JPH03190567A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング素子を縦続接続した他励式直列
インバータ回路等の直流入力電源を高周波に変換するイ
ンバータ装置に関するものである。

［従来の技術］ 他動式直列インバータの回路例を第５図に示す。直流電
源Ｖに対してスイッチング素子Ｑ　＋　＋Ｑ２の縦続回
路が接続され、また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の各
々にダイオードＤ、、Ｄ２が並列接続されている。また
、コンデンサＣ，，Ｃ，の接続点と、スイッチング素子
Ｑ１．Ｑ２の接続点との間に、チョークコイルＬ、コン
デンサＣからなる直列共振回路が接続され、負荷Ｌｏが
共振回路中に設けられている。

このような直列インバータ回路のスイッチング素子Ｑ＋
、Ｑｈに、第６図（ａ）（ｂ）に示すような駆動信号が
与えられ、交互に導通、非導通が繰り返される。尚、図
中のＤはスイッチング素子Ｑ　＋　＋Ｑ２が同時に導通
することを防ぐデッドオフタイムである。この駆動信号
によって、スイッチング素子Ｑ８．Ｑｚには第６図（ｅ
）（ｄ）に示すような電流ｉｃｅ、　　ｉｏ２が流れ、
インバータ動作を行い、負荷Ｌｏに高周波電力を供給す
る。尚、第６図（ｃ）（ｄ）の波形で負の方向の電流ｉ
ｏ１．ｉｏ２は、各々ダイオードＤ、、Ｄ、を流れる電
流である。

上述のインバータ回路を等価的示すと第７図のようにな
る。この共振回路の共振周波数は、負荷Ｌｏの抵抗値に
よって異なり、第８図に示すように表される。すなわち
、負荷Ｌｏの抵抗値Ｒが無限大の時、周波数特性は第８
図のａのようになり、固有振動周波数ｆｏにおいて出力
最大点を有する。また、負荷Ｌｏの抵抗値Ｒが低下する
に従って固有振動周波数ｆ１は低下し、その場合の最大
出力も第８図のｂ＜示すように低減する。尚、固有振動
周波数ｆｏ、ｆ＊は第７図の等価回路から第８図中に示
す式で表される。

駆動信号の周波数ｆを共振回路の固有振動周波数と一致
させると、上述の出力最大の状態となり、ｆ＞ｆ、（又
は、ｆ＞ｆｏ）の場合は、スイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２
に流れる電流は、第６図（ｃ）（ｄ）の如く、負から始
まり、正の電流を遮断する形で流れる。一方、ｆ＜　１
　＊　（又は、ｆｉｆｅ＞の場合は、第９図（ｃ）（ｄ
）の如く、正の電流から始まり、負の電流を遮断する形
で流れる。各々電流波形のピーク値は、負荷Ｌｏの抵抗
値Ｒが大きいほど大きく、また、駆動信号周波数ｆと、
共振回路の固有振動周波数ｆ１１（又は、ｆｏ）が接近
する程大きくなる。

［発明が解決しようとする課題］ 今、インバータ出力を小さい状態から徐々に増加させた
場合、負荷抵抗が大幅に変化する例として、蛍光ランプ
を考えてみる。蛍光ランプの場合、周知のように、まず
フィラメントを予熱し、しかる後に点灯させることによ
ってランプの始動電圧を低減させ、ランプの寿命を損ね
ないようにする必要がある。予熱状態においては、ラン
プは点灯にいたっておらず、従って、その抵抗値は点灯
後に比べて十分に大きい、この予熱状態を第８図の周波
数特性カーブのａの（イ）点に設定したとすれば、周波
数ｆを低減していくと、インバータ出力は増大し、（ロ
）点付近に至るとランプが点灯するに十分な電圧が得ら
れ、始動過程を経てカーブｂの（ハ）点に移行し、ラン
プは点灯する。その後、所定のランプ出力が得られる（
二）点で定常状態に落ち着く。

このような場合のスイッチング素子Ｑ２の電流波形は第
９図に示す通りとなる。すなわち、予熱状態（イ）点に
おける駆動信号及びスイッチング素子Ｑ２の電流波形は
、第９図（ａ）　（ｂ）のように表され、また、始動過
程（ロ）→（ハ）における駆動信号及びＱ２の電流波形
は、同図（ｅＨｄ）のように表される。そして、点灯後
の定常状態における駆動信号及びＱ２の電流波形は、同
図（ｅ）（ｆ）のように表される。

