JP3738635B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は商用電源を入力として放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
（従来例１）
従来例１の回路図を図３１に示す。この従来例は、交流電源に接続されるフィルタ回路（コンデンサＣ１、フィルタトランスＴ１、フィルタチョークＬ１、コンデンサＣ２）、整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）、インバータ回路（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ３〜Ｃ５、リーケージトランスＴ２、ダイオードＤ６、駆動トランスＴ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、放電灯負荷ｌａ、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４）、平滑コンデンサＣ０、予熱始動回路（抵抗Ｒ１８〜Ｒ２０、ダイオードＤ１６〜Ｄ２０、コンデンサＣ１２、Ｃ１３、トランジスタＱ５、Ｑ６）、起動回路（抵抗Ｒ８、Ｒ９、コンデンサＣ７、トリガーダイオードＴＤ１、抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ９）、エミレス検出回路（ダイオードＤ０、Ｄ１２〜Ｄ１４、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１７、Ｒ２１、コンデンサＣ８〜Ｃ１１、ツェナーダイオードＺＤ５）から構成されている。リーケージトランスＴ２と放電灯負荷ｌａと共振用コンデンサＣ５は共振負荷回路を構成している。
【０００３】
以下、この従来例の動作について説明する。インバータ回路は自励駆動式であり、駆動トランスＴ３の２次側で発生した信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。
【０００４】
まず、電源投入されると、起動回路にて抵抗Ｒ８、Ｒ９を介して、コンデンサＣ７を充電し、コンデンサＣ７の電圧Ｖｃ７がトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧を越えると、スイッチング素子Ｑ２に駆動信号が入力され、発振開始する。発振が開始されると、コンデンサＣ７の電荷はスイッチング素子Ｑ２のオン時に抵抗Ｒ１０、ダイオードＤ９を介して放電されるので、コンデンサＣ７の電圧Ｖｃ７はトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧以下になり、コンデンサＣ７から駆動信号は入力されない。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ０からコンデンサＣ４→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ４の電圧と整流回路の出力電圧との和がコンデンサＣ０の電圧と釣り合うと、入力側よりダイオードＤ５→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から回生電流が駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ０→整流回路→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３の経路で流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【０００７】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３よりコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ４に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ４の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れる。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＴ３の経路で回生電流が流れる。
【０００９】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路にて波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。よって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【００１０】
スイッチング素子Ｑ２のゲート回路には、予熱始動回路が接続されている。発振開始すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を、抵抗Ｒ１８→ダイオードＤ１６→コンデンサＣ１２→コンデンサＣ１３の経路で積分し、抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１３の時定数で決まる所定の時間後にトランジスタＱ５がオンすることにより、トランジスタＱ６がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜くものである。ここで、コンデンサＣ１３の電荷はスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときに、駆動トランスＴ３の逆方向電圧により、コンデンサＣ１３、ダイオードＤ１７、抵抗Ｒ１８、抵抗Ｒ２、駆動トランスＴ３の２次巻線、グランドラインの経路で放電される。コンデンサＣ１３の電圧が０になると、ダイオードＤ１８がオンするから、コンデンサＣ１３の電圧は０に保持される。したがって、コンデンサＣ１３はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生した時点から再び抵抗Ｒ１８を介して充電され、コンデンサＣ１３の電圧が所定の電圧に達すると、トランジスタＱ５、Ｑ６がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を強制的に引き抜く。これにより、スイッチング素子Ｑ２は自励駆動でありながら、そのオン時間が抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１３の時定数回路により制限される、いわゆる自励・他制方式となっている。電源投入後の時間が経過するにつれて、徐々にコンデンサＣ１２には電荷が蓄えられ、その直流電圧を保持するため、コンデンサＣ１３の充電速度は徐々に遅くなり、通常点灯時には予熱始動回路は動作しなくなる。つまり、電源投入され、コンデンサＣ１２に所定の電圧が蓄えられるまでの間、スイッチング素子Ｑ２のオン幅は徐々に広がるスイープ方式で負荷を予熱始動制御している。
【００１１】
次に、エミレス検出回路の動作を説明する。リーケージトランスＴ２の２次側に接続された検出巻線により、放電灯負荷ｌａのランプ電圧に比例した電圧を検出する。そして、この電圧をダイオードＤ０で整流し、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７、コンデンサＣ１１で分圧と平滑を行うことにより直流電圧に変換し、エミレス状態を検出する。放電灯負荷ｌａがエミレス状態となると、コンデンサＣ１１の電位が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ５の電圧を越えると、コンデンサＣ１１より、ツェナーダイオードＺＤ５を介して、トランジスタＱ３をオンさせる。そうすると、コンデンサＣ１１よりダイオードＤ１２→抵抗Ｒ１４→トランジスタＱ４のエミッタ・ベース→トランジスタＱ３のコレクタを介して電流が流れ、それと同時にコンデンサＣ１１→トランジスタＱ４のエミッタ・コレクタ→トランジスタＱ３のベースの経路で電流が流れる。このため、トランジスタＱ４、Ｑ３のいずれもオン状態となり、ダイオードＤ１３、Ｄ１４を介して予熱始動回路のコンデンサＣ１２の電荷やスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を引き抜くため、インバータ回路は発振停止する。コンデンサＣ７からの起動信号は継続して発生しているが、ダイオードＤ１４を介してトランジスタＱ６のベース電位が低く設定されているので、起動信号はトランジスタＱ６により短絡されることになり、スイッチング素子Ｑ２はオンしない。インバータ回路の発振停止により、コンデンサＣ１１の電荷が徐々に減少し、トランジスタＱ３、Ｑ４の駆動電源がなくなり、トランジスタＱ３、Ｑ４がオフすると、再びコンデンサＣ７からの起動信号によりスイッチング素子Ｑ２がオンし、発振開始する。つまり、負荷がエミレス状態になった場合には、間欠発振制御するものである。
【００１２】
本従来例では、間欠発振モードで発振停止している際、コンデンサＣ７からの起動信号は絶えずスイッチング素子Ｑ２に入力されており、その起動信号はエミレス検出回路で引き抜かれていた。また、エミレス検出回路におけるトランジスタＱ３、Ｑ４からなるラッチ回路の駆動電源は、エミレス検出電圧であるコンデンサＣ１１から供給されており、コンデンサＣ１１の電荷が減少し、トランジスタＱ３、Ｑ４の自己保持動作が停止する直前には、ドライブ能力不足モードが必ず存在し、トランジスタＱ３、Ｑ４には起動信号が重畳され、再起動前に異常発振する課題があった。この課題を克服するために第１のコンデンサＣ８が接続されており、適切な容量を接続することで、ドライブ能力不足モードが解決されていた。
