JPH03190566A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH03190566A JPH03190566A JP1326423A JP32642389A JPH03190566A JP H03190566 A JPH03190566 A JP H03190566A JP 1326423 A JP1326423 A JP 1326423A JP 32642389 A JP32642389 A JP 32642389A JP H03190566 A JPH03190566 A JP H03190566A
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- JP
- Japan
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- switching
- current
- switching element
- negative
- diode
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 238000011084 recovery Methods 0.000 abstract description 8
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、スイッチング素子を縦続接続した他励式直列
インバータ回路等の直流入力電源を高周波に変換するイ
ンバータ装置に関するものである。
インバータ回路等の直流入力電源を高周波に変換するイ
ンバータ装置に関するものである。
［従来の技術］
他励式直列インバータの回路例を第５図に示す。直流電
源Ｖに対してスイッチング素子ＱＱ２の縦続回路が接続
され、また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の各々にダイ
オードＤ、、Ｄ、が並列接続されている。また、コンデ
ンサ（：ｌ：、、Ｃ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ
ｌ、Ｑ２の接続点との間に、チョークコイルＬ７．コン
デンサＣからなる直列共振回路が接続され、負荷Ｌｏが
共振回路中に設けられている。
源Ｖに対してスイッチング素子ＱＱ２の縦続回路が接続
され、また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の各々にダイ
オードＤ、、Ｄ、が並列接続されている。また、コンデ
ンサ（：ｌ：、、Ｃ２の接続点と、スイッチング素子Ｑ
ｌ、Ｑ２の接続点との間に、チョークコイルＬ７．コン
デンサＣからなる直列共振回路が接続され、負荷Ｌｏが
共振回路中に設けられている。
このような直列インバータ回路のスイッチング素子Ｑ１
．（ｈに、第６図（ａ）（ｂ）に示すような駆動信号が
与えられ、交互に導通、非導通が繰り返される。尚、図
中のＤはスイッチング素子Ｑ ＋ 。
．（ｈに、第６図（ａ）（ｂ）に示すような駆動信号が
与えられ、交互に導通、非導通が繰り返される。尚、図
中のＤはスイッチング素子Ｑ ＋ 。
Ｑ２が同時に導通することを防ぐデッドオフタイムであ
る。この駆動信号によって、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２には第６図（ｅ）（ｄ）に示すような電流ｉｃ＋、ｉ
ｃ２が流れ、インバータ動作を行い、負荷Ｌｏに高周波
電力を供給する。尚、第６図（６）（ｄ）の波形で負の
方向の電流ｉ。Ｉ＋１１１２は、各々ダイオードＤＩ、
Ｄ２を流れる電流である。
る。この駆動信号によって、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２には第６図（ｅ）（ｄ）に示すような電流ｉｃ＋、ｉ
ｃ２が流れ、インバータ動作を行い、負荷Ｌｏに高周波
電力を供給する。尚、第６図（６）（ｄ）の波形で負の
方向の電流ｉ。Ｉ＋１１１２は、各々ダイオードＤＩ、
Ｄ２を流れる電流である。
上述のインバータ回路を等価的示すと第７図のようにな
る。この共振回路の共゛振周波数は、負荷Ｌｏの抵抗値
によって異なり、第８図に示すように表される。すなわ
