JP3915178B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チョッパ回路の出力をインバータ回路にて高周波に変換し、放電灯を点灯制御する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の放電灯点灯装置の回路構成を図９に示す。この従来例の放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を放電灯ＬＡに印加して、放電灯ＬＡを高周波点灯するものである。上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジからなる整流回路２で整流し、この整流出力を昇圧型のチョッパ回路３で昇圧して得るものである。チョッパ回路３は、スイッチング素子Ｑ1、チョークコイルＬ1、ダイオードＤ1、コンデンサＣ3及び制御回路４で構成され、制御回路４によってスイッチング素子Ｑ1を高周波でスイッチングして整流回路２の出力をチョッピングし、スイッチング素子Ｑ1のオンのときにチョークコイルＬ1に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ1のオフのときにダイオードＤ1を介して放出すると共に、ダイオードＤ1を介して出力されるチョッピング電圧をコンデンサＣ3で平滑するものである。なお、制御回路４には主としてアクティブフィルター制御用ＩＣが用いられる。
【０００３】
この放電灯点灯装置では、インバータ回路１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、チョッパ回路３の出力に直列に接続された主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3、これら主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を駆動する為の駆動回路５、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を交互にオンオフ制御する為の制御回路６で構成してある。なお、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3には、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3の夫々両端に還流用のダイオードＤ2、Ｄ3が逆並列に接続されている。このインバータ回路１の出力には、チョークコイルＬ2とコンデンサＣ2からなる共振回路７が接続してあり、この共振回路７をインバータ回路１で励振してその電圧で放電灯ＬＡを始動点灯するようになっている。また、コンデンサＣ1は直流カット用のコンデンサであると共に、主スイッチング素子Ｑ2のオン時に充電された電荷が主スイッチング素子Ｑ3のオン時の電源として用いられるものである。制御回路６からはパルス信号からなるインバータ駆動信号が駆動回路５に与えられ、駆動回路５ではインバータ駆動信号信号のオンデューティに対応した駆動信号を一方の主スイッチング素子に、オフデューティに対応した駆動信号を他方の主スイッチング素子に与えて交互にオン、オフさせて、インバータ回路１を発振動作させるようになっており、周波数、或いはデューティ比を制御することにより共振回路７の出力電圧（以下２次電圧と称する）を制御するようになっている。
【０００４】
共振回路７はインバータ回路１が発振すると発振周波数に共振して放電灯ＬＡの両端に２次電圧を印加し、放電灯ＬＡを点灯する。以後、制御回路６によって主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3のオンオフ制御を所定の周期で行なうことにより放電灯ＬＡの点灯を維持する。また放電灯ＬＡが寿命末期状態（以下エミレス状態と呼ぶ）となり、放電灯ＬＡの両端に過大な２次電圧が印加され、回路部品に電気的あるいは温度的ストレスが生じるのを回避するためのエミレス検出回路８を共振回路７に付加しており、エミレス検出回路８は放電灯ＬＡに印加される２次電圧を検出することにより放電灯ＬＡのエミレス状態を検出し、エミレス状態が検出された場合、制御回路６にて回路部品の電気的或いは温度的ストレスを低減するように主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のスイッチングを制御する。
【０００５】
従来の放電灯点灯装置の放電灯ＬＡの点灯始動制御を図１０及び図１１にて説明する。図１０は共振回路７における発振周波数と、放電灯ＬＡに印加される２次電圧の関係を示し、図１１に共振回路７の等価回路を示す。放電灯ＬＡが点灯するまでの共振カーブは共振カーブ(i)となり、放電灯点灯後の共振カーブは共振カーブ（ii）へ移行する。共振カーブ（ i ）は主にチョークコイルＬ2と、コンデンサＣ2により決定される共振周波数ｆ0を持ち、共振カーブ(ii)は主にチョークコイルＬ2と、コンデンサＣ2と、放電灯インピーダンスＲ1により決定される共振周波数を持つ。従来の制御回路６による放電灯ＬＡの点灯制御では、まず初めに発振周波数を共振周波数より高くなるように設定し、放電灯ＬＡが点灯しない程度の２次電圧を印加することにより放電灯ＬＡのフィラメントに充分な予熱を与え、後に発振周波数を共振周波数に近付けるように移行して放電灯ＬＡを確実に点灯させ、後に希望の放電灯出力が得られる発振周波数へと移行させる制御を行っている。以下、放電灯ＬＡを確実に点灯させるために固定する発振周波数を始動周波数と称する。尚図１１中Ｒａはランプ抵抗、Ｒｂ，Ｒｃはフィラメント抵抗を示す。
【０００６】
ここで、実際の放電灯ＬＡが装着されている状態での共振カーブは、放電灯ＬＡが点灯状態でない場合（発振周波数が高いとき）においても、放電灯ＬＡには若干の放電現象が生じるため、放電灯ＬＡのインピーダンスＲ1は無限大なインピーダンスではない。このことはエミレス状態における放電灯インピーダンスＲ1にも言えることで、放電灯ＬＡのインピーダンスは無限大とはならない。つまり、放電灯ＬＡが装着されている状態での共振カーブは共振周波数ｆ0’より低い共振周波数ｆ0を持つ共振カーブ(i)となる。この場合、放電灯ＬＡの始動電圧Ｖｓ以上の２次電圧Ｖ1が印加されるには始動周波数をｆ1としなければならない。つまり、放電灯ＬＡを確実に点灯始動させるには放電灯ＬＡのインピーダンスＲ1を考慮した始動周波数の設定が必要となり、始動周波数ｆ1はｆ1’よりも低く設定する必要がある。しかしながら、放電灯ＬＡの破損等の放電経路が絶たれた状態においては、放電灯インピーダンスＲ1が完全に無限大となる場合も存在する。この場合共振カーブは(i) ’となるため、始動周波数ｆ1における２次電圧はＶ1’となり、必要以上の過大な電圧が印加されるため、回路部品の電気的及び温度的ストレスが増大する。この２次電圧Ｖ1とＶ1’の差は始動周波数が共振周波数に近いほど大きくなるため、共振周波数に近い周波数にて点灯始動を行う構成においては大きな問題となる。またチョークコイルＬ2に流れる電流もそれに伴い増加するため、チョークコイルＬ2の飽和とともに共振カーブは（ ii ）”へと移行して行く。そのため、更なる回路部品の電気的及び温度的ストレスが増大し、更に発振周波数ｆ1よりも共振周波数ｆ0”が高くなり進相領域でのスイッチング動作による過大なストレスが発生し、スイッチング素子の破壊となる恐れがある。これらの問題を回避するには
（１）始動周波数ｆ1を高めに設定
（２）チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを上げる。
（３）チョークコイルＬ2の大型化
が考えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（１）の方法においては、放電灯ＬＡの始動に必要な２次電圧が得られない恐れがある。
【０００８】
（２）の方法においては、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを上げることにより共振作用による高電圧生成を補うことができるため、始動周波数ｆ1を高く設定することができるが、チョッパ回路３及びインバータ回路１の部品耐圧を上げねばならずコストアップとなる。
