えば、第９図は交流電源Vsの正の半サイクル（Vin
＞０の期間）に、トランジスタQ1がチョッパー用のスイ
ッチング素子として働いているときの動作波形図であ
る。トランジスタQ1がオンしている期間t1にインダクタ
L2にエネルギーを蓄積し、トランジスタQ1がオフしてい
る期間t2にインダクタL2のエネルギーが放出されて、コ
ンデンサC2，C3を充電する。ところが、コンデンサC2，
C3の充電電圧VDCが低いと、期間t2におけるインダクタL
2の電流IL2の減少の仕方が緩やかになり、期間t2のうち
にゼロにならない状態が発生する。期間t2ではダイオー
ドD2とD3を介してコンデンサC2，C3にインダクタL2の電
流IL2が流れているので、次にトランジスタQ1がオンす
ると、ダイオードD2の逆回復時間が経過するまでの間
は、トランジスタQ1とダイオードD2が導通状態となり、
コンデンサC2，C3を短絡した状態となる。したがって、
トランジスタQ1には、期間t3に過大な電流が流れること
になる。
＞０の期間）に、トランジスタQ1がチョッパー用のスイ
ッチング素子として働いているときの動作波形図であ
る。トランジスタQ1がオンしている期間t1にインダクタ
L2にエネルギーを蓄積し、トランジスタQ1がオフしてい
る期間t2にインダクタL2のエネルギーが放出されて、コ
ンデンサC2，C3を充電する。ところが、コンデンサC2，
C3の充電電圧VDCが低いと、期間t2におけるインダクタL
2の電流IL2の減少の仕方が緩やかになり、期間t2のうち
にゼロにならない状態が発生する。期間t2ではダイオー
ドD2とD3を介してコンデンサC2，C3にインダクタL2の電
流IL2が流れているので、次にトランジスタQ1がオンす
ると、ダイオードD2の逆回復時間が経過するまでの間
は、トランジスタQ1とダイオードD2が導通状態となり、
コンデンサC2，C3を短絡した状態となる。したがって、
トランジスタQ1には、期間t3に過大な電流が流れること
になる。
そこで、チョッパー用のスイッチング素子のオン・デ
ューティを電源投入直後は０％に近い非常に小さいデュ
ーティから徐々に増やして行く方法が考えられる。しか
しながら、一周期内でインダクタL2のエネルギーを完全
に放出させられるオン・デューティは入力電圧Vinの位
相やコンデンサC2，C3の電圧、スイッチング周波数等に
よって異なるので、複雑な制御回路が必要となる。
ューティを電源投入直後は０％に近い非常に小さいデュ
ーティから徐々に増やして行く方法が考えられる。しか
しながら、一周期内でインダクタL2のエネルギーを完全
に放出させられるオン・デューティは入力電圧Vinの位
相やコンデンサC2，C3の電圧、スイッチング周波数等に
よって異なるので、複雑な制御回路が必要となる。
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、チョッパー回路とインバ
ータ回路を組み合わせた電源装置において、電源投入直
後のチョッパー回路の平滑用コンデンサの充電電圧が低
いときに生じる好ましくない動作を防止することにあ
る。
り、その目的とするところは、チョッパー回路とインバ
ータ回路を組み合わせた電源装置において、電源投入直
後のチョッパー回路の平滑用コンデンサの充電電圧が低
いときに生じる好ましくない動作を防止することにあ
る。
［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、ダイオードブリッジD1〜D4の一対の
交流入力端に交流電源VsとインダクタL2の直列回路を接
続し、少なくとも２個のコンデンサC2，C3を直列接続し
た平滑回路を前記ダイオードブリッジD1〜D4の一対の直
流出力端に並列的に接続し、前記ダイオードブリッジD1
〜D4の第１の交流入力端と第１及び第２の直流出力端の
間にそれぞれ第１及び第２のトランジスタQ1，Q2をダイ
オードD1，D2とは逆並列に接続し、第１の交流入力端に
負荷Ｚの一端を接続し、負荷Ｚの他端をいずれか１つの
コンデンサの一端に接続し、第１及び第２のトランジス
タQ1，Q2を同時にオンしないように高周波的にスイッチ
ングする制御回路を備える電源装置において、少なくと
も電源投入後の一定時間は第１の交流入力端と２個のコ
ンデンサC2，C3の接続点の間に通電経路を構成する通電
要素（双方向スイッチSW2）を備え、前記制御回路は電
源投入後、一定時間の経過後に動作を開始する回路とし
たことを特徴とするものである。
１図に示すように、ダイオードブリッジD1〜D4の一対の
