JP2742461B2

JP2742461B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP2742461B2
Application number: JP2005925A
Authority: JP
Inventors: 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-01-13
Filing date: 1990-01-13
Publication date: 1998-04-22
Anticipated expiration: 2013-04-22
Also published as: JPH03212163A

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

本発明は、オン・オフ制御されるスイッチング素子を
備え、直流電源を交流出力に変換するとともに、交流出
力を負荷回路に供給するようにしたインバータ装置に関
するものである。

【従来の技術】

従来より、この種のインバータ装置として、たとえ
ば、第12図に示すように、一対スイッチング素子SW₁，S
W₂の直列回路を電源Ｅの両端間に挿入し、両スイッチン
グ素子SW₁，SW₂を交互にオン・オフするようにしたもの
が提供されている。各スイッチング素子SW₁，SW₂は、制
御回路１によりオン期間が制御される。制御回路１は、
第13図（ａ）（ｂ）に示すような一定周期の相反する一
対の矩形波を出力する発振回路２を備えている。発振回
路２の一方の出力Ｖはレベルシフト回路３を介して電圧
変換された後（第13図（ｃ））、ドライブ回路4₁を介し
て一方のスイッチング素子SW₁への制御信号Vc₁を発生す
る（第13図（ｄ））。また、発振回路２の他方の出力Ｖ
はドライブ回路4₂を介して他方のスイッチング素子SW₂
への制御信号Vc₂を発生する（第13図（ｅ））。ここ
に、レベルシフト回路３を設けているのは、第13図
（ｆ）に示すように、スイッチング素子SW₂の両端電圧V
oが変化し、スイッチング素子SW₁の基準電圧が変化する
からである。スイッチング素子SW₂の両端間には負荷回
路５が接続される。負荷回路５は、インダクタンスＬと
コンデンサCaとを直列接続するとともに、コンデンサCa
の両端間に直流カット用のコンデンサCbと負荷ｌとの直
列回路を接続して構成される。ところで、両スイッチング素子SW₁，SW₂が第13図
（ｄ）（ｅ）に示すドライブ回路4₁，4₂の出力Vc₁，Vc₂
によりオン・オフ制御されていると、両スイッチング素
子SW₁，SW₂は交互にオン・オフする。つまり、両スイッ
チング素子SW₁，SW₂の接続点の電位V₀は、第13図（ｆ）
に示すように矩形波状になる。時刻t₁においてスイッチ
ング素子SW₁ がオンになると、負荷回路５の蓄積エネルギーにより、
そのまま電流が流れるようとするから、スイッチングSW
₁に流れる電流I₁の向きは、第13図（ｈ）のように第12
図の矢印とは逆向きになった後、逆転する。また、時刻
t₂においてスイッチング素子SW₂がオンになると、負荷
回路５の蓄積エネルギーにより、スイッチング素子SW₂
に流れる電流I₂の向きは、第13図（ｇ）のように第12図
の矢印とは逆向きになった後、逆転する。このような動
作の繰り返しにより、第13図（ｉ）のような交流電流I_L
が負荷ｌに流れるのである。ここにおいて、第13図で
は、発振回路２の出力周波数が負荷回路５の共振周波数
よりも高いものとしている。すなわち、発振回路２の出
力に対して共振電流の位相を遅相にし、スイッチング素
子SW₁，SW₂の切換時に流れる電流I₁，I₂の向きが、負方
向（第12図に矢印で示した向きと逆向き）になるように
しているのである。位相関係が逆であると、第14図に示
すように、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換時に正方向
に電流が流れることになる。この場合、一方のスイッチ
ング素子に負方向の電流が流れている状態から、他方の
スイッチング素子に正方向の電流が流れる状態に変化
し、負方向の電流が流れていたスイッチング素子に対し
て瞬時に電圧が印加されるから、負方向の電流が流れて
いたときのキャリアの蓄積による逆回復の電流、すなわ
ちリカバリー電流が流れることになる。この電流は、第
14図（ａ）に示すように、ひげ状の電流となり、スイッ
チングロスやノイズの発生原因となる。したがって、負
荷回路５の共振周波数よりも発振回路２の出力周波数を
高くしておくのが普通である。