【００１３】
しかしながら、本従来例では以下の問題があった。電源投入され、発振開始してから或る時間はスイッチング素子Ｑ２の駆動信号が、トランジスタＱ６のエミッタ→ベース→ダイオードＤ１４→コンデンサＣ８の経路で流れて、コンデンサＣ８を充電するモードが発生する。このとき、トランジスタＱ６のエミッタ・コレクタ間のインピーダンスが下がると、ゲート抵抗Ｒ２との分圧比で決まるスイッチング素子Ｑ２のゲート電位が下がるから、コンデンサＣ８への充電電流となるトランジスタＱ６のベース電流も低下することになり、したがって、トランジスタＱ６には負帰還がかかって完全にはオンせず、不飽和領域で導通することになる。このため、起動時には、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の振幅そのものが低くなるため、抵抗Ｒ１８を介してコンデンサＣ１３を充電する速度が遅くなる。また、本来、抵抗Ｒ１８、ダイオードＤ１６を介してコンデンサＣ１３を充電するべき電荷の一部が、抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ１３を介してコンデンサＣ８に流入するので、この点でも、コンデンサＣ１３を充電する速度が遅くなる。したがって、コンデンサＣ８に電荷が蓄えられるまで、本来の先行予熱のスイッチング素子Ｑ２のゲート・パルス幅より瞬間的に予熱始動回路の時定数が大きくなり、広いスイッチング素子Ｑ２のゲートパルスが発生してしまう。この結果、最初の幅の広いスイッチング素子Ｑ２のゲートパルスが発生したときに放電灯負荷ｌａが一瞬閃光するという問題が有った。また、一瞬閃光する際、入出力のバランスが崩れ、コンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスを与えるといった問題があった。
【００１４】
（従来例２）
従来例２の回路図を図３２に示す。本従来例では、図３１に示した従来例１において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。この谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→ダイオードＤ７→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００１５】
この従来例では、起動時に平滑コンデンサＣ０の電荷は無いので、コンデンサＣ０→ダイオードＤ７→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で過大な電流が流れるのを、予熱始動回路によりスイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭くすることにより抑えていた。しかし、従来例１で述べたように、コンデンサＣ８を充電するモードが発生するため、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が絞り切れずに、電源よりコンデンサＣ０→ダイオードＤ７→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で起動時に過大な充電電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２にストレスが加わるという問題があった。また、従来例１と同様の問題も有している。
【００１６】
（従来例３）
従来例３の回路図を図３３に示す。本従来例では、図３２に示した従来例２において、谷埋め電源回路のコンデンサＣ０と直列にインダクタＬ２を挿入したものである。また、ダイオードＤ７のカソード側端子が、図３２ではコンデンサＣ３とリーケージトランスＴ２の接続点に接続されているのに対して、図３３ではリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の接続点に接続されている点が異なる。本従来例の谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→インダクタＬ２→ダイオードＤ７→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００１７】
この従来例では、起動時に平滑コンデンサＣ０の電荷は無いので、コンデンサＣ０→インダクタＬ２→ダイオードＤ７→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で過大な電流が流れるのを、予熱始動回路によりスイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭くすることにより抑えていた。しかし、従来例１で述べたように、コンデンサＣ８を充電するモードが発生するため、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が絞り切れずに、電源よりコンデンサＣ０→インダクタＬ２→ダイオードＤ７→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で起動時に過大な充電電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２にストレスが加わるという問題があった。また、従来例１と同様の問題も有している。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、入力電流歪み改善機能を有する自励駆動のインバータ回路に先行予熱時のオン幅制限手段を設けた放電灯点灯装置において、電源投入時の負荷の一瞬閃光を防止し、また、インバータ電源電圧のオーバーシュートを防止し、さらにまた、インバータのスイッチング素子への過電流によるストレスを低減することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源に接続された整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサＣ０と、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、放電灯負荷ｌａとＬＣ共振回路（リーケージトランスＴ２、コンデンサＣ５）を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を自励駆動する手段（駆動トランスＴ３）と、ランプ電圧の上昇を検出して放電灯負荷ｌａのエミレス状態を検出するエミレス検出回路と、電源投入後の放電灯負荷ｌａの予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ２の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段（予熱始動回路）とを備えるインバータ回路を用いた放電灯点灯装置であって、前記エミレス検出回路は、放電灯のエミレス状態の検出時に導通状態に保持される自己保持回路（トランジスタＱ３，Ｑ４）と、この自己保持回路に並列に接続された第１のコンデンサＣ８を含み、前記他制手段（予熱始動回路）は、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号により充電される時定数回路（抵抗Ｒ１８及びコンデンサＣ１３）と、この時定数回路で設定された時間後に駆動信号を強制的に短絡させるスイッチＱ６とを含み、第１のコンデンサＣ８の電圧低下時に前記他制手段の駆動信号短絡用のスイッチＱ６が導通するように、前記他制手段の駆動信号短絡用スイッチＱ６の制御端子はダイオードＤ１４を介して第１のコンデンサＣ８に接続されており、第１のコンデンサＣ８を電源投入直後に充電するプリチャージ手段（抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１）を設けたことを特徴とするものである。また、プリチャージ手段に代えて、図１３に示すように、コンデンサＣ８を切り離すスイッチ素子Ｑ７を設けても良い。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路図を図１に示す。この実施形態は、交流電源に接続されるフィルタ回路（コンデンサＣ１、フィルタトランスＴ１、フィルタチョークＬ１、コンデンサＣ２）、整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４）、インバータ回路（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ３〜Ｃ５、リーケージトランスＴ２、ダイオードＤ６、駆動トランスＴ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２、放電灯負荷ｌａ、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４）、平滑コンデンサＣ０、予熱始動回路（抵抗Ｒ１８〜Ｒ２０、ダイオードＤ１６〜Ｄ２０、コンデンサＣ１２、Ｃ１３、トランジスタＱ５、Ｑ６）、エミレス検出回路（ダイオードＤ０、Ｄ１２〜Ｄ１４、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１７、Ｒ２１、コンデンサＣ８〜Ｃ１１、ツェナーダイオードＺＤ５）から構成されている。リーケージトランスＴ２と放電灯負荷ｌａとコンデンサＣ５とで共振負荷回路を構成している。