【０００９】
（３）の方法においては、チョークコイルＬ2の飽和を防ぐために形状が大型化してしまい、コストアップ及び実装スペースのアップとなる。
【００１０】
また、図１２に示すように２次電圧がＶ3のように異常上昇した場合の検出にはエミレス検出回路８を用いているが、誤検出防止のため、例えば予熱モードＭ1の期間と、予熱から始動へのスイープＭ2と、始動モードＭ3とを含む一定期間をエミレス検出禁止期間Ｔ1としているため、上記のような問題を解決するには別の検出回路及び制御回路が必要となる。そして２次電圧がＶ2のようにしきい値電圧Ｖａ以上であれば保護モードＭ4’へ移行して２次電圧を低減させた保護時出力（ii）とし、２次電圧がＶ1のようにしきい値電圧Ｖａ以下であれば所定の点灯時出力(i)とする所定の点灯モードＭ4へと移行する動作となる。
【００１１】
本発明は上述のような点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、インバータ回路の出力２次電圧を所定電圧以上に上昇させず、電気的、温度的に回路部品にストレスを与えることが無い放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、交流電源に接続される整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上記一定電圧よりも高い所定のしきい値電圧を越えると、この越えた時点から上記インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記のしきい値電圧を超えないように上記チョッパ回路の出力を制御する制御手段を備え、
該制御手段は、上記インバータ回路の上記共振回路の出力電圧が上記しきい値電圧を越えたときに、上記共振回路の出力電圧を上記しきい値電圧以下で下限が正常点灯時の出力電圧より大きな所定範囲内に保持させ、上記一定期間の経過時点で上記出力電圧が上記所定範囲内に保持されていると、該出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記制御手段は上記チョッパ回路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて連動制御することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を実施形態により説明する。
（基本形態１）
図１は基本形態の回路構成を示しており、図示する本基本形態の放電灯点灯装置は、図９に示す従来例の放電灯点灯装置と基本的には同じ構成となっており、エミレス検出回路８から出力される検出信号が制御回路６と制御回路４に印加される構成となっている。また、制御回路４の入力にはチョッパ回路３の出力をモニターするためのＶｄｃ検出回路９が接続され、また上記検出信号がツェナーダイオードＺＤ1を介して接続されている。
【００２０】
制御回路４はミラー回路１０、コンパレータＣＰ1、ＲＳ型のフリップフロップＦＦ、ドライバ回路１２等によりＰＷＭ制御回路を構成しており、図２に示すようにチョッパ回路３の出力に抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して、ミラー回路１０のトランジスタＱ4と抵抗Ｒ3との直列回路を接続し、ミラー回路１０のトランジスタＱ5と抵抗Ｒ4の直列回路に電源Ｖｃｃに接続された定電流源１１を直列に接続するとともに、コンデンサＣ5及びトランジスタＱ6を夫々並列接続している。
【００２１】
コンパレータＣＰ1はコンデンサＣ5の両端電圧を非反転端子に接続し、コンパレータＣＰ1の反転端子に接続した基準電圧Ｖｒｅｆ 1と比較するようになっており、その出力をフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続するとともに、トランジスタＱ6のベースに接続している。
【００２２】
フリップフロップＦＦ1のリセット端子Ｒには発振器（図示せず）から所定幅の所定周波数のパルス信号Ｐが入力され、Ｑ出力によりドライバ回路１２を介してスイッチング素子Ｑ1へ駆動信号を与えるようになっている。
【００２３】
制御回路４は次のように動作する。Ｖｄｃ検出回路９から得られる電流値が大きくなると、ミラー回路１０によりコンデンサＣ5に定電流源１１から流れる充電電流が少なくなり、そのためコンデンサＣ5の充電電圧の上昇が遅くなり、基準電圧Ｖｒｅｆ 1以上となるタイミングが遅れることになる。そしてコンパレータＣＰ1の出力が”Ｈ”となると、フリップフロップＦＦ1をセットするとともにトランジスタＱ6をオンしてコンデンサＣ5の電荷をトランジスタＱ6により放電させる。フリップフロップＦＦ1は上記パルス信号Ｐでリセットされるまでの期間、Ｑ出力を”Ｈ”とする。つまりＱ出力の”Ｈ”期間の幅はコンデンサＣ5の電圧がコンパレータＣＰ1の基準電圧Ｖｒｅｆ 1以上となるタイミングにより決定され、上記のように充電電圧の上昇が遅くなる場合には幅は狭くなり、結果Ｑ出力がドライバ回路１２を通じてベースに印加されて駆動されるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1のオンデューティの幅が狭くなってチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは低下することになる。出力電圧Ｖｄｃが低下すると、Ｖｄｃ検出回路９から得られる電流値が小さくなる。従ってミラー回路１０の働きによりコンデンサＣ5に定電流源１１から流れる充電電流が大きくなる。従ってコンパレータＣＰ1の出力が”Ｈ”となってフリップフロップＦＦ1をセットし、上記パルス信号でリセットされるまでの期間、つまりＱ出力の”Ｈ”となる期間の幅が広くなる。その結果Ｑ出力がドライバ回路１２を通じてベースに印加されて駆動されるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1のオンデューティは広くなり、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃが上昇することになる。
【００２４】
このようにしてチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは一定に制御されることになる。
【００２５】
エミレス検出回路８の出力はツェナーダイオードＺＤ1を介してＶｄｃ検出回路９の出力側に接続されており、エミレス検出回路８はエミレスにより放電灯ＬＡに印加される２次電圧が上昇すると、その２次電圧を抵抗Ｒ5，Ｒ6で分圧した電圧で充電される出力側のコンデンサＣ4の両端電圧、つまり検出信号のレベルも上昇することになり、この検出信号のレベルがツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧以上となるとツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れ、ミラー回路１０の働きによりコンデンサＣ5の充電電流はチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃが上昇した場合と同様に少なくなる。コンデンサＣ5の充電電流が少なくなると、上述の同様にスイッチング素子Ｑ1のオンデューティが小さくなり、チョッパ電圧Ｖｄｃを低下させるという動作となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧を放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時のエミレス検出電圧以下及び通常の放電灯（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状態）でのエミレス検出電圧以上に設定することにより、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョッパ電圧Ｖｄｃを低下させ、２次電圧の異常上昇を抑制することができる。
【００２６】