交流入力端に交流電源VsとインダクタL2の直列回路を接
続し、少なくとも２個のコンデンサC2，C3を直列接続し
た平滑回路を前記ダイオードブリッジD1〜D4の一対の直
流出力端に並列的に接続し、前記ダイオードブリッジD1
〜D4の第１の交流入力端と第１及び第２の直流出力端の
間にそれぞれ第１及び第２のトランジスタQ1，Q2をダイ
オードD1，D2とは逆並列に接続し、第１の交流入力端に
負荷Ｚの一端を接続し、負荷Ｚの他端をいずれか１つの
コンデンサの一端に接続し、第１及び第２のトランジス
タQ1，Q2を同時にオンしないように高周波的にスイッチ
ングする制御回路を備える電源装置において、少なくと
も電源投入後の一定時間は第１の交流入力端と２個のコ
ンデンサC2，C3の接続点の間に通電経路を構成する通電
要素（双方向スイッチSW2）を備え、前記制御回路は電
源投入後、一定時間の経過後に動作を開始する回路とし
たことを特徴とするものである。
［作用］ 本発明にあっては、第10図に示すような従来の電源装
置において、少なくとも電源投入後の一定時間は第１の
交流入力端と２個のコンデンサC2，C3の接続点の間に通
電経路を構成する通電要素を備えるものであるから、こ
の通電要素を介して倍電圧整流回路が構成され、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは交流電源Vsのピーク値の約
２倍まで昇圧される。このため、電源投入直後にコンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCが低い状態は生じない。した
がって、チョッパー用のスイッチング素子のオフ期間中
にインダクタL2のエネルギーが放出し切れないという不
都合は生じず、スイッチング素子の同時オンを防止で
き、スイッチング素子に過電流が流れることを防止でき
るものである。
置において、少なくとも電源投入後の一定時間は第１の
交流入力端と２個のコンデンサC2，C3の接続点の間に通
電経路を構成する通電要素を備えるものであるから、こ
の通電要素を介して倍電圧整流回路が構成され、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは交流電源Vsのピーク値の約
２倍まで昇圧される。このため、電源投入直後にコンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCが低い状態は生じない。した
がって、チョッパー用のスイッチング素子のオフ期間中
にインダクタL2のエネルギーが放出し切れないという不
都合は生じず、スイッチング素子の同時オンを防止で
き、スイッチング素子に過電流が流れることを防止でき
るものである。
［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例は、第８図に示す従来例において、負荷Ｚと並列的に
双方向スイッチSW2を接続したものである。この双方向
スイッチSW2は、例えば、ノーマリ・クローズ型のリレ
ー接点よりなる。電源投入前及び電源投入後の一定時間
はリレーを励磁しないようにすれば、双方向スイッチSW
2はオン状態となる。このとき、コンデンサC2は交流電
源Vsの正の半サイクル（Vin＞０）でダイオードD3と双
方向スイッチSW2を介して充電され、コンデンサC3は交
流電源Vsの負の半サイクル（Vin＜０）で双方向スイッ
チSW2とダイオードD4を介して充電されるので、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは交流電源Vsからの入力電圧V
inのピーク値の約２倍となる。すなわち、ダイオード
D3，D4とコンデンサC2，C3により倍電圧整流回路が構成
される。これにより、電源投入後、制御回路が動作を開
始するまでの間に、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCは
十分に昇圧される。
例は、第８図に示す従来例において、負荷Ｚと並列的に
双方向スイッチSW2を接続したものである。この双方向
スイッチSW2は、例えば、ノーマリ・クローズ型のリレ
ー接点よりなる。電源投入前及び電源投入後の一定時間
はリレーを励磁しないようにすれば、双方向スイッチSW
2はオン状態となる。このとき、コンデンサC2は交流電
源Vsの正の半サイクル（Vin＞０）でダイオードD3と双
方向スイッチSW2を介して充電され、コンデンサC3は交