【００２１】
以下、インバータ回路の構成について説明する。整流回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ回路）の正出力端子には、ダイオードＤ５のアノード・カソード間を介してダイオードＤ６のアノードとコンデンサＣ３の一端が接続されている。コンデンサＣ３の他端はリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の各１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点に接続されている。ダイオードＤ６の両端には、コンデンサＣ４が並列接続されている。ダイオードＤ６のカソードと、整流回路の負出力端子の間には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と平滑コンデンサＣ０が並列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は寄生の逆並列ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴよりなり、そのゲート・ソース間には、駆動トランスＴ３の２次巻線がそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されると共に、過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路と、ＺＤ３、ＺＤ４の逆直列回路がそれぞれ並列接続されている。
【００２２】
リーケージトランスＴ２の２次巻線出力には放電灯ｌａが接続されており、２灯の放電灯ｌａのフィラメントの非電源側端子間には共振用コンデンサＣ５が並列接続されている。リーケージトランスＴ２の２次側に設けられたエミレス検出用の巻線は、一端がグランドラインに接続され、他端はダイオードＤ０を介してエミレス検出回路に入力されている。
【００２３】
次に、エミレス検出回路について説明する。前記ダイオードＤ０のカソード側端子とグランドラインの間には、抵抗Ｒ１６とＲ１７の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ１７にはコンデンサＣ１１が並列接続されている。コンデンサＣ１１の両端にはダイオードＤ１２、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ４と抵抗Ｒ１３の直列回路が接続されている。この回路にはコンデンサＣ８が並列接続されると共に、抵抗Ｒ１２とトランジスタＱ３の直列回路が並列接続されている。抵抗Ｒ１２とＲ１３は、それぞれトランジスタＱ４とＱ３のベース・エミッタ間に接続されると共に、それぞれコンデンサＣ９とＣ１０を並列接続されている。コンデンサＣ１０はツェナーダイオードＺＤ５を介してコンデンサＣ１１に並列接続されている。コンデンサＣ９にはダイオードＤ１１がトランジスタＱ４の逆バイアス方向に並列接続されている。
【００２４】
整流回路の正負出力端子間には、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ９の両端にはコンデンサＣ７が並列接続されている。コンデンサＣ７の高電位側の端子はダイオードＤ１０のアノード・カソード間を介してトランジスタＱ３のコレクタおよびトランジスタＱ４のベースに接続されている。すなわち、整流回路の正出力端子から抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１、コンデンサＣ８、整流回路の負出力端子を通る経路でコンデンサＣ８を充電する経路が設けられている。
【００２５】
次に、予熱始動回路について説明する。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、抵抗Ｒ１８、ダイオードＤ１６、コンデンサＣ１２、Ｃ１３の直列回路が接続されている。ダイオードＤ１６とコンデンサＣ１２の直列回路にはダイオードＤ１７が逆方向に並列接続されており、コンデンサＣ１３の両端にはダイオードＤ１８がコンデンサＣ１３の充電方向とは逆方向に並列接続されている。コンデンサＣ１３の電圧は、抵抗Ｒ１９を介してトランジスタＱ５のベース・エミッタ間に印加されている。スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には、さらに、トランジスタＱ６とダイオードＤ２０の直列回路が並列接続されると共に、抵抗Ｒ２０とダイオードＤ１９とトランジスタＱ５の直列回路が並列接続されている。抵抗Ｒ２０とダイオードＤ１９の接続点はトランジスタＱ６のベースに接続されている。
【００２６】
以下、この実施形態の動作について説明する。インバータ回路は自励駆動式であり、駆動トランスＴ３の２次側で発生した信号をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に供給し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン・オフさせるものである。以下に一連の動作を説明する。なお、起動回路の構成および動作については図示および説明を省略する。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときには、コンデンサＣ０からコンデンサＣ４→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ４の電圧と整流回路の出力電圧との和が平滑コンデンサＣ０の電圧と釣り合うと、入力側よりダイオードＤ５→コンデンサＣ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で共振電流が流れ、また同時に入力電流が流れ込むこととなる。
【００２８】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２から回生電流が駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ０→整流回路→ダイオードＤ５→コンデンサＣ３の経路で流れる。この時も入力電流が流れることとなる。
【００２９】
スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）で回生電流が流れ終わると、コンデンサＣ３よりコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時にコンデンサＣ４に蓄えられた電荷を放出し、コンデンサＣ４の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりダイオードＤ６→スイッチング素子Ｑ１→駆動トランスＴ３→共振負荷回路（リーケージトランスＴ２、放電灯負荷ｌａ、コンデンサＣ５）の経路で共振電流が流れる。
【００３０】
スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１がオフ）のときは、回生電流モードとなり、リーケージトランスＴ２からコンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コンデンサＣ０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→駆動トランスＴ３の経路で回生電流が流れる。
【００３１】
これらの一連の動作を繰り返すことにより、負荷に高周波電力を供給する。また同時に、上記動作モードの一部において、交流電源からの入力電圧に比例した入力電流を流すことにより、この電流をフィルタ回路にて波形整形して、正弦波状の入力電流を得ることができる。これによって、入力力率の改善と、入力電流歪みの改善を可能としている。
【００３２】
スイッチング素子Ｑ２のゲート回路には、予熱始動回路が接続されている。発振開始すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を、抵抗Ｒ１８→ダイオードＤ１６→コンデンサＣ１２→コンデンサＣ１３の経路で積分し、抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１３の時定数で決まる所定の時間後にトランジスタＱ５がオンすることにより、トランジスタＱ６がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜くものである。ここで、コンデンサＣ１３の電荷はスイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１がオン）のときに、駆動トランスＴ３の逆方向電圧により、コンデンサＣ１３、ダイオードＤ１７、抵抗Ｒ１８、抵抗Ｒ２、駆動トランスＴ３の２次巻線、グランドラインの経路で放電される。コンデンサＣ１３の電圧が０になると、ダイオードＤ１８がオンするから、コンデンサＣ１３の電圧は０に保持される。したがって、コンデンサＣ１３はスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生した時点から再び抵抗Ｒ１８を介して充電され、コンデンサＣ１３の電圧が所定の電圧に達すると、トランジスタＱ５、Ｑ６がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号を強制的に引き抜く。これにより、スイッチング素子Ｑ２は自励駆動でありながら、そのオン時間が抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１３の時定数回路により制限される、いわゆる自励・他制方式となっている。電源投入後の時間が経過するにつれて、徐々にコンデンサＣ１２には電荷が蓄えられ、その直流電圧を保持するため、コンデンサＣ１３の充電速度は徐々に遅くなり、通常点灯時には予熱始動回路は動作しなくなる。つまり、電源投入され、コンデンサＣ１２に所定の電圧が蓄えられるまでの間、スイッチング素子Ｑ２のオン幅は徐々に広がるスイープ方式で負荷を予熱始動制御している。