このエミレス検出回路８の検出信号は制御回路６にも入力しており、制御回路６は内蔵したコンパレータ（図示せず）で検出信号のレベルと所定のしきい値電圧とを比較し、検出信号のレベルがしきい値電圧Ｖａ以上となったときにコンパレータの出力により制御回路６内のモード切り換え回路（図示せず）を制御して保護モードの動作に移行し、例えばインバータ回路１の発振周波数を高くするように駆動回路５へ出力するインバータ駆動信号の周波数を制御してインバータ回路１の出力を制限する動作を行う。
【００２７】
図３にて以上の動作を説明する。図３（ａ）には各点灯モードにおける２次電圧の変化を示し、図３（ｂ）には各点灯モードにおけるチョッパ電圧Ｖｄｃの変化を示す。まず電源を投入すると、制御回路６のモード切り換え回路（図示せず）はエミレス検出禁止期間Ｔ1を設定し、この期間Ｔ1において、通常の放電灯ＬＡが接続されている状態（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状態）では、予熱モードＭ1、予熱から始動へのスイープＭ2、始動モードＭ3、点灯モードＭ4へと動作モードを移行させる。この場合の正常点灯時及びエミレス時の２次電圧の推移は図３（ａ）のＶ1，Ｖ2に示すようになり、正常時は所定の点灯時出力(i)へ移行し、エミレス時は２次電圧がＶ2のようにしきい値電圧Ｖａ以上となるため、保護モードＭ4’に動作モードを設定し、保護時出力（ ii ）へと移行する。このとき、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは図３（ｂ）に示すように略ー定の値を保つ。放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧は通常の放電灯の時に比べて高い２次電圧となる。ここで２次電圧がＶ3のようにしきい値電圧Ｖｂを越えたときに、エミレス検出回路８の検出信号がツェナー電圧を越えてツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れるようにツェナー電圧を設定すれば、２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ以上となるとチョッパ回路３の出力電圧ＶｄｃはＶｄｃ’に低下し、同時に２次電圧も低下する。２次電圧低下によりツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れなくなってチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは再度上昇するが、再度２次電圧がＶ3のようにしきい値電圧Ｖｂ以上となると、またチョッパ回路３の出力Ｖｄｃを低下させる。
【００２８】
以下、この動作を繰り返し、エミレス検出禁止期間Ｔ1を過ぎると保護モードＭ4’の動作に制御回路６は移行し、２次電圧をエミレス時と同様に保護時出力（ ii ）に設定する。尚図３（ｂ）中Ｔ2は負荷異常検出動作期間を示す。
【００２９】
このように本基本形態では、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時にはチョッパ回路３の出力電圧ＶｄｃをＶｄｃ’に低減させ、インバータ回路１の２次電圧が所定値異常にならないように制御することにより、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００３０】
本基本形態のエミレス検出回路８は電圧検出を行うものであるが、電流検出を行うものでも良い。尚電源Ｖｃｃは整流回路２の出力を平滑して所定電圧とする等により得る。
【００４４】
（基本形態２）
図４及び図５に本基本形態の回路構成を示す。本基本形態の放電灯点灯装置は、チョッパ回路３の制御回路４とインバータ回路１の制御回路６とを一つの制御部１９として備えたもので、制御部１９の構成は図５に示すように、基本形態１の制御回路４と略同じ構成の制御回路４’と、インバータ回路１の制御回路６’とを備えたものである。
【００４５】
制御回路６’はモード切り換え回路１６により制御される電流源１８により充電されるコンデンサＣ7の電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆ 2とを比較してコンデンサＣ7の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ 2を越えたときにフリップフロップＦＦ2をセットするようになっているもので、フリップフロップＦＦ2のリセット端子Ｒにはモード切り換え回路１６’により制御される電流源２０により充電されるコンデンサＣ8の電圧上昇に応じて発振周波数を変化させる発振器２１の出力パルス信号Ｐが接続されている。
【００４６】
つまり図６（ａ）に示すようにコンデンサＣ8の電圧が所定レベルに達するたびに図６（ｂ）に示すようにパルス信号Ｐが出力されてフリップフロップＦＦ2をリセットする。一方コンデンサＣ7の電圧が図６（ｃ）に示すように基準電圧Ｖｒｅｆ 2以上となると、コンパレータＣＰ2から”Ｈ”の出力が出てコンデンサＣ7の電荷を放出させるとともにフリップフロップＦＦ2をセットし、Ｑ出力を図６（ｄ）に示すように”Ｈ”とする。従ってこの”Ｈ”期間はパルス信号Ｐでリセットされるまで継続することになる。そしてドライバ回路１７を通じてインバータ回路１の駆動回路５へ出力されるインバータ駆動信号の周波数はパルス信号Ｐの発振周波数と同じ周波数となる。
【００４７】
制御回路４’のフリップフロップＦＦ1は上記コンパレータＣＰ2の出力をリセット端子Ｒに入力しており、図６（ｅ）に示すようにコンデンサＣ5の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ 1を越えてセットされ、フリップフロップＦＦ2がセットされるのに同期してリセットされるようになっている。図６（ｆ）はフリップフロップＦＦ1のＱ出力を示しており、このＱ出力はフリップフロップＦＦ2がセットされるのに同期しているため、そのドライバ回路１２を通じてチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1を駆動する駆動信号の周波数はインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ3、Ｑ4を駆動する駆動信号の周波数と同じとなる。
【００４８】
制御回路４’は基本形態１の制御回路４と基本的には全く同じ構成であるので、その動作についてはここでは説明を省略する。
【００４９】
またエミレス検出時の保護モードの動作及びその他の動作モードについても上記基本形態１を参照し、ここでは説明は省略する。而して本基本形態は、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1と、インバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を共通の発振器２１を用いて同一周波数にて連動制御することができるもので、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3を同一の周波数にて駆動させているため、回路構成を簡略化でき、使用素子数も少ないのでコストの削減が可能となる。なお、本基本形態では基本形態１と同様に、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを低減させ２次電圧を所定値以上にならないように制御する構成となっている。
【００５０】
このように本基本形態では、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧を所定値以上にならないように制御し、かつ、チョッパ回路３とインバータ回路１の各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3を同一周波数にて連動制御する構成なので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００５１】
（実施形態１）