ち、負荷Ｌｏの抵抗値Ｒが無限大の時、周波数特性は第
８図の（イ）のようになり、固有振動周波数ｆ０におい
て出力最大点を有する。また、負荷ＬＯの抵抗値Ｒが低
下するに従って固有振動周波数ｆ８は低下し、その場合
の最大出力も第８図（ロ）に示すように低減する。尚、
固有振動周波数ｆｏ、ｆ−は、第７図に示す等価回路か
ら導かれ、第８図中に示す式で表される。
る。この共振回路の共゛振周波数は、負荷Ｌｏの抵抗値
によって異なり、第８図に示すように表される。すなわ
ち、負荷Ｌｏの抵抗値Ｒが無限大の時、周波数特性は第
８図の（イ）のようになり、固有振動周波数ｆ０におい
て出力最大点を有する。また、負荷ＬＯの抵抗値Ｒが低
下するに従って固有振動周波数ｆ８は低下し、その場合
の最大出力も第８図（ロ）に示すように低減する。尚、
固有振動周波数ｆｏ、ｆ−は、第７図に示す等価回路か
ら導かれ、第８図中に示す式で表される。
駆動信号の周波数ｆを共振回路の固有振動周波数と一致
させると、上述の出力最大の状態となり、ｆ ＞ ｆ
＊ （又は、ｆ＞ｆｏ）の場合は、スイッチング素子Ｑ
＋、Ｑｔに流れる電流は、第６図（６）（ｄ）の如く、
負から始まり５正の電流を遮断する形で流れる。
させると、上述の出力最大の状態となり、ｆ ＞ ｆ
＊ （又は、ｆ＞ｆｏ）の場合は、スイッチング素子Ｑ
＋、Ｑｔに流れる電流は、第６図（６）（ｄ）の如く、
負から始まり５正の電流を遮断する形で流れる。
一方、ｆ ＜ ｆ ｓ （又は、ｆ＜ｆｏ）の場合は５
第９図（ｃ）（ｄ）の如く５正の電流から始まり、負の
電流を遮断する形で流れ、各々電流波形のピーク値は、
負荷りりの抵抗値Ｒが大きいほど大きく、また、駆動信
号周波数ｆが、共振回路の固有振動周波数ｆ、（又は、
ｆｅ）に近付く程大きくなる。
第９図（ｃ）（ｄ）の如く５正の電流から始まり、負の
電流を遮断する形で流れ、各々電流波形のピーク値は、
負荷りりの抵抗値Ｒが大きいほど大きく、また、駆動信
号周波数ｆが、共振回路の固有振動周波数ｆ、（又は、
ｆｅ）に近付く程大きくなる。
［発明が解決しようとする課Ｍ］
上述のｆ＜ｆｅの条件下においては、ダイオードＤ、、
Ｄ、の電流を遮断する形でスイッチングが行われ、その
瞬間に第１０図（ａ）に示すようにダイオードのりカバ
リ−電流Ｉ７が存在し、ダイオードの損失が大きくなる
。第１０図（ｂ）はスイッチング素子Ｑ＋、ＱｚをＭＯ
ＳＦＥＴに置き換えた場合の例であり、通常、ダイオー
ドＤ、、Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、がＭＯＳ
ＦＥＴで構成される場合には５該ＭＯＳ Ｆ ＥＴの各
々に内蔵されるため、省くことができるが、ＭＯＳＦＥ
Ｔの内蔵のダイオードの損失が増え、これを考慮したＭ
ＯＳＦＥＴの選定が必要となる。従って、このような場
合、ダイオードの損失が少ないｆ＞ｆヮのモードに設計
される場合が多い。
Ｄ、の電流を遮断する形でスイッチングが行われ、その
瞬間に第１０図（ａ）に示すようにダイオードのりカバ
リ−電流Ｉ７が存在し、ダイオードの損失が大きくなる
。第１０図（ｂ）はスイッチング素子Ｑ＋、ＱｚをＭＯ
ＳＦＥＴに置き換えた場合の例であり、通常、ダイオー
ドＤ、、Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、がＭＯＳ
ＦＥＴで構成される場合には５該ＭＯＳ Ｆ ＥＴの各
々に内蔵されるため、省くことができるが、ＭＯＳＦＥ
Ｔの内蔵のダイオードの損失が増え、これを考慮したＭ
ＯＳＦＥＴの選定が必要となる。従って、このような場
合、ダイオードの損失が少ないｆ＞ｆヮのモードに設計
される場合が多い。
しかしながら、負荷ＬＯの抵抗が大きく変動する場合に
おいては、回路固有振動周波数ｆ１１が変動するので、
特に、過渡的にｆ ＜ ｆ ＊のモードになることがあ
る。例えば、負荷ＬＯとして熱陰極（フィラメント）を
有する蛍光ランプ等の放電灯を考えた場き、フィラメン
トを予熱している状態、始動する状態、安定点灯移行後
では、負荷抵抗Ｒは大きく変動し、−時的にｆ ＜ ｆ
−のモードが存在する。
おいては、回路固有振動周波数ｆ１１が変動するので、
特に、過渡的にｆ ＜ ｆ ＊のモードになることがあ
る。例えば、負荷ＬＯとして熱陰極（フィラメント）を
有する蛍光ランプ等の放電灯を考えた場き、フィラメン