流電源Vsの負の半サイクル（Vin＜０）で双方向スイッ
チSW2とダイオードD4を介して充電されるので、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは交流電源Vsからの入力電圧V
inのピーク値の約２倍となる。すなわち、ダイオード
D3，D4とコンデンサC2，C3により倍電圧整流回路が構成
される。これにより、電源投入後、制御回路が動作を開
始するまでの間に、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCは
十分に昇圧される。
次に、電源投入後の一定時間が経過すると、双方向ス
イッチSW2はオフ状態となる。その後、トランジスタ
Q1，Q2よりなるスイッチング素子が動作を開始すれば、
コンデンサC2，C3の充電電圧VDCは既に十分に昇圧され
ているので、チョッパー用のスイッチング素子のオフ期
間中にインダクタL2のエネルギーが放出し切れないとい
う不都合は生じない。したがって、スイッチング素子の
同時オンを防止でき、スイッチング素子に過大な電流が
流れることを防止できる。
イッチSW2はオフ状態となる。その後、トランジスタ
Q1，Q2よりなるスイッチング素子が動作を開始すれば、
コンデンサC2，C3の充電電圧VDCは既に十分に昇圧され
ているので、チョッパー用のスイッチング素子のオフ期
間中にインダクタL2のエネルギーが放出し切れないとい
う不都合は生じない。したがって、スイッチング素子の
同時オンを防止でき、スイッチング素子に過大な電流が
流れることを防止できる。
なお、双方向スイッチSW2をオフさせるタイミング
は、電源スイッチSW1のオン時点から入力電圧Vinの一周
期後であれば十分なので、リレー駆動用のタイマーを適
度に設定して、電源投入後、制御回路が動作を開始する
までの間に双方向スイッチSW2をオフさせれば良い。第
３図は、電源スイッチSW1がオンした後にコンデンサ
C2，C3の充電電圧VDCがどのように変化するかを示して
いる。時刻t1で電源スイッチSW1がオンすると、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは、最初の半サイクルで入力
電圧Vinのピーク値Vpに応じた電圧V1まで上昇し、次の
半サイクルで電圧V1の約２倍の電圧V2まで上昇する。し
たがって、入力電圧Vinの一周期に相当する時間T1の経
過後に、時刻t2で双方向スイッチSW2をオフさせれば良
い。
は、電源スイッチSW1のオン時点から入力電圧Vinの一周
期後であれば十分なので、リレー駆動用のタイマーを適
度に設定して、電源投入後、制御回路が動作を開始する
までの間に双方向スイッチSW2をオフさせれば良い。第
３図は、電源スイッチSW1がオンした後にコンデンサ
C2，C3の充電電圧VDCがどのように変化するかを示して
いる。時刻t1で電源スイッチSW1がオンすると、コンデ
ンサC2，C3の充電電圧VDCは、最初の半サイクルで入力
電圧Vinのピーク値Vpに応じた電圧V1まで上昇し、次の
半サイクルで電圧V1の約２倍の電圧V2まで上昇する。し
たがって、入力電圧Vinの一周期に相当する時間T1の経
過後に、時刻t2で双方向スイッチSW2をオフさせれば良
い。
また、双方向スイッチSW2をタイマーでオフする代わ
りに、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCの大きさを検出
し、入力電圧Vinのピーク値Vpの約２倍の電圧V2になっ
た後に、双方向スイッチSW2をオフさせても良い。
りに、コンデンサC2，C3の充電電圧VDCの大きさを検出
し、入力電圧Vinのピーク値Vpの約２倍の電圧V2になっ
た後に、双方向スイッチSW2をオフさせても良い。
第２図（ａ），（ｂ）は本実施例に用いる双方向スイ
ッチSW2を半導体スイッチで構成した回路例を示してい
る。同図（ａ）の回路では、ダイオードブリッジD5〜D8
の直流側端子にバイポーラトランジスタQ3を接続し、交
流側端子を双方向スイッチSW2の一対の出力端子として
使用している。同図（ｂ）の回路では、デプリーション
型のパワーMOSFETよりなるトランジスタQ4，Q5のゲート
・ソース間を共通接続して双方向スイッチSW2の制御端
子とし、各ドレインを双方向スイッチSW2の一対の出力
端子として使用している。各トランジスタQ4，Q5に逆並
列接続されたダイオードD9，D10はパワーMOSFETのドレ
イン・ソース間に内蔵された寄生の逆並列ダイオードで