図７は本実施形態の動作モードを示す。本実施形態においては放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧を所定範囲内にて保持させ、一定期間以上その所定範囲内に２次電圧があれば、保護モードへと移行するようにしたものである。
【００５２】
この図７に基づいて本実施形態の動作を説明する。放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧が異常上昇時に、その２次電圧が異常上昇を検出するために設定したしきい値電圧Ｖｂ以上になると基本形態１の制御回路４又は６にて２次電圧を低減させるが、本実施形態では２次電圧低減時のしきい値電圧Ｖｃを設け、２次電圧がしきい値電圧Ｖｃ以下となると２次電圧を低減させる制御回路４又は６の動作を解除するようにする。
【００５３】
またしきい値電圧Ｖｃはエミレスを検出するためのしきい値電圧Ｖａよりも高く設定してある。こうすることにより、異常上昇時の２次電圧はしきい値電圧Ｖｂからしきい値電圧Ｖｃの間にて保持される。本実施形態の検出構成においては、保護モードＭ4’への移行制御を別構成のモード切り換え回路（図示せず）にて行い、エミレス検出回路（図示せず）からの検出信号によって２次電圧がしきい値電圧Ｖａ以上となった場合に保護モードＭ4’へと移行して保護時出力（ ii ）とする制御手段（図示せず）を用いている。
【００５４】
しかしながら、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時に２次電圧を低減させる場合、しきい値電圧Ｖａを下回ると保護モードＭ4’へ移行する制御が動作せず、点灯時出力(i)とする点灯モードＭ4の発振周波数に移行してしまう恐れがある。
【００５５】
このとき発振周波数が共振周波数よりも低くなる制御が行われるとインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に過大なストレスがかかり、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3の破壊等の問題がある。そこで、本実施形態のように異常上昇時の２次電圧を上述のようにしきい値電圧Ｖｂからしきい値電圧Ｖｃの間にて保持することにより保護モードＭ4’への切り換えを確実に行うことができる。
【００５６】
尚図７中Ｍ1は予熱モード、Ｍ2は予熱から始動へのスイープ、Ｍ3は始動モードを夫々示し、Ｖ1は正常時の２次電圧を、Ｖ2はエミレス時の２次電圧を夫々示す。
【００５７】
またＴ１はエミレス検出検出期間を示す。本実施形態を実現するための回路としては、基本形態１或いは２の制御回路４、６或いは制御部１９を用いて上述の条件で動作するように回路を設定して実現する。
【００５８】
（参照形態）
図１４は本参照形態の動作モードを示す。本参照形態においては放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧が異常上昇して所定の２次電圧以上となった時にエミレス検出禁止期間Ｔ１を解除し、即座に保護モードへと移行させるようにしたものである。
【００５９】
以下本参照形態の動作を図１４に基づいて説明する。本来のエミレス検出動作においては、誤検出を防止するため一定期間検出動作を禁止するエミレス検出期間Ｔ１が設けられているが、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時に２次電圧がＶ３のようにしきい値電圧Ｖｂ以上となると、エミレス検出禁止期間Ｔ１の設定を解除し、即座に保護モードＭ４へと移行させる。こうすることにより、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時の回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００６０】
尚図８中Ｍ1は予熱モード、Ｍ2は予熱から始動へのスイープ、Ｍ3は始動モード、Ｍ4は点灯モードを夫々示し、Ｖ1は正常時の２次電圧を、Ｖ2はエミレス時の２次電圧を夫々示す。また(i)は点灯時出力を、(ii)は保護時出力を示す。更にＶａはエミレス時の２次電圧の検出のためのしきい値電圧Ｖａを示す。Ｔ1’はエミレス検出禁止解除されるまでのエミレス検出期間を示す。
【００６１】
本参照形態を実現するための回路としては、基本形態１、２及び実施形態１の制御回路４，６或いは制御部１９を用いて上述の条件で動作するように回路を設定して実現する。
【００６２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源に接続される整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上記一定電圧よりも高い所定のしきい値電圧を越えると、この越えた時点から上記インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記のしきい値電圧を超えないように上記チョッパ回路の出力を制御する制御手段を備えているので、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
また上記制御手段は、インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記しきい値電圧を越えたときに、上記共振回路の出力電圧を上記しきい値電圧以下で下限が正常点灯時の出力電圧より大きな所定範囲内に保持させ、上記一定期間の経過時点で上記出力電圧が上記所定範囲内に保持されていると、該出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御するので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
【００６６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記制御手段が上記チョッパ回路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて連動制御するので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本形態１の回路構成図である。
【図２】同上の制御回路４の具体回路図である。
【図３】同上の動作説明用タイミングチャート図である。
【図４】本発明の基本形態２の回路構成図である。
【図５】同上の制御部１９の具体回路図である。
【図６】同上の制御部１９の動作説明用タイミングチャートである。
【図７】本発明の実施形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図８】本発明の参照形態の動作説明用タイミングチャートである。
【図９】従来例の回路構成図である。
【図１０】同上のインバータ回路の発振周波数と２次電圧の関係説明図である。
【図１１】放電灯の等価回路図である。
【図１２】従来例の動作説明用タイミングチャートである。
【符号の説明】
１インバータ回路
２整流回路
３チョッパ回路
４制御回路
５駆動回路
６制御回路
７共振回路
８エミレス検出回路
９Ｖｄｃ検出回路
ＺＤ1 ツェナーダイオード
ＬＡ 放電灯
Ｃ1，Ｃ2 コンデンサ
Ｌ1，Ｌ2 チョークコイル
Ｑ1 スイッチング素子
Ｑ2，Ｑ3 主スイッチング素子
ＡＣ交流電源
Ｄ1〜Ｄ3ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、チョッパ回路の出力をインバータ回路にて高周波に変換し、放電灯を点灯制御する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の放電灯点灯装置の回路構成を図９に示す。この従来例の放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を放電灯ＬＡに印加して、放電灯ＬＡを高周波点灯するものである。上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジからなる整流回路２で整流し、この整流出力を昇圧型のチョッパ回路３で昇圧して得るものである。チョッパ回路３は、スイッチング素子Ｑ1、チョークコイルＬ1、ダイオードＤ1、コンデンサＣ3及び制御回路４で構成され、制御回路４によってスイッチング素子Ｑ1を高周波でスイッチングして整流回路２の出力をチョッピングし、スイッチング素子Ｑ1のオンのときにチョークコイルＬ1に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ1のオフのときにダイオードＤ1を介して放出すると共に、ダイオードＤ1を介して出力されるチョッピング電圧をコンデンサＣ3で平滑するものである。なお、制御回路４には主としてアクティブフィルター制御用ＩＣが用いられる。