トを予熱している状態、始動する状態、安定点灯移行後
では、負荷抵抗Ｒは大きく変動し、−時的にｆ ＜ ｆ
−のモードが存在する。
第１１図はこのような過渡的なｆ ＜ ｆ 勇のモード
におけるＭＯＳＦＥＴに内蔵したダイオードＤ、、Ｄ、
のストレスを軽減した従来例である。すなわち、ダイオ
ードＤ＋、Ｄｚのりカバリ−電流は抵抗Ｒ＋ 、 Ｒｚ
で抑制され、ストレスを大幅に低減させることができる
。しかしながら、スイッチング素子Ｑ＋、Ｑｚの主回路
中に抵抗Ｒ，，Ｒ２を設けることによる損失が常時（定
常状態においても）発生するため、装置の大型化、コス
トアップ、温度上昇等の課題が残る。
におけるＭＯＳＦＥＴに内蔵したダイオードＤ、、Ｄ、
のストレスを軽減した従来例である。すなわち、ダイオ
ードＤ＋、Ｄｚのりカバリ−電流は抵抗Ｒ＋ 、 Ｒｚ
で抑制され、ストレスを大幅に低減させることができる
。しかしながら、スイッチング素子Ｑ＋、Ｑｚの主回路
中に抵抗Ｒ，，Ｒ２を設けることによる損失が常時（定
常状態においても）発生するため、装置の大型化、コス
トアップ、温度上昇等の課題が残る。
本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、過
渡的な負荷変動によって負の電流を遮断するモードでの
ダイオードリカバリー電流による損失を確実になくすよ
うにし、しかも、大幅な装置の大型化やコストアップを
することなく容易に実現することを目的としたインバー
タ装置を提供するものである。
渡的な負荷変動によって負の電流を遮断するモードでの
ダイオードリカバリー電流による損失を確実になくすよ
うにし、しかも、大幅な装置の大型化やコストアップを
することなく容易に実現することを目的としたインバー
タ装置を提供するものである。
［課題を解決するための手段］
本発明は、直流電源と、この直流電源と並列に接続され
２つのスイッチング素子を縦続接続したスイッチング回
路と、上記直流電源を分圧する２つのコンデンサと、両
スイッチング素子と両コンデンサ各々の接続点間に設け
られ、チョークコイル及び共振用コンデンサからなる共
振回路と、この共振回路の一部に接続される負荷と、上
記両スイッチング素子に夫々逆方向に並列に接続される
ダイオードと、上記スイッチング素子をオンオフ駆動す
る制御回路と、上記スイッチング素子。
２つのスイッチング素子を縦続接続したスイッチング回
路と、上記直流電源を分圧する２つのコンデンサと、両
スイッチング素子と両コンデンサ各々の接続点間に設け
られ、チョークコイル及び共振用コンデンサからなる共
振回路と、この共振回路の一部に接続される負荷と、上
記両スイッチング素子に夫々逆方向に並列に接続される
ダイオードと、上記スイッチング素子をオンオフ駆動す
る制御回路と、上記スイッチング素子。
ダイオードに流れるスイッチング電流を検出する検出手
段と、この検出手段から得られるスイッチング電流が負
になったことを判別する判別手段と、この判別手段の出
力に応じて非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持するスイッチ手段とを備え
たものである。
段と、この検出手段から得られるスイッチング電流が負
になったことを判別する判別手段と、この判別手段の出
力に応じて非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持するスイッチ手段とを備え
たものである。
［作 用］
而して、検出手段により、スイッチング素子。
ダイオードに流れるスイッチング電流を検出し、検出手
段から得られるスイッチング電流が負になったことを判
別手段で判別し、この判別手段の出力に応じてスイッチ
手段により非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持するようにしている。
段から得られるスイッチング電流が負になったことを判
別手段で判別し、この判別手段の出力に応じてスイッチ
手段により非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持するようにしている。
［実施例１］
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。第