代用することもできる。なお、コンデンサC2，C3の充電
電圧VDCを高抵抗あるいはツェナーダイオードで降圧し
た電圧により発光ダイオードを駆動し、この発光ダイオ
ードと光学的に結合されたフォトセルからの起電力を上
記トランジスタQ4，Q5のゲート・ソース間に印加するよ
うに構成すれば、比較的簡単な回路で双方向スイッチSW
2を制御することができる。
ッチSW2を半導体スイッチで構成した回路例を示してい
る。同図（ａ）の回路では、ダイオードブリッジD5〜D8
の直流側端子にバイポーラトランジスタQ3を接続し、交
流側端子を双方向スイッチSW2の一対の出力端子として
使用している。同図（ｂ）の回路では、デプリーション
型のパワーMOSFETよりなるトランジスタQ4，Q5のゲート
・ソース間を共通接続して双方向スイッチSW2の制御端
子とし、各ドレインを双方向スイッチSW2の一対の出力
端子として使用している。各トランジスタQ4，Q5に逆並
列接続されたダイオードD9，D10はパワーMOSFETのドレ
イン・ソース間に内蔵された寄生の逆並列ダイオードで
代用することもできる。なお、コンデンサC2，C3の充電
電圧VDCを高抵抗あるいはツェナーダイオードで降圧し
た電圧により発光ダイオードを駆動し、この発光ダイオ
ードと光学的に結合されたフォトセルからの起電力を上
記トランジスタQ4，Q5のゲート・ソース間に印加するよ
うに構成すれば、比較的簡単な回路で双方向スイッチSW
2を制御することができる。
［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第１図に示す実施例１の回路において、
双方向スイッチSW2の代わりにインダクタL4を接続する
と共に、負荷Ｚとして放電灯点灯回路を接続したもので
ある。この点灯回路は、蛍光灯のような熱陰極型の放電
灯laにコンデンサC4を並列接続すると共に、インダクタ
L3を直列接続したものであり、高周波電圧を印加する
と、コンデンサC4とインダクタL3のLC直列共振作用によ
り高い共振電圧が放電灯laに印加されて、放電灯laが点
灯される。また、予熱時にはコンデンサC4に介して流れ
る電流によりフィラメントが予熱される。
例にあっては、第１図に示す実施例１の回路において、
双方向スイッチSW2の代わりにインダクタL4を接続する
と共に、負荷Ｚとして放電灯点灯回路を接続したもので
ある。この点灯回路は、蛍光灯のような熱陰極型の放電
灯laにコンデンサC4を並列接続すると共に、インダクタ
L3を直列接続したものであり、高周波電圧を印加する
と、コンデンサC4とインダクタL3のLC直列共振作用によ
り高い共振電圧が放電灯laに印加されて、放電灯laが点
灯される。また、予熱時にはコンデンサC4に介して流れ
る電流によりフィラメントが予熱される。
この実施例では、電源投入直後にトランジスタQ1，Q2
が動作していないときに、インダクタL1，L2，L4とダイ
オードD3，D4及びコンデンサC2，C3により倍電圧整流回
路が構成されるが、コンデンサC2，C3を充電する経路に
インダクタL4が直列的に挿入されているので、電源投入
直後の突入電流を軽減することができる。コンデンサ
C2，C3の充電電圧VDCが交流電源Vsからの入力電圧Vinの
ピーク値の約２倍にまで充電された後、トランジスタ
Q1，Q2が動作を開始すると、インダクタL4にはトランジ
スタQ1，Q2の動作によって電流が流れるが、インダクタ
L4は誘導性リアクタンスであるので、その電力損失は小
さく、回路効率の低下を招くことはない。
が動作していないときに、インダクタL1，L2，L4とダイ
オードD3，D4及びコンデンサC2，C3により倍電圧整流回
路が構成されるが、コンデンサC2，C3を充電する経路に
インダクタL4が直列的に挿入されているので、電源投入
直後の突入電流を軽減することができる。コンデンサ
C2，C3の充電電圧VDCが交流電源Vsからの入力電圧Vinの
ピーク値の約２倍にまで充電された後、トランジスタ
Q1，Q2が動作を開始すると、インダクタL4にはトランジ
スタQ1，Q2の動作によって電流が流れるが、インダクタ
L4は誘導性リアクタンスであるので、その電力損失は小
さく、回路効率の低下を招くことはない。
なお、インダクタL4のインダクタンス値によっては、
負荷回路のインダクタL3やコンデンサC4及び放電灯laと
作用し合って負荷出力が不安定になる場合がある。この
ような場合には、実施例１で説明したような双方向スイ