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、発振回路２の出力周波数が負荷回路５
の共振周波数よりも高い場合であっても、第13図に示す
ような動作であれば、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換
時に、電流や電圧が急激に変化して、スイッチング素子
SW₁，SW₂でのスイッチングロスやノイズが発生する。そこで、第15図に示すように、発振回路２の出力Ｖの
周波数を、負荷回路５の共振周波数にほぼ一致させるこ
とが考えられる。このようにすれば、スイッチング素子
SW₁，SW₂の切換時が、負荷回路５の共振電流のゼロクロ
ス点にほぼ一致し、スイイッチングロスが少なくなり、
ノイズが少なくなる。一方、照明負荷の調光を行う場合のように、このよう
な状態を維持しながら、負荷ｌへの供給エネルギーを制
御しようとすれば、発振回路２の出力周波数と負荷回路
５の共振周波数とを連動して変化させる必要がある。発振回路２の出力周波数を調節するのは容易である
が、負荷回路５の共振周波数を調節するには、部品点数
が増加したり、回路構成が複雑になるという問題が生じ
て実用的ではない。また、負荷への供給エネルギーを連
続的に変化させようとすれば、負荷回路５の共振周波数
も連続的に変化させなければならず、実現が困難であ
る。本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、
負荷回路として供給エネルギーに応じて共振周波数が変
化する構成のものを用いるとともに、電源電圧を調節す
ることによって、スイッチング素子の切換タイミング
が、負荷回路の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致する
ように制御し、もってスイッチングロスやノイズを低減
させたインバータ装置を提供しようとするものである。

【課題を解決するための手段】

本発明では、上記目的を達成するために、オン・オフ
制御されるスイッチング素子を備え、直流電源を交流出
力に変換するとともに、交流出力を負荷回路に供給する
インバータ装置において、供給エネルギーに応じて共振
周波数が変化するように負荷回路を構成し、負荷回路の
共振電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路
と、ゼロクロス検出回路の出力に基づいてスイッチング
素子の切換タイミングが上記ゼロクロス点に一致するよ
うに上記直流電源の出力電圧を制御する電圧制御回路と
を設けているのである。また、少なくとも負荷回路が安定動作状態ではないと
きに、ゼロクロス検出回路の動作を停止させる検出停止
回路を設けるのが望ましい。

【作用】

請求項１の構成によれば、供給エネルギーに応じて共
振周波数が変化するように負荷回路を構成し、負荷回路
の共振電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回
路と、ゼロクロス検出回路の出力に基づいてスイッチン
グ素子の切換タイミングが上記ゼロクロス点に一致する
ように上記直流電源の出力電圧を制御する電圧制御回路
とを設けているので、スイッチング素子の切換タイミン
グが、負荷回路の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致す
るのであって、スイッチングロスやノイズを低減される
のである。また、直流電源の出力電圧を制御するように
しているから、負荷回路への供給エネルギーを連続的に
変化させるようにしても、回路構成が複雑にならず、実
現が容易になるのである。また、請求項２の構成によれば、少なくとも負荷回路
が安定動作状態ではないときに、ゼロクロス検出回路の
動作を停止させる検出停止回路を設けているので、負荷
回路が安定動作状態でないときに、直流電源の出力電圧
を一定にすることによって、スイッチング素子に過大な
電流が流れるのを防止し、スイッチング素子の破壊など
を防止できるのである。