１図に本発明の具体実施例を示し、基本的には従来の第
５図の場合と同じである。また、ダイオードＤ１はＭＯ
ＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１に、ダイオ
ードＤ２はＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子
Ｑ、に各々内蔵されることもある。抵抗Ｒ，，Ｒ，はそ
れぞれＭＯＳＦＥＴのゲート端子の保護抵抗であり、抵
抗Ｒ３はスイッチング素子Ｑ２のソース電流を検出する
ための検出抵抗であり、低抵抗で損失は小さくしている
１発振器ＯＳＣは、スイッチング素子Ｑ ＋ ｒＱ、を
駆動する駆動信号を発生するものであり、この発振器Ｏ
８Ｃからの駆動信号が駆動回路ＤＲ、、ＤＲ，に入力さ
れ、駆動回路ＤＲ，，ＤＲ，にてスイッチング素子Ｑ１
．Ｑｚを駆動するようになっている。
１図に本発明の具体実施例を示し、基本的には従来の第
５図の場合と同じである。また、ダイオードＤ１はＭＯ
ＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１に、ダイオ
ードＤ２はＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子
Ｑ、に各々内蔵されることもある。抵抗Ｒ，，Ｒ，はそ
れぞれＭＯＳＦＥＴのゲート端子の保護抵抗であり、抵
抗Ｒ３はスイッチング素子Ｑ２のソース電流を検出する
ための検出抵抗であり、低抵抗で損失は小さくしている
１発振器ＯＳＣは、スイッチング素子Ｑ ＋ ｒＱ、を
駆動する駆動信号を発生するものであり、この発振器Ｏ
８Ｃからの駆動信号が駆動回路ＤＲ、、ＤＲ，に入力さ
れ、駆動回路ＤＲ，，ＤＲ，にてスイッチング素子Ｑ１
．Ｑｚを駆動するようになっている。
コンパレータＣＯＭＰは、上記検出抵抗Ｒ１に発生する
スイッチング素子Ｑ２のソース電流による電圧降下が負
方向となることを検出するものである。スイッチ素子Ｓ
はコンパレータＣＯＭＰからのＨレベルの出力により、
スイッチング素子Ｑ、側の駆動信号を停止するようにし
ている。また、直流電源Ｖ、、Ｖ２により各回路に電源
が供給される。
スイッチング素子Ｑ２のソース電流による電圧降下が負
方向となることを検出するものである。スイッチ素子Ｓ
はコンパレータＣＯＭＰからのＨレベルの出力により、
スイッチング素子Ｑ、側の駆動信号を停止するようにし
ている。また、直流電源Ｖ、、Ｖ２により各回路に電源
が供給される。
尚、発振器０ＳＣ１駆動回路ＤＲ，，ＤＲ，とて制御回
路を構成し、抵抗Ｒ５にて検出手段を構成し、さらに、
コンパレータＣＯＭＰが判別手段を構成している。
路を構成し、抵抗Ｒ５にて検出手段を構成し、さらに、
コンパレータＣＯＭＰが判別手段を構成している。
次に、動作を第２図の動作波形図に基づいて説明する。
第２図（１）に示すように、発振器Ｏ８Ｃから駆動信号
Ｓ、が出力され、この駆動信号Ｓ１にて駆動回路ＤＲ，
を介してスイッチング素子Ｑ。
Ｓ、が出力され、この駆動信号Ｓ１にて駆動回路ＤＲ，
を介してスイッチング素子Ｑ。
を駆動する。同様に５同図（ｂ）に示すように、発振器
Ｏ８Ｃから駆動信号Ｓ２が出力され、この駆動信号Ｓ２
にて駆動回路ＤＲ２を介してスイッチング索子Ｑ２を駆
動する。今、負荷ＬＯの過渡的変動によって、ｆ＜ｆ、
のモードが生じなとすれば、スイッチング素子Ｑ８．（
ｈには各々同図（ｅ）（ｄ）に示すようなドレイン電流
Ｉ。Ｉ＋ＩＤ２が流れる。
Ｏ８Ｃから駆動信号Ｓ２が出力され、この駆動信号Ｓ２
にて駆動回路ＤＲ２を介してスイッチング索子Ｑ２を駆
動する。今、負荷ＬＯの過渡的変動によって、ｆ＜ｆ、
のモードが生じなとすれば、スイッチング素子Ｑ８．（
ｈには各々同図（ｅ）（ｄ）に示すようなドレイン電流
Ｉ。Ｉ＋ＩＤ２が流れる。
同図（ｃ）（ｄ）において、負側電流は、夫々ダイオー
ドＤ、、Ｄ、を介して流れるなめ、この電流が遮断され
る時に、リカバリー電流Ｉいが発生する。
ドＤ、、Ｄ、を介して流れるなめ、この電流が遮断され
る時に、リカバリー電流Ｉいが発生する。
しかしながら、検出抵抗Ｒ７を介してダイオードＤ２に
電流が流れ始め、負の電圧降下を発生すると、コンパレ
ータＣＯＭＰが動作し、ダイオードＤ２の電流が流れ終