【００３３】
次に、エミレス検出回路の動作を説明する。リーケージトランスＴ２の２次側に接続された検出巻線により、放電灯負荷ｌａのランプ電圧に比例した電圧を検出する。そして、この電圧をダイオードＤ０で整流し、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７、コンデンサＣ１１で分圧と平滑を行うことにより直流電圧に変換し、エミレス状態を検出する。放電灯負荷ｌａがエミレス状態となると、コンデンサＣ１１の電位が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ５の電圧を越えると、コンデンサＣ１１よりツェナーダイオードＺＤ５を介して、トランジスタＱ３をオンさせる。そうすると、コンデンサＣ１１よりダイオードＤ１２→抵抗Ｒ１４→トランジスタＱ４のエミッタ・ベース間→トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間を介して電流が流れ、それと同時にコンデンサＣ１１→ダイオードＤ１２→抵抗Ｒ１４→トランジスタＱ４のエミッタ・コレクタ間→トランジスタＱ３のベース・エミッタ間の経路で電流が流れる。このため、トランジスタＱ４、Ｑ３のいずれもオン状態となり、予熱始動回路のコンデンサＣ１２やスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号、起動信号を引き抜くため、インバータ回路は発振停止する。そして、コンデンサＣ１１の電荷が徐々に減少し、トランジスタＱ３、Ｑ４の駆動電源がなくなり、トランジスタＱ３、Ｑ４がオフすると、再び起動信号によりスイッチング素子Ｑ２がオンし、発振開始する。つまり、負荷がエミレス状態のときは間欠発振制御を行う。
【００３４】
また、本実施形態では、整流回路の出力に抵抗Ｒ７〜Ｒ９の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ９からダイオードＤ１０、Ｄ１１を介して、コンデンサＣ８に接続されており、電源投入がされると、抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１を介して、コンデンサＣ８には所定の電荷が充電されることになる。これにより、ダイオードＤ１３、Ｄ１４は確実にオフとなるから、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号のパルス幅の増大による放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れてコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。
【００３５】
（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路図を図２に示す。本実施形態では、図１に示した実施形態１において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。この谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→ダイオードＤ７→リーケージトランスＴ２→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００３６】
本実施形態においても、実施形態１と同様に、起動時の一瞬閃光の防止、コンデンサＣ０の電圧のオーバーシュート防止という効果が得られるほか、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が予熱始動回路により制限された所定のオン幅から発振開始するので、コンデンサＣ０を充電するための過大なパルス電流がスイッチング素子Ｑ２に流れることを防止し、スイッチング素子Ｑ２のストレスを抑えることができるという効果が加わる。
【００３７】
（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路図を図３に示す。本実施形態では、図２に示した実施形態２において、谷埋め電源回路のコンデンサＣ０と直列にインダクタＬ２を挿入したものである。また、ダイオードＤ７のカソード側端子が、図２ではコンデンサＣ３とリーケージトランスＴ２の接続点に接続されているのに対して、図３ではリーケージトランスＴ２と駆動トランスＴ３の接続点に接続されている点が異なる。本実施形態の谷埋め電源回路では、スイッチング素子Ｑ２のオン時には、電源より、コンデンサＣ０→インダクタＬ２→ダイオードＤ７→駆動トランスＴ３→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ０が充電され、整流回路の出力のピーク値より低い電圧で平滑される。また、整流出力電圧がコンデンサＣ０の電圧より低くなる期間では、コンデンサＣ０よりダイオードＤ８を介してインバータ回路に電力供給を行う。
【００３８】
本実施形態においても、実施形態１と同様に、起動時の一瞬閃光の防止、コンデンサＣ０の電圧のオーバーシュート防止という効果が得られるほか、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が予熱始動回路により制限された所定のオン幅から発振開始するので、コンデンサＣ０を充電するための過大なパルス電流がスイッチング素子Ｑ２に流れることを防止し、スイッチング素子Ｑ２のストレスを抑えることができるという効果が加わる。
【００３９】
（実施形態４）
本発明の実施形態４の回路図を図４に示す。本実施形態は、図１に示した実施形態１の回路において、整流回路の正負出力端子間に接続されていた抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の直列回路を、ダイオードＤ６のカソード側端子と整流回路の負出力端子との間に接続した点が異なる。電源が投入されると、整流回路の出力からダイオードＤ５、Ｄ６、抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１を介して、コンデンサＣ８に所定の電荷が充電されることになる。その他の構成及び動作については実施形態１と同様である。
【００４０】
（実施形態５）
本発明の実施形態５の回路図を図５に示す。本実施形態は、図２に示した実施形態２の回路において、整流回路の正負出力端子間に接続されていた抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の直列回路を、ダイオードＤ６のカソード側端子と整流回路の負出力端子との間に接続した点が異なる。電源が投入されると、整流回路の出力からダイオードＤ５、Ｄ６、抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１を介して、コンデンサＣ８に所定の電荷が充電されることになる。その他の構成及び動作については実施形態２と同様である。
【００４１】
（実施形態６）
本発明の実施形態６の回路図を図６に示す。本実施形態は、図３に示した実施形態３の回路において、整流回路の正負出力端子間に接続されていた抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９の直列回路を、ダイオードＤ６のカソード側端子と整流回路の負出力端子との間に接続した点が異なる。電源が投入されると、整流回路の出力からダイオードＤ５、Ｄ６、抵抗Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ１０、Ｄ１１を介して、コンデンサＣ８に所定の電荷が充電されることになる。その他の構成及び動作については実施形態３と同様である。
【００４２】
（実施形態７）
本発明の実施形態７の回路図を図７に示す。基本的な構成および動作については実施形態１と同じであるが、本実施形態では、起動回路のコンデンサＣ７に並列に、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１０、Ｄ１１を介してコンデンサＣ８が接続されている。したがって、起動回路のコンデンサＣ７の電圧上昇に追随してコンデンサＣ８がトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧まで充電されるので、発振開始直後に、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の振幅低下による、放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。
【００４３】