【０００３】
この放電灯点灯装置では、インバータ回路１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、チョッパ回路３の出力に直列に接続された主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3、これら主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を駆動する為の駆動回路５、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を交互にオンオフ制御する為の制御回路６で構成してある。なお、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3には、主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3の夫々両端に還流用のダイオードＤ2、Ｄ3が逆並列に接続されている。このインバータ回路１の出力には、チョークコイルＬ2とコンデンサＣ2からなる共振回路７が接続してあり、この共振回路７をインバータ回路１で励振してその電圧で放電灯ＬＡを始動点灯するようになっている。また、コンデンサＣ1は直流カット用のコンデンサであると共に、主スイッチング素子Ｑ2のオン時に充電された電荷が主スイッチング素子Ｑ3のオン時の電源として用いられるものである。制御回路６からはパルス信号からなるインバータ駆動信号が駆動回路５に与えられ、駆動回路５ではインバータ駆動信号信号のオンデューティに対応した駆動信号を一方の主スイッチング素子に、オフデューティに対応した駆動信号を他方の主スイッチング素子に与えて交互にオン、オフさせて、インバータ回路１を発振動作させるようになっており、周波数、或いはデューティ比を制御することにより共振回路７の出力電圧（以下２次電圧と称する）を制御するようになっている。
【０００４】
共振回路７はインバータ回路１が発振すると発振周波数に共振して放電灯ＬＡの両端に２次電圧を印加し、放電灯ＬＡを点灯する。以後、制御回路６によって主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3のオンオフ制御を所定の周期で行なうことにより放電灯ＬＡの点灯を維持する。また放電灯ＬＡが寿命末期状態（以下エミレス状態と呼ぶ）となり、放電灯ＬＡの両端に過大な２次電圧が印加され、回路部品に電気的あるいは温度的ストレスが生じるのを回避するためのエミレス検出回路８を共振回路７に付加しており、エミレス検出回路８は放電灯ＬＡに印加される２次電圧を検出することにより放電灯ＬＡのエミレス状態を検出し、エミレス状態が検出された場合、制御回路６にて回路部品の電気的或いは温度的ストレスを低減するように主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のスイッチングを制御する。
【０００５】
従来の放電灯点灯装置の放電灯ＬＡの点灯始動制御を図１０及び図１１にて説明する。図１０は共振回路７における発振周波数と、放電灯ＬＡに印加される２次電圧の関係を示し、図１１に共振回路７の等価回路を示す。放電灯ＬＡが点灯するまでの共振カーブは共振カーブ(i)となり、放電灯点灯後の共振カーブは共振カーブ（ii）へ移行する。共振カーブ（ i ）は主にチョークコイルＬ2と、コンデンサＣ2により決定される共振周波数ｆ0を持ち、共振カーブ(ii)は主にチョークコイルＬ2と、コンデンサＣ2と、放電灯インピーダンスＲ1により決定される共振周波数を持つ。従来の制御回路６による放電灯ＬＡの点灯制御では、まず初めに発振周波数を共振周波数より高くなるように設定し、放電灯ＬＡが点灯しない程度の２次電圧を印加することにより放電灯ＬＡのフィラメントに充分な予熱を与え、後に発振周波数を共振周波数に近付けるように移行して放電灯ＬＡを確実に点灯させ、後に希望の放電灯出力が得られる発振周波数へと移行させる制御を行っている。以下、放電灯ＬＡを確実に点灯させるために固定する発振周波数を始動周波数と称する。尚図１１中Ｒａはランプ抵抗、Ｒｂ，Ｒｃはフィラメント抵抗を示す。
【０００６】
ここで、実際の放電灯ＬＡが装着されている状態での共振カーブは、放電灯ＬＡが点灯状態でない場合（発振周波数が高いとき）においても、放電灯ＬＡには若干の放電現象が生じるため、放電灯ＬＡのインピーダンスＲ1は無限大なインピーダンスではない。このことはエミレス状態における放電灯インピーダンスＲ1にも言えることで、放電灯ＬＡのインピーダンスは無限大とはならない。つまり、放電灯ＬＡが装着されている状態での共振カーブは共振周波数ｆ0’より低い共振周波数ｆ0を持つ共振カーブ(i)となる。この場合、放電灯ＬＡの始動電圧Ｖｓ以上の２次電圧Ｖ1が印加されるには始動周波数をｆ1としなければならない。つまり、放電灯ＬＡを確実に点灯始動させるには放電灯ＬＡのインピーダンスＲ1を考慮した始動周波数の設定が必要となり、始動周波数ｆ1はｆ1’よりも低く設定する必要がある。しかしながら、放電灯ＬＡの破損等の放電経路が絶たれた状態においては、放電灯インピーダンスＲ1が完全に無限大となる場合も存在する。この場合共振カーブは(i) ’となるため、始動周波数ｆ1における２次電圧はＶ1’となり、必要以上の過大な電圧が印加されるため、回路部品の電気的及び温度的ストレスが増大する。この２次電圧Ｖ1とＶ1’の差は始動周波数が共振周波数に近いほど大きくなるため、共振周波数に近い周波数にて点灯始動を行う構成においては大きな問題となる。またチョークコイルＬ2に流れる電流もそれに伴い増加するため、チョークコイルＬ2の飽和とともに共振カーブは（ ii ）”へと移行して行く。そのため、更なる回路部品の電気的及び温度的ストレスが増大し、更に発振周波数ｆ1よりも共振周波数ｆ0”が高くなり進相領域でのスイッチング動作による過大なストレスが発生し、スイッチング素子の破壊となる恐れがある。これらの問題を回避するには
（１）始動周波数ｆ1を高めに設定
（２）チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを上げる。
（３）チョークコイルＬ2の大型化
が考えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（１）の方法においては、放電灯ＬＡの始動に必要な２次電圧が得られない恐れがある。
【０００８】
（２）の方法においては、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを上げることにより共振作用による高電圧生成を補うことができるため、始動周波数ｆ1を高く設定することができるが、チョッパ回路３及びインバータ回路１の部品耐圧を上げねばならずコストアップとなる。
【０００９】
（３）の方法においては、チョークコイルＬ2の飽和を防ぐために形状が大型化してしまい、コストアップ及び実装スペースのアップとなる。
【００１０】
また、図１２に示すように２次電圧がＶ3のように異常上昇した場合の検出にはエミレス検出回路８を用いているが、誤検出防止のため、例えば予熱モードＭ1の期間と、予熱から始動へのスイープＭ2と、始動モードＭ3とを含む一定期間をエミレス検出禁止期間Ｔ1としているため、上記のような問題を解決するには別の検出回路及び制御回路が必要となる。そして２次電圧がＶ2のようにしきい値電圧Ｖａ以上であれば保護モードＭ4’へ移行して２次電圧を低減させた保護時出力（ii）とし、２次電圧がＶ1のようにしきい値電圧Ｖａ以下であれば所定の点灯時出力(i)とする所定の点灯モードＭ4へと移行する動作となる。