わるまで、同図（ｅ）に示すように、コンパレータＣＯ
ＭＰの出力がＨレベルとなり、その間、スイッチ素子Ｓ
が開放されて、スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する
。従って、スイッチング素子Ｑ、の駆動信号Ｓ−１′が
同図（ｆ）に示すように、パルス幅が狭くなり、スイッ
チング素子Ｑ２のみが同図（ｇ）に示すように、駆動さ
れることになる。従って、このような制御を加えること
によって、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子
Ｑ、、Ｑ２を流れるドレイン電流Ｉｏ＋＋Ｉｏ＊′は、
ドレイン（ｈ）＜ｉ）に示すように、もはや、ダイオー
ドＤ２に流れる電流を遮断するモードがなくなり、リカ
バリー電流による損失はなくなる。
電流が流れ始め、負の電圧降下を発生すると、コンパレ
ータＣＯＭＰが動作し、ダイオードＤ２の電流が流れ終
わるまで、同図（ｅ）に示すように、コンパレータＣＯ
ＭＰの出力がＨレベルとなり、その間、スイッチ素子Ｓ
が開放されて、スイッチング素子Ｑ１の駆動を停止する
。従って、スイッチング素子Ｑ、の駆動信号Ｓ−１′が
同図（ｆ）に示すように、パルス幅が狭くなり、スイッ
チング素子Ｑ２のみが同図（ｇ）に示すように、駆動さ
れることになる。従って、このような制御を加えること
によって、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子
Ｑ、、Ｑ２を流れるドレイン電流Ｉｏ＋＋Ｉｏ＊′は、
ドレイン（ｈ）＜ｉ）に示すように、もはや、ダイオー
ドＤ２に流れる電流を遮断するモードがなくなり、リカ
バリー電流による損失はなくなる。
［実施例２］
第３図は、コンパレータＣＯＭＰの出力によって、発振
器Ｏ８Ｃから駆動回路ＤＲ，への経路を遮断する例を示
すもので、動作は第１図の場合と同様である。
器Ｏ８Ｃから駆動回路ＤＲ，への経路を遮断する例を示
すもので、動作は第１図の場合と同様である。
［実施例３］
第１図に示す検出抵抗Ｒ１の代わりに、カレントトラン
スＣＴ、、ＣＴ２を用いて検出を行うようにしたもので
ある。すなわち、カレントトランスＣＴＩとコンパレー
タＣＯＭＰ、による検出信号によって、スイッチング素
子Ｑ２の駆動信号を、また、カレントトランスｃ Ｔ
２とコンパレータＣＯＭＰ２による検出信号によって、
スイッチング素子Ｑ＋の駆動信号を各々Ｓａ、 ｇｂに
て遮断を行い、第２図（ｈ）に示すダイオードＤ１のリ
カバリー電流も抑制した実施例である。この実施例の場
合、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２にはそれぞれ１サイク
ルごとに交互に正弦波電流が流れて発振を持続すること
ができる。
スＣＴ、、ＣＴ２を用いて検出を行うようにしたもので
ある。すなわち、カレントトランスＣＴＩとコンパレー
タＣＯＭＰ、による検出信号によって、スイッチング素
子Ｑ２の駆動信号を、また、カレントトランスｃ Ｔ
２とコンパレータＣＯＭＰ２による検出信号によって、
スイッチング素子Ｑ＋の駆動信号を各々Ｓａ、 ｇｂに
て遮断を行い、第２図（ｈ）に示すダイオードＤ１のリ
カバリー電流も抑制した実施例である。この実施例の場
合、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２にはそれぞれ１サイク
ルごとに交互に正弦波電流が流れて発振を持続すること
ができる。
［発明の効果］
本発明は上述のように、直流電源と、この直流電源と並
列に接続され２つのスイッチング素子を縦続接続したス
イッチング回路と、上記直流電源を分圧する２つのコン
デンサと、両スイッチング素子と両コンデンサ各々の接
続点間に設けられ、チョークコイル及び共振用コンデン
サからなる共振回路と、この共振回路の一部に接続され
る負荷と、上記両スイッチング素子に夫々逆方向に並列
に接続されるダイオードと、上記スイッチング素子をオ
ンオフ駆動する制御回路と、上記スイッチング素子、ダ
イオードに流れるスイッチング電流を検出する検出手段
と、この検出手段から得られるスイッチング電流が負に
なったことを判別する判別手段と、この判別手段の出力
に応じて非検出側のスイッチング素子をスイッチング電