これらの波形において、第９図（ｂ）（ｆ）は第６図で
説明したように、負の電流すなわちダイオードＤ２を介
する電流に始まり、正の電流を遮断する形（ｆ　＞　ｆ
　Ｒ又はｆ＞ｆｏ）であるのに対して、始動過程の波形
（ｄ）は、正の電流に始まり、負の電流を遮断する形が
現れている。この理由は、始動過程の点く第８図の（ロ
）点ンが、負荷抵抗Ｒが大きい時の回路固有振動周波数
ｆ。に接近しているため、電流ピーク値がかなり大きく
なり、チョークコイルＬの飽和によってインダクタンス
値が低下し、実質の回路固有振動周波数がｉｏよりも高
くなる（ｆＯ’）ことによって、ｆ＜ｆ、’のモードが
存在するためと考えられる。

上述のｆ　＜　ｆ　、’の条件下においては、ダイオー
ドＤ、、Ｄ、の電流を遮断する形でスイッチングが行わ
れ、その瞬間に第１０図（ａ）に示すようにダイオード
のりカバリ−電流１．が存在し、ダイオードの損失が大
きくなる。第Ｌｏｌｌ（ｂ）はスイッチング素子Ｑ＋、
ＱｚをＭＯＳＦＥＴに置き換えた場合の例であり、通常
、ダイオードＤ、、Ｄ！は、Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ
　＋　、　Ｑ　２の各々に内蔵されるため、省くことが
できるが、ＭＯＳＦＥＴの内蔵のダイオード部分でのり
カバリ−電流Ｉ、が存在して、損失が大きくなる。従っ
て、これを考慮したＭＯＳＦＥＴの選定が必要となる。

第１１図はこのような過渡的に生じるダイオードリカバ
リー電流を抑制する従来例を示すものである。すなわち
、ダイオードＤ、、Ｄ、のりカバリ−電流は抵抗Ｒ，，
Ｒ，で抑制され、ストレスを大幅に低減させることがで
きる。

しかしながら、スイッチング素子Ｑ＋、Ｑｚの主回路中
に抵抗Ｒ，，Ｒ，を設けることによる損失が常時（定常
状態においても）発生するため、装置の大型化、コスト
アップ、温度上昇等の課題が残る。

本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、負
荷の起動時などでチョークコイルが飽和して過渡的に生
じる負の電流を遮断するモードでのダイオードリカバリ
ー電流による損失を確実になくすようにし、しかも、大
幅な装置の大型化やコストアップをすることなく容易に
実現することを目的としたインバータ装置を提供するも
のである。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、直流電源と、この直流電源と並列に接続され
２つのスイッチング素子を縦続接続したスイッチング回
路と、上記直流電源を分圧する２つのコンデンサと、両
スイッチング素子と両コンデンサ各々の接続点間に設け
られ、チラークコイル及び共振用コンデンサからなる共
振回路と、この共振回路の一部に接続される負荷と、上
記両スイッチング素子に夫々逆方向仁並列に接続される
ダイオードと、上記スイッチング素子をオンオフ駆動す
る制御回路と、上記スイッチング素子。

ダイオードに流れるスイッチング電流を検出する検出手
段と、この検出手段から得られる信号が一部レベル以上
になったことを判別する判別手段と、この判別手段の出
力に応じて一定時間、非検出側のスイッチング素子をオ
フ状態に、検出側のスイッチング素子をオン状態に夫々
保持する保持制御手段とを備えたものである。

［作　用］ 而して、検出手段により、スイッチング素子。

ダイオードに流れるスイッチング電流を検出し、検出手
段から得られる信号が一部レベル以上になったことを判
別手段で判別し、この判別手段の出力に応じて保持制御
手段により、一定時間、非検出側のスイッチング素子を
オフ状態に、検出側のスイッチング素子をオン状態に夫
々保持するようにしている。

［実施例１］ 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。第
１図に本発明の具体実施例を示し、基本的な回路は従来
の第５図の場合を同様である。

また、ダイオードＤ、はＭＯＳＦＥＴで構成されるスイ
ッチング素子Ｑ、に、ダイオードＤ２はＭＯＳＦＥＴで
構成されるスイッチング素子Ｑ２に各々内蔵されること
もある。抵抗Ｒ，，Ｒ２はそれぞれＭＯＳＦＥＴのゲー
ト端子の保護抵抗であり、抵抗Ｒ１はスイッチング素子
Ｑ２のソース電流を検出するための検出抵抗であり、低
抵抗で損失は小さくしている０発振器ＯＳＣは、スイッ
チング素子Ｑ＋、Ｑｔをスイッチング駆動する駆動信号
を発生するものであり、この発振器Ｏ８Ｃからの駆動信
号が駆動回路ＤＲ，，ＤＲ２に入力され、駆動回路Ｄ　
Ｒ＋　、　Ｄ　Ｒｚにてスイッチング素子Ｑ１．Ｑ２を
スイッチング駆動するようになっている。