また、エミレス検出回路が働き、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンし、発振停止している場合に、起動回路のコンデンサＣ７の電圧は、トランジスタＱ３がオンすることで抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１１との分圧比によって、トリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧以下にすることができるので、起動信号が出力されない。よって、コンデンサＣ８を削除、もしくは容量の設計範囲を拡大できる。
【００４４】
以上のように、本実施形態によれば、起動時の一瞬閃光の防止、コンデンサＣ０の電圧のオーバーシュート防止という実施形態１の効果のほかに、エミレス検出時の発振停止時に起動信号の出力を停止できるという効果が得られる。
【００４５】
（実施形態８）
本発明の実施形態８の回路図を図８に示す。基本的な構成および動作については実施形態２と同じであるが、本実施形態では、起動回路のコンデンサＣ７に並列に、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ８が接続されている。したがって、起動回路のコンデンサＣ７の電圧上昇に追随してコンデンサＣ８がトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧まで充電されるので、発振開始直後に、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の振幅低下による、放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。さらに、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が所定のオン幅から発振開始するので、コンデンサＣ０を充電するための過大なパルス電流がスイッチング素子Ｑ２に流れることを防止できる。
【００４６】
また、エミレス検出回路が働き、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンし、発振停止している場合に、起動回路のコンデンサＣ７の電圧は、トランジスタＱ３がオンすることで抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１１との分圧比によって、トリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧以下にすることができるので、起動信号が出力されない。よって、コンデンサＣ８を削除、もしくは容量の設計範囲を拡大できる。
【００４７】
以上のように、本実施形態によれば、起動時の一瞬閃光の防止、コンデンサＣ０の電圧のオーバーシュート防止、スイッチング素子Ｑ２の過電流の防止、という実施形態２の効果のほかに、エミレス検出時の発振停止時に起動信号の出力を停止できるという効果が得られる。
【００４８】
（実施形態９）
本発明の実施形態９の回路図を図９に示す。基本的な構成および動作については実施形態３と同じであるが、本実施形態では、起動回路のコンデンサＣ７に並列に、抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１０、ダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ８が接続されている。したがって、起動回路のコンデンサＣ７の電圧上昇に追随してコンデンサＣ８がトリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧まで充電されるので、発振開始直後に、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の振幅低下による、放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。さらに、スイッチング素子Ｑ２のオン幅が所定のオン幅から発振開始するので、コンデンサＣ０を充電するための過大なパルス電流がスイッチング素子Ｑ２に流れることを防止できる。
【００４９】
また、エミレス検出回路が働き、トランジスタＱ３、Ｑ４がオンし、発振停止している場合に、起動回路のコンデンサＣ７の電圧は、トランジスタＱ３がオンすることで抵抗Ｒ８、Ｒ９とＲ１１との分圧比によって、トリガーダイオードＴＤ１のトリガー電圧以下にすることができるので、起動信号が出力されない。よって、コンデンサＣ８を削除、もしくは容量の設計範囲を拡大できる。
【００５０】
以上のように、本実施形態によれば、起動時の一瞬閃光の防止、コンデンサＣ０の電圧のオーバーシュート防止、スイッチング素子Ｑ２の過電流の防止、という実施形態３の効果のほかに、エミレス検出時の発振停止時に起動信号の出力を停止できるという効果が得られる。
【００５１】
（実施形態１０）
本発明の実施形態１０の回路図を図１０に示す。図７に示した実施形態７において、起動回路のコンデンサＣ７を充電するための抵抗Ｒ８、Ｒ９を共振コンデンサＣ５の一端に接続し、共振コンデンサＣ５の他端を抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して整流回路の正出力端子に接続したものである。また、共振コンデンサＣ５に接続されないフィラメント端子間には抵抗Ｒ５〜Ｒ７の直列回路が接続されている。したがって、電源が投入されると、整流回路の出力から抵抗Ｒ３、Ｒ４、放電灯ｌａの片側のフィラメント、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、放電灯ｌａの他側のフィラメント、抵抗Ｒ８、Ｒ９を介してコンデンサＣ７を充電する経路が形成される。
【００５２】
このように、本実施形態では、実施形態７の起動回路を放電灯負荷ｌａのフィラメントを介して構成したので、放電灯負荷ｌａのいずれかのフィラメントが断線している場合、あるいは、放電灯負荷ｌａが外れている場合には、電源投入してもインバータ回路の起動信号が出力されない。また、放電灯負荷ｌａが正常に接続され、フィラメントが断線していないときには、実施形態７と同様の効果が得られる。
【００５３】
（実施形態１１）
本発明の実施形態１１の回路図を図１１に示す。図８に示した実施形態８において、起動回路のコンデンサＣ７を充電するための抵抗Ｒ８、Ｒ９を共振コンデンサＣ５の一端に接続し、共振コンデンサＣ５の他端を抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して整流回路の正出力端子に接続したものである。また、共振コンデンサＣ５に接続されないフィラメント端子間には抵抗Ｒ５〜Ｒ７の直列回路が接続されている。したがって、電源が投入されると、整流回路の出力から抵抗Ｒ３、Ｒ４、放電灯ｌａの片側のフィラメント、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、放電灯ｌａの他側のフィラメント、抵抗Ｒ８、Ｒ９を介してコンデンサＣ７を充電する経路が形成される。
【００５４】
このように、本実施形態では、実施形態８の起動回路を放電灯負荷ｌａのフィラメントを介して構成したので、放電灯負荷ｌａのいずれかのフィラメントが断線している場合、あるいは、放電灯負荷ｌａが外れている場合には、電源投入してもインバータ回路の起動信号が出力されない。また、放電灯負荷ｌａが正常に接続され、フィラメントが断線していないときには、実施形態８と同様の効果が得られる。
【００５５】
（実施形態１２）
本発明の実施形態１２の回路図を図１２に示す。図９に示した実施形態９において、起動回路のコンデンサＣ７を充電するための抵抗Ｒ８、Ｒ９を共振コンデンサＣ５の一端に接続し、共振コンデンサＣ５の他端を抵抗Ｒ３、Ｒ４を介して整流回路の正出力端子に接続したものである。また、共振コンデンサＣ５に接続されないフィラメント端子間には抵抗Ｒ５〜Ｒ７の直列回路が接続されている。したがって、電源が投入されると、整流回路の出力から抵抗Ｒ３、Ｒ４、放電灯ｌａの片側のフィラメント、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、放電灯ｌａの他側のフィラメント、抵抗Ｒ８、Ｒ９を介してコンデンサＣ７を充電する経路が形成される。
【００５６】
このように、本実施形態では、実施形態９の起動回路を放電灯負荷ｌａのフィラメントを介して構成したので、放電灯負荷ｌａのいずれかのフィラメントが断線している場合、あるいは、放電灯負荷ｌａが外れている場合には、電源投入してもインバータ回路の起動信号が出力されない。また、放電灯負荷ｌａが正常に接続され、フィラメントが断線していないときには、実施形態９と同様の効果が得られる。
【００５７】
（実施形態１３）
本発明の実施形態１３の回路図を図１３に示す。この実施形態では、図１に示した実施形態１において、ダイオードＤ１０とＤ１１を除去し、コンデンサＣ７の電圧によりオンされるスイッチ素子Ｑ７をコンデンサＣ８と直列に接続したものである。スイッチ素子Ｑ７は逆並列ダイオードを内蔵したＭＯＳＦＥＴよりなり、そのゲート・ソース間には過電圧防止用のツェナーダイオードＺＤ６が並列に接続されている。コンデンサＣ７は比較的大容量のものが使用されており、これにより、電源投入後、一定時間経過後にスイッチ素子Ｑ７をオンさせるタイマー回路が構成されている。
【００５８】