ッチSW2のインダクタL4と直列的に挿入しておき、コン
デンサC2，C3の充電後は双方向スイッチSW2をオフし
て、インダクタL4を切り離すような回路構成としても良
い。
負荷回路のインダクタL3やコンデンサC4及び放電灯laと
作用し合って負荷出力が不安定になる場合がある。この
ような場合には、実施例１で説明したような双方向スイ
ッチSW2のインダクタL4と直列的に挿入しておき、コン
デンサC2，C3の充電後は双方向スイッチSW2をオフし
て、インダクタL4を切り離すような回路構成としても良
い。
［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、インバータ回路を変形ハーフブリッジ式
のインバータ（いわゆる直列インバータ）で構成したも
のである。実施例２と比較すると、インバータの負荷回
路を直流カット用のコンデンサC5を介して一方のトラン
ジスタQ1の両端に並列的に接続した点が異なり、その他
の構成については実施例２と同様である。本実施例にお
いて、インダクタL4に代えて双方向スイッチSW2を接続
しても構わない。また、インバータの負荷回路は他方の
トランジスタQ2の両端に接続しても構わない。
例にあっては、インバータ回路を変形ハーフブリッジ式
のインバータ（いわゆる直列インバータ）で構成したも
のである。実施例２と比較すると、インバータの負荷回
路を直流カット用のコンデンサC5を介して一方のトラン
ジスタQ1の両端に並列的に接続した点が異なり、その他
の構成については実施例２と同様である。本実施例にお
いて、インダクタL4に代えて双方向スイッチSW2を接続
しても構わない。また、インバータの負荷回路は他方の
トランジスタQ2の両端に接続しても構わない。
この実施例３のように、負荷回路を一方のスイッチン
グ素子の両端に並列接続した直列インバータでは、イン
ダクタL4を接続していないと、倍電圧整流回路が構成で
きない。一方、上述の実施例1,2では、双方向スイッチS
W2やインダクタL4を接続しなくても、負荷回路がトラン
ジスタQ1，Q2の接続点とコンデンサC2，C3の接続点の間
に接続されている。この負荷回路を介してコンデンサ
C2，C3を充電しても構わないが、一般に負荷回路を介す
ると、ロスが多く、速やかに充電が行われるとは限らな
い。特に、負荷回路が共振回路を含む場合には、本来の
充電経路とは逆方向に共振電流が流れることもあり、コ
ンデンサC2，C3がうまく充電されないことがある。した
がって、実施例1,2の構成でも双方向スイッチSW2やイン
ダクタL4のような通電要素が必要となる。
グ素子の両端に並列接続した直列インバータでは、イン
ダクタL4を接続していないと、倍電圧整流回路が構成で
きない。一方、上述の実施例1,2では、双方向スイッチS
W2やインダクタL4を接続しなくても、負荷回路がトラン
ジスタQ1，Q2の接続点とコンデンサC2，C3の接続点の間
に接続されている。この負荷回路を介してコンデンサ
C2，C3を充電しても構わないが、一般に負荷回路を介す
ると、ロスが多く、速やかに充電が行われるとは限らな
い。特に、負荷回路が共振回路を含む場合には、本来の
充電経路とは逆方向に共振電流が流れることもあり、コ
ンデンサC2，C3がうまく充電されないことがある。した
がって、実施例1,2の構成でも双方向スイッチSW2やイン
ダクタL4のような通電要素が必要となる。
［実施例４］ 第６図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例では、放電灯laのフィラメントの電源側端子間にコン
デンサC4を接続し、非電源側端子間に双方向スイッチSW
2を接続してある。放電灯laは蛍光灯などの熱陰極型の
放電灯である。この回路においては、電源スイッチSW1
がオンされた後、トランジスタQ1，Q2が動作を開始する
前の状態では、ダイオードD3，D4とインダクタL1〜L3、
コンデンサC2，C3及び双方向スイッチSW2よりなる倍電
圧整流回路が構成され、コンデンサC2，C3の充電電圧V
DCが入力電圧Vinのピーク値の約２倍程度まで上昇す
る。次に、トランジスタQ1，Q2が動作を開始するが、双
方向スイッチSW2はオン状態のままとしておく。これに
より、双方向スイッチSW2を介して放電灯laのフィラメ
ントを予熱する回路が形成されて、管電圧が点灯電圧以
下の状態で放電灯laを十分に予熱することができる。そ
して、放電灯laを予熱した後に、双方向スイッチSW2を
オフすると、インダクタL3とコンデンサC4のLC共振作用