コンパレータＣＯＭＰは、上記検出抵抗Ｒ５に発生する
スイッチング素子Ｑｌのソース電流による電圧降下が基
準電圧Ｖｏを越えたことを検出するものである。タイマ
ーＴｉは、汎用タイマー（例えば、シダネテックス社製
のＮＥ５５５）であり、抵抗ＲＡ　、コンデンサＣＡ、
ＣｏによってコンパレータＣＯＭＰからの信号を受けて
、一定時間（Ｔα勾１　、Ｉ　ＲＡ−ＣＡ）出力端子■
をＨレベルにする単安定マルチバイブレータを構成して
いる。

尚、発振器ＯＳＣ，駆動回路ＤＲ，，ＤＲ，とで制御回
路を構成し、抵抗Ｒ１にて検出手段を構成し、さらに、
コンパレータＣＯＭＰが判別手段を構成している。また
、タイマーＴｉ、各ゲートＧｌ〜Ｇ３等で保持制御手段
を構成している。

次に、動作を第２図の動作波形図に基づいて説明する。

第２図（ａ）は、発振器Ｏ８Ｃによって発生され、オア
ゲートＧ２、駆動回路ＤＲ２を介してスイッチング素子
（Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　）　Ｑ　２を駆動するための
駆動信号（第１図中のＢ点の波形）であり、また、第２
図（ｂ）はアンドゲートＧ１．駆動回路ＤＲ，を介して
スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ＋を駆動するため
の駆動信号（第１図中のＡ点の波形）である、今、負荷
ＬＯの起動過程において、インバータ出力が増大してス
イッチング素子Ｑ２のトレイン電流（又はソース電流）
が増大してくると、チョークコイルＬの飽和現象が現れ
、電流波形は第２図（ｃ）に示すように尖頭状となり、
１．点において検出抵抗Ｒ５の電圧降下がコンパレータ
ＣＯＭＰの基準電圧ＶＯを越えると、この時点よりタイ
マーＴｉが動作を始め、その出力端子■は第２図（ｅ）
に示すようにＨレベルとなる。

このタイマーＴｉからのＨレベルの信号はインバータゲ
ートＧ、によりＬレベルとなり、アンドゲートＧ１の出
力をＬレベルとする。従って、駆動回路ＤＲＩへの駆動
信号（Ａ点）はＬレベルに、駆動回路ＤＲ，２への駆動
信号（Ｂ点）はＨレベルとなり、その状態がタイマーＴ
ｉにて設定された時間Ｔαの間保持される。すなわち、
タイマー時間Ｔαの間は、スイッチング素子Ｑ２が常に
オン、スイッチング素子Ｑ、が常にオフ状態を保持する
ため、スイッチング素子Ｑ！の電流ＩＤ！は第２図（ｅ
）に示すよう（こチラークコイルＬとコンデンサＣによ
る減衰振動波形となる。また、スイッチング素子Ｑ、の
電流Ｉｏ１は同図（ｄ）に示すように遮断される。

タイマー時間Ｔαの経過後のｔ２の時点で、タイマーＴ
ｉの出力端子■がＬレベルに復帰するため、発振器ｏＳ
Ｃの駆動信号は駆動回路ＤＲＤ　Ｒ２に夫々正常に伝達
されることになり、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２は通常
のスイッチング動作は戻る。

このように構成することで、負荷Ｌｏの起動過程におい
て、過渡的に生じるチョークコイルＬの飽和に起因する
過電流を検出し、一定時間、スイッチング素子Ｑ８．Ｑ
ｚのスイッチング動作を休止して、減衰振動動作をさせ
ることになり、インバータ出力を停止させることなく、
ダイオードＤ、のりカバリ−電流の発生を防止すること
ができる。尚、このような制御によって負荷ＬＯの起動
がしにくくなる状況もあり得るが、タイマー時間Ｔαを
適宜に設定することによって、短時間にこの動作が繰り
返され、実質的に負荷ＬＯの起動時間を同程度にするこ
とが可能である。