流が負の間オフ状態を保持するスイッチ手段とを備えた
ものであるから、検出手段により、スイッチング素子、
ダイオードに流れるスイッチング電流を検出し、検出手
段から得られるスイッチング電流が負になったことを判
別手段で判別し、この判別手段の出力に応じてスイッチ
手段により非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持することで、過渡的な負荷
変動によって負の電流を遮断するモードでのダイオード
リカバリー電流を防止して、該リカバリー電流による損
失を確実になくすことができ、しかも、大幅な装置の大
型化やコストアップをすることなく容易に実現すること
ができる効果を奏するものである。
列に接続され２つのスイッチング素子を縦続接続したス
イッチング回路と、上記直流電源を分圧する２つのコン
デンサと、両スイッチング素子と両コンデンサ各々の接
続点間に設けられ、チョークコイル及び共振用コンデン
サからなる共振回路と、この共振回路の一部に接続され
る負荷と、上記両スイッチング素子に夫々逆方向に並列
に接続されるダイオードと、上記スイッチング素子をオ
ンオフ駆動する制御回路と、上記スイッチング素子、ダ
イオードに流れるスイッチング電流を検出する検出手段
と、この検出手段から得られるスイッチング電流が負に
なったことを判別する判別手段と、この判別手段の出力
に応じて非検出側のスイッチング素子をスイッチング電
流が負の間オフ状態を保持するスイッチ手段とを備えた
ものであるから、検出手段により、スイッチング素子、
ダイオードに流れるスイッチング電流を検出し、検出手
段から得られるスイッチング電流が負になったことを判
別手段で判別し、この判別手段の出力に応じてスイッチ
手段により非検出側のスイッチング素子をスイッチング
電流が負の間オフ状態を保持することで、過渡的な負荷
変動によって負の電流を遮断するモードでのダイオード
リカバリー電流を防止して、該リカバリー電流による損
失を確実になくすことができ、しかも、大幅な装置の大
型化やコストアップをすることなく容易に実現すること
ができる効果を奏するものである。
第１図は本発明の実施例１の回路図、第２図は同上の動
作波形図、第３図は同上の実施例２の回路図、第４図は
同上の実施例３の回路図、第５図は従来例の回路図、第
６図は同上の動作波形図、第７図は同上の等価回路図、
第８図は同上の動作説明図、第９図は同上の動作波形図
、第１０図（ａ）（ｂ）は同上の動作波形図及び動作説
明図、第１１図は他の従来例の要部回路図である。 Ｑ、、Ｑ２はスイッチング素子、Ｄ ＋ 、 Ｄ ２は
ダイオード、（：、、Ｃ，はコンデンサ、Ｃは共振用コ
ンデンサ、しはチョークコイル、Ｌ、ｏは負荷、■は直
流電源である。 第３図 第４図
作波形図、第３図は同上の実施例２の回路図、第４図は
同上の実施例３の回路図、第５図は従来例の回路図、第
６図は同上の動作波形図、第７図は同上の等価回路図、
第８図は同上の動作説明図、第９図は同上の動作波形図
、第１０図（ａ）（ｂ）は同上の動作波形図及び動作説
明図、第１１図は他の従来例の要部回路図である。 Ｑ、、Ｑ２はスイッチング素子、Ｄ ＋ 、 Ｄ ２は
ダイオード、（：、、Ｃ，はコンデンサ、Ｃは共振用コ
ンデンサ、しはチョークコイル、Ｌ、ｏは負荷、■は直
流電源である。 第３図 第４図
Claims (1)
- （１）直流電源と、この直流電源と並列に接続され２つ
のスイッチング素子を縦続接続したスイッチング回路と
、上記直流電源を分圧する２つのコンデンサと、両スイ
ッチング素子と両コンデンサ各々の接続点間に設けられ
、チョークコイル及び共振用コンデンサからなる共振回
路と、この共振回路の一部に接続される負荷と、上記両
スイッチング素子に夫々逆方向に並列に接続されるダイ
オードと、上記スイッチング素子をオンオフ駆動する制
御回路と、上記スイッチング素子、ダイオードに流れる
スイッチング電流を検出する検出手段と、この検出手段
から得られるスイッチング電流が負になったことを判別
する判別手段と、この判別手段の出力に応じて非検出側
のスイッチング素子をスイッチング電流が負の間オフ状
態を保持するスイッチ手段とを備えたことを特徴とする