によりコンデンサC4の両端に発生する共振電圧が放電灯
laに印加されて、放電灯laが点灯する。この回路では、
放電灯laの点灯中にはフィラメントに電流を流さないの
で、回路の効率が良くなる。もちろん、上述の各実施例
と同様に、電源投入直後のスイッチング素子の同時オン
や過電流を防止できることは言うまでもない。
例では、放電灯laのフィラメントの電源側端子間にコン
デンサC4を接続し、非電源側端子間に双方向スイッチSW
2を接続してある。放電灯laは蛍光灯などの熱陰極型の
放電灯である。この回路においては、電源スイッチSW1
がオンされた後、トランジスタQ1，Q2が動作を開始する
前の状態では、ダイオードD3，D4とインダクタL1〜L3、
コンデンサC2，C3及び双方向スイッチSW2よりなる倍電
圧整流回路が構成され、コンデンサC2，C3の充電電圧V
DCが入力電圧Vinのピーク値の約２倍程度まで上昇す
る。次に、トランジスタQ1，Q2が動作を開始するが、双
方向スイッチSW2はオン状態のままとしておく。これに
より、双方向スイッチSW2を介して放電灯laのフィラメ
ントを予熱する回路が形成されて、管電圧が点灯電圧以
下の状態で放電灯laを十分に予熱することができる。そ
して、放電灯laを予熱した後に、双方向スイッチSW2を
オフすると、インダクタL3とコンデンサC4のLC共振作用
によりコンデンサC4の両端に発生する共振電圧が放電灯
laに印加されて、放電灯laが点灯する。この回路では、
放電灯laの点灯中にはフィラメントに電流を流さないの
で、回路の効率が良くなる。もちろん、上述の各実施例
と同様に、電源投入直後のスイッチング素子の同時オン
や過電流を防止できることは言うまでもない。
［実施例５］ 第７図は本発明の第５実施例の回路図である。本実施
例では、放電灯laのフィラメントの電源側端子間に双方
向スイッチSW2を接続し、非電源側端子間にコンデンサC
4を接続したものである。この回路構成では、第６図の
実施例４にように放電灯laの点灯中にフィラメントの予
熱電流をカットする効果はない。したがって、双方向ス
イッチSW2はトランジスタQ1，Q2が動作を開始する前に
オフさせなければならない。本実施例においても、電源
投入直後のスイッチング素子の同時オンや過電流を防止
できる。
例では、放電灯laのフィラメントの電源側端子間に双方
向スイッチSW2を接続し、非電源側端子間にコンデンサC
4を接続したものである。この回路構成では、第６図の
実施例４にように放電灯laの点灯中にフィラメントの予
熱電流をカットする効果はない。したがって、双方向ス
イッチSW2はトランジスタQ1，Q2が動作を開始する前に
オフさせなければならない。本実施例においても、電源
投入直後のスイッチング素子の同時オンや過電流を防止
できる。
なお、上記各実施例においては、トランジスタQ1，Q2
を常に交互にオン・オフさせて負荷回路に高周波電流を
流す高周波インバータ動作を基本としているが、この他
に入力電圧Vinの極性に同期して、Vin＞０ではトランジ
スタQ1だけを、Vin＜０ではトランジスタQ2だけをそれ
ぞれオン・オフ動作させて、入力電圧Vinの半周期毎に
極性が交番する矩形波電圧を負荷回路に与えるような電
源装置にも本発明を適用することができる。
を常に交互にオン・オフさせて負荷回路に高周波電流を
流す高周波インバータ動作を基本としているが、この他
に入力電圧Vinの極性に同期して、Vin＞０ではトランジ
スタQ1だけを、Vin＜０ではトランジスタQ2だけをそれ
ぞれオン・オフ動作させて、入力電圧Vinの半周期毎に
極性が交番する矩形波電圧を負荷回路に与えるような電
源装置にも本発明を適用することができる。
［発明の効果］ 本発明にあっては、チョッパー回路とインバータ回路
とでスイッチング素子を兼用した電源装置において、電
源投入直後に通電要素を介して倍電圧整流回路が構成さ
れるようにしたので、電源投入直後等にチョッパー回路
の平滑用コンデンサの電圧が低いことに起因するインバ
ータ回路のスイッチング素子の同時オンを防止でき、ス
イッチング素子に過大なストレスが加わることを防止で
きるという効果がある。
とでスイッチング素子を兼用した電源装置において、電
源投入直後に通電要素を介して倍電圧整流回路が構成さ
れるようにしたので、電源投入直後等にチョッパー回路
の平滑用コンデンサの電圧が低いことに起因するインバ
ータ回路のスイッチング素子の同時オンを防止でき、ス
イッチング素子に過大なストレスが加わることを防止で