［実施例２］ 第３図に実施例２を示す。第１図に示す検出抵抗Ｒ１の
代わりに、カレントトランスＣＴ、、ＣＴ２を用いて検
出を行うようにしたものである。

すなわち、カレントトランスＣＴ　ｒ側にはコンパレー
タＣＯＭＰ、、タイマーＴｉ１を設け、また、カレント
トランスＣＴ　を側にはコンパレータＣＯＭＰ２、タイ
マーＴｉ２を設けている。基本的な動作は先の実施例と
同様である。この実施例では、スイッチング素子Ｑ１．
Ｑｚのどちらか先に過電流を検出した場合、検出した側
のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）をオン、他方のス
イッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）をオフに夫々固定する
。

［実施例３］ 第４図に実施例３を示す、この実施例では、コンパレー
タＣＯＭ　Ｐ　を等を設け、第１図における検出抵抗Ｒ
５の負方向電流（ダイオードＤ２を介する電流）をコン
パレータＣＯＭ　Ｐ　ｔで検出するようにしたものであ
る。すなわち、タイマーＴｉにて設定された時間Ｔαが
経過して正常なスイッチング動作に復帰する時、スイッ
チング素子Ｑ２の電流が負の状態から再開されるモード
を回避したものであり、よりダイオードリカバリーの防
止の効果が大きい、つまり、スイッチング素子Ｑ２の電
流が負の状態から再開された場合には、コンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｔがこれを検出し、各ゲート、駆動回路ＤＲ
，を介してスイッチング素子Ｑ２をオン状態に保持する
ようにしている。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、直流電源と、この直流電源と並
列に接続され２つのスイッチング素子を縦続接続したス
イッチング回路と、上記直流電源を分圧する２つのコン
デンサと、両スイッチング素子と両コンデンサ各々の接
続点間に設けられ、チョークコイル及び共振用コンデン
サからなる共振回路と、この共振回路の一部に接続され
る負荷と、上記両スイッチング素子に夫々逆方向に並列
に接続されるダイオードと、上記スイッチング素子をオ
ンオフ駆動する制御回路と、上記スイッチング素子、ダ
イオードに流れるスイッチング電流を検出する検出手段
と、この検出手段から得られる信号が一定レベル以上に
なった゛ことを判別する判別手段と、この判別手段の出
力に応じて一定時間、非検出側のスイッチング素子をオ
フ状態に、検出側のスイッチング素子をオン状態に夫々
保持する保持制御手段とを備えたものであるから、検出
手段により、スイッチング素子、ダイオードに流れるス
イッチング電流を検出し、検出手段から得られる信号が
一定レベル以上になったことを判別手段で判別し、この
判別手段の出力に応じて保持制御手段により、一定時間
、非検出側のスイッチング素子をオフ状態に、検出側の
スイッチング素子をオン状態に夫々保持することで、負
荷起動時などにチョークコイルが一瞬飽和して生ずる過
渡的な負荷変動によって負の電流を遮断するモードでの
過電流を検出して、インバータ出力を停止することなく
、ダイオードのりカバリ−電流を防止することができ、
しかも、大幅な装置の大型化やコストアップをすること
なく容易に実現することができて装置の信頼性を向上さ
せることができる効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の回路図、第２図は同上の動
作波形図、第３図は同上の実施例２の回路図、第４図は
同上の実施例３の回路図、第５図は従来例の回路図、第
６図は同上の動作波形図、第７図は同上の等価回路図、
第８図は同上の動作説明図、第９（２！！は同上の動作
波形図、第１０図（ａ）（ｂ）は同上の動作波形図及び
動作説明図、第１１図は他の従来例の要部回路図である
。 Ｑ−、Ｑｚはスイッチング素子、Ｄ、、Ｄ、はダイオー
ド、Ｃ，、Ｃ２はコンデンサ、Ｃは共振用コンデンサ、
Ｌはチラークコイル、Ｌｏは負荷、■は直流電源である
。 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、この直流電源と並列に接続され２つ
   のスイッチング素子を縦続接続したスイッチング回路と
   、上記直流電源を分圧する２つのコンデンサと、両スイ
   ッチング素子と両コンデンサ各々の接続点間に設けられ
   、チョークコイル及び共振用コンデンサからなる共振回
   路と、この共振回路の一部に接続される負荷と、上記両
   スイッチング素子に夫々逆方向に並列に接続されるダイ
   オードと、上記スイッチング素子をオンオフ駆動する制
   御回路と、上記スイッチング素子、ダイオードに流れる
   スイッチング電流を検出する検出手段と、この検出手段
   から得られる信号が一定レベル以上になったことを判別
   する判別手段と、この判別手段の出力に応じて一定時間
   、非検出側のスイッチング素子をオフ状態に、検出側の
   スイッチング素子をオン状態に夫々保持する保持制御手
   段とを備えたことを特徴とするインバータ装置。