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1326423A JPH03190566A (ja) | 1989-12-15 | 1989-12-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1326423A JPH03190566A (ja) | 1989-12-15 | 1989-12-15 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03190566A true JPH03190566A (ja) | 1991-08-20 |
Family
ID=18187628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1326423A Pending JPH03190566A (ja) | 1989-12-15 | 1989-12-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03190566A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009268054A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-11-12 | Denso Corp | 半導体装置 |
| JP2009268336A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-11-12 | Denso Corp | 半導体装置 |
| US8072241B2 (en) | 2007-09-05 | 2011-12-06 | Denso Corporation | Semiconductor device having diode-built-in IGBT and semiconductor device having diode-built-in DMOS |
-
1989
- 1989-12-15 JP JP1326423A patent/JPH03190566A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009268054A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-11-12 | Denso Corp | 半導体装置 |
| JP2009268336A (ja) * | 2007-09-05 | 2009-11-12 | Denso Corp | 半導体装置 |
| US8072241B2 (en) | 2007-09-05 | 2011-12-06 | Denso Corporation | Semiconductor device having diode-built-in IGBT and semiconductor device having diode-built-in DMOS |
| US8451023B2 (en) | 2007-09-05 | 2013-05-28 | Denso Corporation | Semiconductor device having diode-built-in IGBT and semiconductor device having diode-built-in DMOS |
| US8988105B2 (en) | 2007-09-05 | 2015-03-24 | Denso Corporation | Semiconductor device having diode-built-in IGBT and semiconductor device having diode-built-in DMOS |
| US9184158B2 (en) | 2007-09-05 | 2015-11-10 | Denso Corporation | Semiconductor device having diode-built-in IGBT and semiconductor device having diode-built-in DMOS |
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