【００１１】
本発明は上述のような点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、インバータ回路の出力２次電圧を所定電圧以上に上昇させず、電気的、温度的に回路部品にストレスを与えることが無い放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、交流電源に接続される整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上記一定電圧よりも高い所定のしきい値電圧を越えると、この越えた時点から上記インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記のしきい値電圧を超えないように上記チョッパ回路の出力を制御する制御手段を備え、
該制御手段は、上記インバータ回路の上記共振回路の出力電圧が上記しきい値電圧を越えたときに、上記共振回路の出力電圧を上記しきい値電圧以下で下限が正常点灯時の出力電圧より大きな所定範囲内に保持させ、上記一定期間の経過時点で上記出力電圧が上記所定範囲内に保持されていると、該出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、上記制御手段は上記チョッパ回路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて連動制御することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を実施形態により説明する。
（基本形態１）
図１は基本形態の回路構成を示しており、図示する本基本形態の放電灯点灯装置は、図９に示す従来例の放電灯点灯装置と基本的には同じ構成となっており、エミレス検出回路８から出力される検出信号が制御回路６と制御回路４に印加される構成となっている。また、制御回路４の入力にはチョッパ回路３の出力をモニターするためのＶｄｃ検出回路９が接続され、また上記検出信号がツェナーダイオードＺＤ1を介して接続されている。
【００２０】
制御回路４はミラー回路１０、コンパレータＣＰ1、ＲＳ型のフリップフロップＦＦ、ドライバ回路１２等によりＰＷＭ制御回路を構成しており、図２に示すようにチョッパ回路３の出力に抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して、ミラー回路１０のトランジスタＱ4と抵抗Ｒ3との直列回路を接続し、ミラー回路１０のトランジスタＱ5と抵抗Ｒ4の直列回路に電源Ｖｃｃに接続された定電流源１１を直列に接続するとともに、コンデンサＣ5及びトランジスタＱ6を夫々並列接続している。
【００２１】
コンパレータＣＰ1はコンデンサＣ5の両端電圧を非反転端子に接続し、コンパレータＣＰ1の反転端子に接続した基準電圧Ｖｒｅｆ 1と比較するようになっており、その出力をフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続するとともに、トランジスタＱ6のベースに接続している。
【００２２】
フリップフロップＦＦ1のリセット端子Ｒには発振器（図示せず）から所定幅の所定周波数のパルス信号Ｐが入力され、Ｑ出力によりドライバ回路１２を介してスイッチング素子Ｑ1へ駆動信号を与えるようになっている。
【００２３】
制御回路４は次のように動作する。Ｖｄｃ検出回路９から得られる電流値が大きくなると、ミラー回路１０によりコンデンサＣ5に定電流源１１から流れる充電電流が少なくなり、そのためコンデンサＣ5の充電電圧の上昇が遅くなり、基準電圧Ｖｒｅｆ 1以上となるタイミングが遅れることになる。そしてコンパレータＣＰ1の出力が”Ｈ”となると、フリップフロップＦＦ1をセットするとともにトランジスタＱ6をオンしてコンデンサＣ5の電荷をトランジスタＱ6により放電させる。フリップフロップＦＦ1は上記パルス信号Ｐでリセットされるまでの期間、Ｑ出力を”Ｈ”とする。つまりＱ出力の”Ｈ”期間の幅はコンデンサＣ5の電圧がコンパレータＣＰ1の基準電圧Ｖｒｅｆ 1以上となるタイミングにより決定され、上記のように充電電圧の上昇が遅くなる場合には幅は狭くなり、結果Ｑ出力がドライバ回路１２を通じてベースに印加されて駆動されるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1のオンデューティの幅が狭くなってチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは低下することになる。出力電圧Ｖｄｃが低下すると、Ｖｄｃ検出回路９から得られる電流値が小さくなる。従ってミラー回路１０の働きによりコンデンサＣ5に定電流源１１から流れる充電電流が大きくなる。従ってコンパレータＣＰ1の出力が”Ｈ”となってフリップフロップＦＦ1をセットし、上記パルス信号でリセットされるまでの期間、つまりＱ出力の”Ｈ”となる期間の幅が広くなる。その結果Ｑ出力がドライバ回路１２を通じてベースに印加されて駆動されるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1のオンデューティは広くなり、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃが上昇することになる。
【００２４】
このようにしてチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは一定に制御されることになる。
【００２５】
エミレス検出回路８の出力はツェナーダイオードＺＤ1を介してＶｄｃ検出回路９の出力側に接続されており、エミレス検出回路８はエミレスにより放電灯ＬＡに印加される２次電圧が上昇すると、その２次電圧を抵抗Ｒ5，Ｒ6で分圧した電圧で充電される出力側のコンデンサＣ4の両端電圧、つまり検出信号のレベルも上昇することになり、この検出信号のレベルがツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧以上となるとツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れ、ミラー回路１０の働きによりコンデンサＣ5の充電電流はチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃが上昇した場合と同様に少なくなる。コンデンサＣ5の充電電流が少なくなると、上述の同様にスイッチング素子Ｑ1のオンデューティが小さくなり、チョッパ電圧Ｖｄｃを低下させるという動作となる。ここで、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧を放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時のエミレス検出電圧以下及び通常の放電灯（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状態）でのエミレス検出電圧以上に設定することにより、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョッパ電圧Ｖｄｃを低下させ、２次電圧の異常上昇を抑制することができる。
【００２６】
このエミレス検出回路８の検出信号は制御回路６にも入力しており、制御回路６は内蔵したコンパレータ（図示せず）で検出信号のレベルと所定のしきい値電圧とを比較し、検出信号のレベルがしきい値電圧Ｖａ以上となったときにコンパレータの出力により制御回路６内のモード切り換え回路（図示せず）を制御して保護モードの動作に移行し、例えばインバータ回路１の発振周波数を高くするように駆動回路５へ出力するインバータ駆動信号の周波数を制御してインバータ回路１の出力を制限する動作を行う。
【００２７】