きるという効果がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図（ａ），
（ｂ）は同上に用いる双方向スイッチの構成例を示す回
路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は本発明の第
２実施例の回路図、第５図は本発明の第３実施例の回路
図、第６図は本発明の第４実施例の回路図、第７図は本
発明の第５実施例の回路図、第８図は従来例の回路図、
第９図は同上の動作波形図である。 SW2は双方向スイッチ、L4はインダクタである。
（ｂ）は同上に用いる双方向スイッチの構成例を示す回
路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は本発明の第
２実施例の回路図、第５図は本発明の第３実施例の回路
図、第６図は本発明の第４実施例の回路図、第７図は本
発明の第５実施例の回路図、第８図は従来例の回路図、
第９図は同上の動作波形図である。 SW2は双方向スイッチ、L4はインダクタである。
Claims (1)
- 【請求項１】ダイオードブリッジの一対の交流入力端に
交流電源とインダクタの直列回路を接続し、少なくとも
２個のコンデンサを直列接続した平滑回路を前記ダイオ
ードブリッジの一対の直流出力端に並列的に接続し、前
記ダイオードブリッジの第１の交流入力端と第１及び第
２の直流出力端の間にそれぞれ第１及び第２のスイッチ
ング素子をダイオードとは逆並列に接続し、第１の交流
入力端に負荷の一端を接続し、負荷の他端をいずれか１
つのコンデンサの一端に接続し、第１及び第２のスイッ
チング素子を同時にオンしないように高周波的にスイッ
チングする制御回路を備える電源装置において、少なく
とも電源投入後の一定時間は第１の交流入力端と２個の
コンデンサの接続点の間に通電経路を構成する通電要素
を備え、前記制御回路は電源投入後、一定時間の経過後
に動作を開始する回路としたことを特徴とする電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2109707A JP2889316B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2109707A JP2889316B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH048175A JPH048175A (ja) | 1992-01-13 |
| JP2889316B2 true JP2889316B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=14517183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2109707A Expired - Fee Related JP2889316B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2889316B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100541724B1 (ko) * | 2002-11-08 | 2006-01-11 | 삼성전자주식회사 | 모터전원공급장치 및 모터전원공급방법 |
| JP5594263B2 (ja) * | 2011-08-31 | 2014-09-24 | 株式会社デンソー | ハーフブリッジ回路 |
| JP5920701B2 (ja) * | 2012-01-11 | 2016-05-18 | ニチコン株式会社 | Ａｃ／ｄｃ変換装置 |
| JP5923386B2 (ja) * | 2012-05-28 | 2016-05-24 | 日立アプライアンス株式会社 | コンバータ装置及び、これを用いたモータ駆動装置 |
-
1990
- 1990-04-24 JP JP2109707A patent/JP2889316B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH048175A (ja) | 1992-01-13 |
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Legal Events
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