このように、本実施形態では、エミレス検出回路のコンデンサＣ８と直列にスイッチ素子Ｑ７を接続したものであり、電源が投入されてから、タイマー回路のコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまでは、スイッチ素子Ｑ７はオフしており、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止している。
【００５９】
これにより、インバータ起動開始直後のスイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号の振幅低下による放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。
【００６０】
（実施形態１４）
本発明の実施形態１４の回路図を図１４に示す。本実施形態では、図１３に示した実施形態１３において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、タイマー回路のコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフすることにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１３と同じであり、実施形態１３と同じ効果が得られる。また、実施形態２と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態２と同じ効果も得られる。
【００６１】
（実施形態１５）
本発明の実施形態１５の回路図を図１５に示す。本実施形態では、図１３に示した実施形態１３において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、インダクタＬ２、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、タイマー回路のコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフすることにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１３と同じであり、実施形態１３と同じ効果が得られる。また、実施形態３と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態３と同じ効果も得られる。
【００６２】
（実施形態１６）
本発明の実施形態１６の回路図を図１６に示す。この実施形態は、図１３に示した実施形態１３において、コンデンサＣ８と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ７をオンさせるためのタイマー回路（抵抗Ｒ７、Ｒ８、コンデンサＣ７）を、予熱始動回路のコンデンサＣ１２、Ｃ１３の直列回路と並列に接続したものである。コンデンサＣ７は小容量のもので構わない。なぜなら、予熱始動回路のコンデンサＣ１２が十分な容量を有しており、タイマー回路として機能しているからである。
【００６３】
本実施形態によれば、実施形態１３と同じ効果が得られるほか、タイマー回路として予熱始動回路のタイマー回路を利用しているので、コンデンサＣ７が小容量のもので済むほか、予熱期間が終了するタイミングで、エミレス検出回路のコンデンサＣ８と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ７をオンさせることができるという効果もある。
【００６４】
（実施形態１７）
本発明の実施形態１７の回路図を図１７に示す。本実施形態では、図１６に示した実施形態１６において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、予熱始動回路のタイマー回路を利用してコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフしておくことにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１６と同じであり、実施形態１６と同じ効果が得られる。また、実施形態２と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態２と同じ効果も得られる。
【００６５】
（実施形態１８）
本発明の実施形態１８の回路図を図１８に示す。本実施形態では、図１６に示した実施形態１６において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、インダクタＬ２、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、予熱始動回路のタイマー回路を利用してコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフしておくことにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１６と同じであり、実施形態１６と同じ効果が得られる。また、実施形態３と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態３と同じ効果も得られる。
【００６６】
（実施形態１９）
本発明の実施形態１９の回路図を図１９に示す。この実施形態は、図１３に示した実施形態１３において、コンデンサＣ８と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ７をオンさせるためのタイマー回路（抵抗Ｒ７、Ｒ８、コンデンサＣ７）を、エミレス検出回路のコンデンサＣ１１と並列に接続したものである。コンデンサＣ７は小容量のもので構わない。なぜなら、エミレス検出回路のランプ電圧検出用のコンデンサＣ１１が十分な容量を有しており、タイマー回路として機能しているからである。電源が投入され、エミレス検出回路のコンデンサＣ１１の電位が所定のレベルに達するまではスイッチング素子Ｑ７はオフしており、これにより起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止している。
【００６７】
本実施形態によれば、実施形態１３と同じ効果が得られるほか、タイマー回路としてエミレス検出回路のランプ電圧検出用の平滑回路を利用しているので、コンデンサＣ７が小容量のもので済むほか、エミレス検出回路が検出動作を開始するタイミングで、エミレス検出回路のコンデンサＣ８と直列に接続されたスイッチ素子Ｑ７をオンさせることができるという効果もある。
【００６８】
（実施形態２０）
本発明の実施形態２０の回路図を図２０に示す。本実施形態では、図１９に示した実施形態１９において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、エミレス検出回路のランプ電圧検出用の平滑回路を利用してコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフしておくことにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１９と同じであり、実施形態１９と同じ効果が得られる。また、実施形態２と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態２と同じ効果も得られる。
【００６９】
（実施形態２１）
本発明の実施形態２１の回路図を図２１に示す。本実施形態では、図１９に示した実施形態１９において、平滑コンデンサＣ０を谷埋め電源回路（平滑コンデンサＣ０、インダクタＬ２、ダイオードＤ７、Ｄ８、コンデンサＣ６）で置き換えたものである。電源が投入されてから、エミレス検出回路のランプ電圧検出用の平滑回路を利用してコンデンサＣ７の電圧が所定のレベルに達するまではスイッチ素子Ｑ７をオフしておくことにより、起動開始直後のコンデンサＣ８への電荷の充電を阻止する動作については実施形態１９と同じであり、実施形態１９と同じ効果が得られる。また、実施形態３と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態３と同じ効果も得られる。
【００７０】
（実施形態２２）
本発明の実施形態２２の回路図を図２２に示す。この実施形態では、図３１に示した従来例１において、予熱始動回路のコンデンサＣ１３に、スイッチ素子Ｑ７を介してコンデンサＣ７を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりスイッチ素子Ｑ７をオンさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものである。
【００７１】
本実施形態によれば、このように、エミレス検出回路のコンデンサＣ８に抵抗Ｒ７、Ｒ８が並列に接続されており、抵抗Ｒ８の電位により、予熱始動回路のコンデンサＣ１３に並列接続されたコンデンサＣ７をスイッチ素子Ｑ７で制御するものである。この手段により、電源が投入されて、インバータ回路が起動した際、コンデンサＣ８の電荷が所定のレベルになるまでの僅かな時間では、予熱始動回路の時定数を小さく設定するものである。これにより、所定の時間、フィラメントに供給する予熱電流の減少を最小限に抑えつつ、放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。
【００７２】
（実施形態２３）