図３にて以上の動作を説明する。図３（ａ）には各点灯モードにおける２次電圧の変化を示し、図３（ｂ）には各点灯モードにおけるチョッパ電圧Ｖｄｃの変化を示す。まず電源を投入すると、制御回路６のモード切り換え回路（図示せず）はエミレス検出禁止期間Ｔ1を設定し、この期間Ｔ1において、通常の放電灯ＬＡが接続されている状態（放電灯の破壊等がなく、２次電圧の異常上昇がない状態）では、予熱モードＭ1、予熱から始動へのスイープＭ2、始動モードＭ3、点灯モードＭ4へと動作モードを移行させる。この場合の正常点灯時及びエミレス時の２次電圧の推移は図３（ａ）のＶ1，Ｖ2に示すようになり、正常時は所定の点灯時出力(i)へ移行し、エミレス時は２次電圧がＶ2のようにしきい値電圧Ｖａ以上となるため、保護モードＭ4’に動作モードを設定し、保護時出力（ ii ）へと移行する。このとき、チョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは図３（ｂ）に示すように略ー定の値を保つ。放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧は通常の放電灯の時に比べて高い２次電圧となる。ここで２次電圧がＶ3のようにしきい値電圧Ｖｂを越えたときに、エミレス検出回路８の検出信号がツェナー電圧を越えてツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れるようにツェナー電圧を設定すれば、２次電圧がしきい値電圧Ｖｂ以上となるとチョッパ回路３の出力電圧ＶｄｃはＶｄｃ’に低下し、同時に２次電圧も低下する。２次電圧低下によりツェナーダイオードＺＤ1に逆方向電流が流れなくなってチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃは再度上昇するが、再度２次電圧がＶ3のようにしきい値電圧Ｖｂ以上となると、またチョッパ回路３の出力Ｖｄｃを低下させる。
【００２８】
以下、この動作を繰り返し、エミレス検出禁止期間Ｔ1を過ぎると保護モードＭ4’の動作に制御回路６は移行し、２次電圧をエミレス時と同様に保護時出力（ ii ）に設定する。尚図３（ｂ）中Ｔ2は負荷異常検出動作期間を示す。
【００２９】
このように本基本形態では、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時にはチョッパ回路３の出力電圧ＶｄｃをＶｄｃ’に低減させ、インバータ回路１の２次電圧が所定値異常にならないように制御することにより、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００３０】
本基本形態のエミレス検出回路８は電圧検出を行うものであるが、電流検出を行うものでも良い。尚電源Ｖｃｃは整流回路２の出力を平滑して所定電圧とする等により得る。
【００４４】
（基本形態２）
図４及び図５に本基本形態の回路構成を示す。本基本形態の放電灯点灯装置は、チョッパ回路３の制御回路４とインバータ回路１の制御回路６とを一つの制御部１９として備えたもので、制御部１９の構成は図５に示すように、基本形態１の制御回路４と略同じ構成の制御回路４’と、インバータ回路１の制御回路６’とを備えたものである。
【００４５】
制御回路６’はモード切り換え回路１６により制御される電流源１８により充電されるコンデンサＣ7の電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆ 2とを比較してコンデンサＣ7の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ 2を越えたときにフリップフロップＦＦ2をセットするようになっているもので、フリップフロップＦＦ2のリセット端子Ｒにはモード切り換え回路１６’により制御される電流源２０により充電されるコンデンサＣ8の電圧上昇に応じて発振周波数を変化させる発振器２１の出力パルス信号Ｐが接続されている。
【００４６】
つまり図６（ａ）に示すようにコンデンサＣ8の電圧が所定レベルに達するたびに図６（ｂ）に示すようにパルス信号Ｐが出力されてフリップフロップＦＦ2をリセットする。一方コンデンサＣ7の電圧が図６（ｃ）に示すように基準電圧Ｖｒｅｆ 2以上となると、コンパレータＣＰ2から”Ｈ”の出力が出てコンデンサＣ7の電荷を放出させるとともにフリップフロップＦＦ2をセットし、Ｑ出力を図６（ｄ）に示すように”Ｈ”とする。従ってこの”Ｈ”期間はパルス信号Ｐでリセットされるまで継続することになる。そしてドライバ回路１７を通じてインバータ回路１の駆動回路５へ出力されるインバータ駆動信号の周波数はパルス信号Ｐの発振周波数と同じ周波数となる。
【００４７】
制御回路４’のフリップフロップＦＦ1は上記コンパレータＣＰ2の出力をリセット端子Ｒに入力しており、図６（ｅ）に示すようにコンデンサＣ5の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ 1を越えてセットされ、フリップフロップＦＦ2がセットされるのに同期してリセットされるようになっている。図６（ｆ）はフリップフロップＦＦ1のＱ出力を示しており、このＱ出力はフリップフロップＦＦ2がセットされるのに同期しているため、そのドライバ回路１２を通じてチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1を駆動する駆動信号の周波数はインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ3、Ｑ4を駆動する駆動信号の周波数と同じとなる。
【００４８】
制御回路４’は基本形態１の制御回路４と基本的には全く同じ構成であるので、その動作についてはここでは説明を省略する。
【００４９】
またエミレス検出時の保護モードの動作及びその他の動作モードについても上記基本形態１を参照し、ここでは説明は省略する。而して本基本形態は、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1と、インバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ2、Ｑ3を共通の発振器２１を用いて同一周波数にて連動制御することができるもので、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3を同一の周波数にて駆動させているため、回路構成を簡略化でき、使用素子数も少ないのでコストの削減が可能となる。なお、本基本形態では基本形態１と同様に、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時にはチョッパ回路３の出力電圧Ｖｄｃを低減させ２次電圧を所定値以上にならないように制御する構成となっている。
【００５０】
このように本基本形態では、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧を所定値以上にならないように制御し、かつ、チョッパ回路３とインバータ回路１の各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ3を同一周波数にて連動制御する構成なので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００５１】
（実施形態１）
図７は本実施形態の動作モードを示す。本実施形態においては放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時には２次電圧を所定範囲内にて保持させ、一定期間以上その所定範囲内に２次電圧があれば、保護モードへと移行するようにしたものである。
【００５２】
この図７に基づいて本実施形態の動作を説明する。放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧が異常上昇時に、その２次電圧が異常上昇を検出するために設定したしきい値電圧Ｖｂ以上になると基本形態１の制御回路４又は６にて２次電圧を低減させるが、本実施形態では２次電圧低減時のしきい値電圧Ｖｃを設け、２次電圧がしきい値電圧Ｖｃ以下となると２次電圧を低減させる制御回路４又は６の動作を解除するようにする。
【００５３】
またしきい値電圧Ｖｃはエミレスを検出するためのしきい値電圧Ｖａよりも高く設定してある。こうすることにより、異常上昇時の２次電圧はしきい値電圧Ｖｂからしきい値電圧Ｖｃの間にて保持される。本実施形態の検出構成においては、保護モードＭ4’への移行制御を別構成のモード切り換え回路（図示せず）にて行い、エミレス検出回路（図示せず）からの検出信号によって２次電圧がしきい値電圧Ｖａ以上となった場合に保護モードＭ4’へと移行して保護時出力（ ii ）とする制御手段（図示せず）を用いている。