本発明の実施形態２３の回路図を図２３に示す。この実施形態では、図３２に示した従来例２において、予熱始動回路のコンデンサＣ１３に、スイッチ素子Ｑ７を介してコンデンサＣ７を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりスイッチ素子Ｑ７をオンさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものであり、実施形態２２と同じ効果が得られる。また、実施形態２と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態２と同じ効果も得られる。
【００７３】
（実施形態２４）
本発明の実施形態２４の回路図を図２４に示す。この実施形態では、図３３に示した従来例３において、予熱始動回路のコンデンサＣ１３に、スイッチ素子Ｑ７を介してコンデンサＣ７を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりスイッチ素子Ｑ７をオンさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものであり、実施形態２２と同じ効果が得られる。また、実施形態３と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態３と同じ効果も得られる。
【００７４】
（実施形態２５）
本発明の実施形態２５の回路図を図２５に示す。この実施形態では、図３１に示した従来例１において、予熱始動回路の抵抗Ｒ１８に、トランジスタＱ９を介して抵抗Ｒ２２を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりトランジスタＱ７をオン、トランジスタＱ８、Ｑ９をオフさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものである。
【００７５】
本実施形態によれば、実施形態２２と同様に、電源投入後、コンデンサＣ８の電圧が所定のレベルになるまでの僅かな時間では、予熱始動回路の時定数を小さく設定するものである。そのための手段として、コンデンサＣ８の電圧を抵抗Ｒ７、Ｒ８で検出し、トランジスタＱ７〜Ｑ９を制御する。起動直後は、コンデンサＣ８の電位は０であるので、トランジスタＱ７がオフしており、スイッチング素子Ｑ２のゲート駆動信号が発生すると、トランジスタＱ８はバイアス抵抗Ｒ９によりオンとなり、これによりトランジスタＱ９もオンとなるため、抵抗Ｒ１８には抵抗Ｒ２２が並列接続され、予熱始動回路の時定数は小さくなる。これにより、所定の時間フィラメントに供給する予熱電流の減少を最小限に抑えつつ、放電灯負荷ｌａの一瞬閃光を防止することができる。また、入出力バランスが崩れることによりコンデンサＣ０の電圧がオーバーシュートし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、コンデンサＣ０等に過大なストレスが加わることを防止できる。
【００７６】
（実施形態２６）
本発明の実施形態２６の回路図を図２６に示す。この実施形態では、図３２に示した従来例２において、予熱始動回路の抵抗Ｒ１８に、トランジスタＱ９を介して抵抗Ｒ２２を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりトランジスタＱ７をオン、トランジスタＱ８、Ｑ９をオフさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものであり、実施形態２５と同じ効果が得られる。また、実施形態２と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態２と同じ効果も得られる。
【００７７】
（実施形態２７）
本発明の実施形態２７の回路図を図２７に示す。この実施形態では、図３３に示した従来例３において、予熱始動回路の抵抗Ｒ１８に、トランジスタＱ９を介して抵抗Ｒ２２を並列接続し、エミレス検出回路のコンデンサＣ８の電圧が所定のレベルまで上昇したときに、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧した電圧によりトランジスタＱ７をオン、トランジスタＱ８、Ｑ９をオフさせて予熱始動回路の時定数を切り替えるようにしたものであり、実施形態２５と同じ効果が得られる。また、実施形態３と同じ構成の谷埋め電源回路を用いた実施形態であるので、実施形態３と同じ効果も得られる。
【００７８】
（実施形態２８）
本発明の実施形態２８の回路図を図２８に示す。実施形態２と異なる点は、実施形態２では電源が投入されると、整流回路→抵抗Ｒ７→抵抗Ｒ８→ダイオードＤ１０→ダイオードＤ１１→コンデンサＣ８の経路でコンデンサＣ８が充電されて、一瞬閃光を防止していたのに対し、本実施形態では、整流回路→コンデンサＣ７１→コンデンサＣ８の経路でコンデンサＣ８を充電するようにした点である。尚、コンデンサＣ８に並列接続されているツェナーダイオードＺＤ７１は過電圧の保護用である。このような回路構成にすることにより、寿命末期検出時にラッチ回路に保持電流を与えることなく間欠発振が可能な回路構成としながら、電源投入時にはコンデンサＣ８をプリチャージすることが可能で安価で容易に一瞬閃光を防止することができる。実施形態２の構成でコンデンサＣ８を充電すると、ひとたびラッチ回路が動作すると整流回路からラッチ回路に保持電流を与えることになるので、ラッチを解除せずに発振停止したままとなり、間欠動作しないことになる。
【００７９】
（実施形態２９）
本発明の実施形態２９の回路図を図２９に示す。実施形態２８と異なる点は、整流回路の出力端に抵抗Ｒ７１、Ｒ７２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２の接続点からコンデンサＣ７１を介しコンデンサＣ８をプリチャージするようにした点である。このような回路構成にすることにより、コンデンサＣ７１に大きなストレスをかけることなく、電源投入時にコンデンサＣ８をプリチャージすることで一瞬閃光を防止することができ、かつ、停電したような場合においては、ツェナーダイオードＺＤ７１→コンデンサＣ７１→抵抗Ｒ７２の経路でコンデンサＣ７１の電荷を放電し、再度電源が投入された場合においても、一瞬閃光を防止することが可能となる。
【００８０】
（実施形態３０）
本発明の実施形態３０の回路図を図３０に示す。実施形態２９と異なる点は、抵抗Ｒ７１〜Ｒ７８、コンデンサＣ７２、Ｃ７３、トランジスタＱ７１、Ｑ７２、ダイオードＤ７１、Ｄ１２で構成される電源リセット回路を設けた点に加えて、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２の接続点とコンデンサＣ７１の接続点から電源リセット回路の抵抗Ｒ７８、トランジスタＱ７２を介し、コンデンサＣ７１の放電路を形成した点にある。
【００８１】
以下、動作を説明する。電源が投入されると、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２を介しコンデンサＣ７２を充電し、トランジスタＱ７１をオン状態に保つ（この間に、抵抗Ｒ７４、Ｒ７５を介してコンデンサＣ７３が充電される）。この結果、トランジスタＱ７２はオフ状態を保つことになり、先に述べたように、コンデンサＣ７１を介してコンデンサＣ８をプリチャージし、一瞬閃光を防止する。電源が瞬時停電した場合、コンデンサＣ７２の電荷がトランジスタＱ７１のベース・エミッタを介して放電されると、コンデンサＣ７３から抵抗Ｒ７６を介してトランジスタＱ７２にベース電流を供給し、予熱始動回路のコンデンサＣ１２をダイオードＤ１８→コンデンサＣ１２→抵抗Ｒ２１→ダイオードＤ１３→ダイオードＤ７１（又はコンデンサＣ７１）、抵抗Ｒ７８→トランジスタＱ７２の経路で放電し、予熱始動回路のタイマー用のコンデンサＣ１２を放電しつつ、コンデンサＣ７１の電荷も引き抜く。また、エミレス検出回路のコンデンサＣ１１はダイオードＤ７３→ダイオードＤ１２→抵抗Ｒ７８→トランジスタＱ７２の経路で放電される。
【００８２】
このような回路構成とすることで、電源が瞬時停電しても、再び放電灯負荷ｌａが点灯するときには予熱モードから点灯するため、放電灯負荷ｌａにストレスを与えることなく点灯させることができる。また、コンデンサＣ８をプリチャージさせるためのコンデンサＣ７１も瞬時に放電させることが可能となるので、電源が瞬時停電した場合にも、一瞬閃光を防止することが可能となる。
【００８３】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、ランプ電圧の上昇を検出して放電灯負荷のエミレス状態を検出するエミレス検出回路と、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段とを備えるインバータ回路を用いた放電灯点灯装置であって、前記エミレス検出回路は、放電灯のエミレス状態の検出時に導通状態に保持される自己保持回路と、この自己保持回路に並列に接続された第１のコンデンサを含み、前記他制手段は、スイッチング素子の駆動信号により充電される時定数回路と、この時定数回路で設定された時間後に駆動信号を強制的に短絡させるスイッチとを含み、第１のコンデンサの電圧低下時に前記他制手段の駆動信号短絡用のスイッチが導通するように、前記他制手段の駆動信号短絡用スイッチの制御端子はダイオードを介して第１のコンデンサに接続されており、第１のコンデンサを電源投入直後に充電するプリチャージ手段を設けたから、第１のコンデンサの電圧が正常時のレベルとなった状態から動作を開始することができ、したがって、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段による放電灯の先行予熱動作が設計通りに行われることになり、起動時の一瞬閃光を防止できると共に、平滑コンデンサの電圧のオーバーシュートなども防止できる。また、前記プリチャージ手段に代えて、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は第１のコンデンサを他制手段から切り離すスイッチ手段を設けた場合にも同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態２の回路図である。
【図３】本発明の実施形態３の回路図である。
【図４】本発明の実施形態４の回路図である。
【図５】本発明の実施形態５の回路図である。
【図６】本発明の実施形態６の回路図である。
【図７】本発明の実施形態７の回路図である。
【図８】本発明の実施形態８の回路図である。
【図９】本発明の実施形態９の回路図である。
【図１０】本発明の実施形態１０の回路図である。
【図１１】本発明の実施形態１１の回路図である。
【図１２】本発明の実施形態１２の回路図である。
【図１３】本発明の実施形態１３の回路図である。
【図１４】本発明の実施形態１４の回路図である。
【図１５】本発明の実施形態１５の回路図である。
【図１６】本発明の実施形態１６の回路図である。
【図１７】本発明の実施形態１７の回路図である。
【図１８】本発明の実施形態１８の回路図である。
【図１９】本発明の実施形態１９の回路図である。
【図２０】本発明の実施形態２０の回路図である。
【図２１】本発明の実施形態２１の回路図である。
【図２２】本発明の実施形態２２の回路図である。
【図２３】本発明の実施形態２３の回路図である。
【図２４】本発明の実施形態２４の回路図である。
【図２５】本発明の実施形態２５の回路図である。
【図２６】本発明の実施形態２６の回路図である。
【図２７】本発明の実施形態２７の回路図である。
【図２８】本発明の実施形態２８の回路図である。
【図２９】本発明の実施形態２９の回路図である。
【図３０】本発明の実施形態３０の回路図である。
【図３１】従来例１の回路図である。
【図３２】従来例２の回路図である。
【図３３】従来例３の回路図である。
【符号の説明】
ｌａ 放電灯負荷
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ３ 駆動トランス
Ｃ５ 共振用コンデンサ
Ｃ８ 第１のコンデンサ

Claims (12)

1. 交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、ランプ電圧の上昇を検出して放電灯負荷のエミレス状態を検出するエミレス検出回路と、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段とを備えるインバータ回路を用いた放電灯点灯装置であって、
   前記エミレス検出回路は、放電灯のエミレス状態の検出時に導通状態に保持される自己保持回路と、この自己保持回路に並列に接続された第１のコンデンサを含み、
   前記他制手段は、スイッチング素子の駆動信号により充電される時定数回路と、この時定数回路で設定された時間後に駆動信号を強制的に短絡させるスイッチとを含み、
   第１のコンデンサの電圧低下時に前記他制手段の駆動信号短絡用のスイッチが導通するように、前記他制手段の駆動信号短絡用スイッチの制御端子はダイオードを介して第１のコンデンサに接続されており、
   第１のコンデンサを電源投入直後に充電するプリチャージ手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記プリチャージ手段は、整流回路の出力から少なくとも抵抗を介して第１のコンデンサを充電する手段であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. インバータ回路の自励発振動作を開始させるための起動パルスを少なくとも一方のスイッチング素子に印加するための起動回路を備え、該起動回路の蓄積エネルギーにより第１のコンデンサを充電することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
4. 整流回路の出力から少なくとも放電灯のフィラメントと抵抗を介してフィラメント断線検出用のコンデンサを充電する経路を有し、このフィラメント断線検出用のコンデンサから第１のコンデンサを充電することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
5. 前記プリチャージ手段は、整流回路の出力から少なくとも第２のコンデンサを介して第１のコンデンサを充電する手段であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
6. 第２のコンデンサに蓄積された電荷を電源オフ時に放電せしめるリセット手段を備えることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、ランプ電圧の上昇を検出して放電灯負荷のエミレス状態を検出するエミレス検出回路と、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段とを備えるインバータ回路を用いた放電灯点灯装置であって、
   前記エミレス検出回路は、放電灯のエミレス状態の検出時に導通状態に保持される自己保持回路と、この自己保持回路に並列に接続された第１のコンデンサを含み、
   前記他制手段は、スイッチング素子の駆動信号により充電される時定数回路と、この時定数回路で設定された時間後に駆動信号を強制的に短絡させるスイッチとを含み、
   第１のコンデンサの電圧低下時に前記他制手段の駆動信号短絡用のスイッチが導通するように、前記他制手段の駆動信号短絡用スイッチの制御端子はダイオードを介して第１のコンデンサに接続されており、
   電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は第１のコンデンサを他制手段から切り離すスイッチ手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
8. 整流回路の出力から抵抗を介して充電されるタイマー用のコンデンサを備え、このタイマー用のコンデンサの電圧が所定レベルに達したときにオンされるスイッチ手段を第１のコンデンサと他制手段との間に直列に挿入したことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
9. 前記他制手段は、電源投入後に駆動信号のオン時間を短縮する方向へ制限する所定時間を計測するためのタイマー用のコンデンサを備え、このタイマー用のコンデンサの電圧が所定レベルに達したときにオンされるスイッチ手段を第１のコンデンサと他制手段との間に直列に挿入したことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
10. 放電灯のランプ電圧を検出するためのコンデンサを備え、このランプ電圧検出用のコンデンサの電圧が所定レベルに達したときにオンされるスイッチ手段を第１のコンデンサと他制手段との間に直列に挿入したことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
11. 交流電源に接続された整流回路と、整流回路の出力側に配置されて直流電圧を充電される平滑コンデンサと、直流電圧を高周波電圧に変換するように交互にオン・オフされるスイッチング素子の直列回路と、放電灯負荷とＬＣ共振回路を含みスイッチングによる高周波電流の一部を交流電源入力側に帰還するように整流回路の出力に接続された負荷回路と、スイッチング素子を自励駆動する手段と、ランプ電圧の上昇を検出して放電灯負荷のエミレス状態を検出するエミレス検出回路と、電源投入後の放電灯負荷の予熱時間は少なくとも一方のスイッチング素子の駆動信号をオン時間が短縮される方向へ制限する他制手段とを備えるインバータ回路を用いた放電灯点灯装置であって、
    前記エミレス検出回路は、放電灯のエミレス状態の検出時に導通状態に保持される自己保持回路と、この自己保持回路に並列に接続された第１のコンデンサを含み、
    前記他制手段は、スイッチング素子の駆動信号により充電される時定数回路と、この時定数回路で設定された時間後に駆動信号を強制的に短絡させるスイッチとを含み、
    第１のコンデンサの電圧低下時に前記他制手段の駆動信号短絡用のスイッチが導通するように、前記他制手段の駆動信号短絡用スイッチの制御端子はダイオードを介して第１のコンデンサに接続されており、
    前記他制手段は、電源投入後、第１のコンデンサの電圧が正常時の所定レベルに達するまでの一定時間は前記時定数を小さくする時定数切替手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
12. 前記時定数切替手段は、第１のコンデンサの電圧が正常時の所定レベルに達したときにオン又はオフされるスイッチ手段を介して時定数回路のコンデンサ又は抵抗を接続又は遮断するように構成されていることを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。

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