【００５４】
しかしながら、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時に２次電圧を低減させる場合、しきい値電圧Ｖａを下回ると保護モードＭ4’へ移行する制御が動作せず、点灯時出力(i)とする点灯モードＭ4の発振周波数に移行してしまう恐れがある。
【００５５】
このとき発振周波数が共振周波数よりも低くなる制御が行われるとインバータ回路１の主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に過大なストレスがかかり、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3の破壊等の問題がある。そこで、本実施形態のように異常上昇時の２次電圧を上述のようにしきい値電圧Ｖｂからしきい値電圧Ｖｃの間にて保持することにより保護モードＭ4’への切り換えを確実に行うことができる。
【００５６】
尚図７中Ｍ1は予熱モード、Ｍ2は予熱から始動へのスイープ、Ｍ3は始動モードを夫々示し、Ｖ1は正常時の２次電圧を、Ｖ2はエミレス時の２次電圧を夫々示す。
【００５７】
またＴ１はエミレス検出検出期間を示す。本実施形態を実現するための回路としては、基本形態１或いは２の制御回路４、６或いは制御部１９を用いて上述の条件で動作するように回路を設定して実現する。
【００５８】
（参照形態）
図１４は本参照形態の動作モードを示す。本参照形態においては放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧が異常上昇して所定の２次電圧以上となった時にエミレス検出禁止期間Ｔ１を解除し、即座に保護モードへと移行させるようにしたものである。
【００５９】
以下本参照形態の動作を図１４に基づいて説明する。本来のエミレス検出動作においては、誤検出を防止するため一定期間検出動作を禁止するエミレス検出期間Ｔ１が設けられているが、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧の異常上昇時に２次電圧がＶ３のようにしきい値電圧Ｖｂ以上となると、エミレス検出禁止期間Ｔ１の設定を解除し、即座に保護モードＭ４へと移行させる。こうすることにより、放電灯ＬＡの破壊等による２次電圧異常上昇時の回路部品の電気的あるいは温度的ストレスを低減することができる。
【００６０】
尚図８中Ｍ1は予熱モード、Ｍ2は予熱から始動へのスイープ、Ｍ3は始動モード、Ｍ4は点灯モードを夫々示し、Ｖ1は正常時の２次電圧を、Ｖ2はエミレス時の２次電圧を夫々示す。また(i)は点灯時出力を、(ii)は保護時出力を示す。更にＶａはエミレス時の２次電圧の検出のためのしきい値電圧Ｖａを示す。Ｔ1’はエミレス検出禁止解除されるまでのエミレス検出期間を示す。
【００６１】
本参照形態を実現するための回路としては、基本形態１、２及び実施形態１の制御回路４，６或いは制御部１９を用いて上述の条件で動作するように回路を設定して実現する。
【００６２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源に接続される整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上記一定電圧よりも高い所定のしきい値電圧を越えると、この越えた時点から上記インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記のしきい値電圧を超えないように上記チョッパ回路の出力を制御する制御手段を備えているので、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
また上記制御手段は、インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記しきい値電圧を越えたときに、上記共振回路の出力電圧を上記しきい値電圧以下で下限が正常点灯時の出力電圧より大きな所定範囲内に保持させ、上記一定期間の経過時点で上記出力電圧が上記所定範囲内に保持されていると、該出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御するので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
【００６６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記制御手段が上記チョッパ回路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて連動制御するので、使用素子数が少なく、制御も簡単でありながら、２次電圧の異常上昇による回路部品の電気的或いは温度的なストレスを低減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本形態１の回路構成図である。
【図２】同上の制御回路４の具体回路図である。
【図３】同上の動作説明用タイミングチャート図である。
【図４】本発明の基本形態２の回路構成図である。
【図５】同上の制御部１９の具体回路図である。
【図６】同上の制御部１９の動作説明用タイミングチャートである。
【図７】本発明の実施形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図８】本発明の参照形態の動作説明用タイミングチャートである。
【図９】従来例の回路構成図である。
【図１０】同上のインバータ回路の発振周波数と２次電圧の関係説明図である。
【図１１】放電灯の等価回路図である。
【図１２】従来例の動作説明用タイミングチャートである。
【符号の説明】
１インバータ回路
２整流回路
３チョッパ回路
４制御回路
５駆動回路
６制御回路
７共振回路
８エミレス検出回路
９Ｖｄｃ検出回路
ＺＤ1 ツェナーダイオード
ＬＡ 放電灯
Ｃ1，Ｃ2 コンデンサ
Ｌ1，Ｌ2 チョークコイル
Ｑ1 スイッチング素子
Ｑ2，Ｑ3 主スイッチング素子
ＡＣ交流電源
Ｄ1〜Ｄ3ダイオード
Claims (2)
- 交流電源に接続される整流回路の出力電圧をスイッチング素子のオンオフによってチョッピングすると共に、このチョッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、該チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給する共振回路を有するインバータ回路と、電源投入から一定期間経過後にインバータ回路の共振回路の出力電圧が一定電圧以上になるとインバータ回路の共振回路の出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御する保護手段とを備えた放電灯点灯装置において、上記一定期間内において上記インバータ回路に設けた共振回路の出力電圧が上記一定電圧よりも高い所定のしきい値電圧を越えると、この越えた時点から上記インバータ回路の共振回路の出力電圧が上記のしきい値電圧を超えないように上記チョッパ回路の出力を制御する制御手段を備え、
該制御手段は、上記インバータ回路の上記共振回路の出力電圧が上記しきい値電圧を越えたときに、上記共振回路の出力電圧を上記しきい値電圧以下で下限が正常点灯時の出力電圧より大きな所定範囲内に保持させ、上記一定期間の経過時点で上記出力電圧が上記所定範囲内に保持されていると、該出力電圧を正常点灯時の出力電圧より低い電圧に制御することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 上記制御手段は上記チョッパ回路のスイッチング動作と上記インバータ回路のスイッチング動作を同一周波数にて連動制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
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