【実施例】

本実施例の基本構成は、第１図に示す通りであって、
一対のスイッチング素子SW₁，SW₂とインピーダンスＺと
の直列回路を電圧制御回路６の出力端間に供給する。両
スイッチング素子SW₁，SW₂は、制御回路１により交互に
オン・オフするように制御される。制御回路１は、発振
回路２の矩形波出力に同期して、各スイッチング素子SW
₁，SW₂を交互にオンするドライブ回路4₁，4₂を備え、発
振回路２とドライブ回路4₁との間には、電圧を変換する
レベルシフト回路３が挿入される。一方のスイッチング
素子SW₂とインピーダンスＺとの直列回路の両端部に
は、負荷回路５が接続される。負荷回路５は、インダク
タンスＬとコンデンサCaとの直列回路を備え、コンデン
サCaの両端間に直流カット用のコンデンサCbと負荷ｌと
の直列回路が接続された構成となっている。ここに負荷
ｌとしては、蛍光ランプ等の放電ランプを用いているも
のとする。一方、スイッチング素子SW₂に流れる電流に
対応したインピーダンスＺの両端電圧は、ゼロクロス検
出回路７に入力されてゼロクロス点が検出され、スイッ
チング素子SW₁，SW₂の反転と、負荷回路５の共振電流の
ゼロクロス点とがほぼ一致するように、電圧制御回路６
の出力電圧を制御する。すなわち、電圧制御回路６は、
電源Ｅを入力とし、ゼロクロス検出回路７の出力によっ
て出力電圧を変化させるのである。第２図に基づいて基本動作を説明する。第２図におけ
る左半分は、電圧制御回路６およびゼロクロス検出回路
７を設けずに、負荷ｌへの供給エネルギーを減少させる
ために発振回路２の出力周波数を高くしたときの動作を
示す。負荷ｌは蛍光ランプのような放電ランプであるか
ら、点灯状態では負特性を示し、ランプ電流が増加すれ
ばランプ電圧が低下する。すなわち、供給エネルギーに
応じてインピーダンスが変化するという性質を有してい
る。したがって、発振回路２の出力周波数が高くなる
と、負荷回路５のインピーダンスが上昇して、負荷ｌへ
の供給エネルギーが減少する。また、第２図（ｇ）
（ｈ）のように、スイッチング素子SW₁，SW₂に流れる電
流が負荷回路５の共振電流に対して遅相となって、負荷
ｌへの電流が減少するとともに、負荷回路５の共振電流
のゼロクロス点とスイッチング素子SW₁，SW₂の切換時と
がずれるから、スイッチングロスが増大する。第２図右半分は、電圧制御回路６およびゼロクロス検
出回路７が作動した場合の動作を示すものである。第２
図（ｊ）に示すように、電圧制御回路６の出力電圧Viを
低下させると、負荷回路５に対する供給エネルギーが減
少するから、負荷ｌのインピーダンスが増加する。その
結果、負荷回路５の共振周波数が上昇するのであって、
発振回路２の出力周波数とほぼ等しくなる。こうして、
スイッチング素子SW₁，SW₂の切換タイミングと負荷回路
５の共振電流のゼロクロス点とをほぼ一致させることが
できるのである。要するに、発振回路２の出力周波数を高くして負荷電
流を減少させるときには、電圧制御回路６の出力電圧を
低下させ、発振回路２の出力周波数を低くして負荷電流
を上昇させるときには、電圧制御回路６の出力電圧を増
加させれば、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換タイミン
グを、負荷回路５の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致
させる状態を保ちながら、負荷ｌへの供給エネルギーを
調節することができるのである。第３図に具体回路を示す。スイッチング素子SW₁，SW₂
には、電界効果トランジスタが用いられている。発振回
路２は、「555」として知られているタイマ用集積回路
に周辺部品を外付したものであり、発振回路２の出力Ｖ
には、第４図（ａ）に示すように、高低２値の電圧が一
定周期で交互に得られる。発振回路２の出力Ｖは、４個
のトランジスタQ₁〜Q₄を備えた一対のカレントミラー回
路よりなるレベルシフト回路３を通してバアッファであ
るドライブ回路4₁に入力され、ドライブ回路4₁の出力Vc
₁によってスイッチング素子SW₁がオン・オフ制御され
る。また、発振回路２の出力Ｖは、レベルシフト回路３
に入力されるとともに、反転回路よりなるドライブ回路
4₂にも入力され、ドライブ回路4₂から得られるドライブ
回路4₁の出力Vc₁とは相反した出力Vc₂によりスイッチン
グ素子SW₂がオン・オフ制御される。電圧制御回路６は、昇圧型のチョッパ回路であって、
電源Ｅの両端間にチョークコイルCHとスイッチング素子
であるトランジスタT₁との直列回路を挿入し、トランジ
スタT₁のコレクタ−エミッタ間にダイオードＤとコンデ
ンサC₁との直列回路を接続し、トランジスタT₁のベース
に制御信号を入力するとともに、コンデンサC₁の両端間
より出力電圧Viを得るようにしたものである。トランジ
スタT₁は、「555」として知られているタイマ用集積回
路に周辺部品を外付して構成されたオン期間制御回路８
の出力により制御される。オン期間制御回路８は、抵抗
R₁とトランジスタT₂との直列回路のインピーダンスを調
節することによって、トランジスタT₁のオン期間を変え
ることができるように構成されている。また、トランジ
スタT₂のインピーダンスの調節は、トランジスタT₃，T₄
と抵抗R₄〜R₇とにより構成された回路を通して行われ
る。すなわち、基準状態では、トランジスタT₃はオフ、
トランジスタT₄はオンであって、トランジスタT₂はほぼ
完全にオンになる。トランジスタT₃のオン期間が増加す
れば、トランジスタT₂のインピーダンスが低下してトラ
ンジスタT₁のオン期間が短くなり、電圧制御回路６の出
力電圧Viは低くなる。また、トランジスタT₄のオフ期間
が増加すれば、トランジスタT₂のインピーダンスが上昇
してトランジスタT₁のオン期間が長くなり、電圧制御回
路６の出力電圧Viが高くなる。抵抗R₂、コンデンサC₂、ツェナーダイオードZD₂は、
ドライブ回路4₁の電源回路、抵抗R₃、コンデンサC₃、ツ
ェナーダイオードZD₃は、制御回路１の他部分の電源回
路である。ゼロクロス検出回路７は、負荷回路５の両端間電圧を
抵抗R₈，R₉により分圧した電圧と、スイッチング素子SW
₂に直列接続されたインピーダンスＺの両端電圧に基づ
いて、負荷回路５の共振電流のゼロクロス点を検出す
る。以下に、第４図ないし第６図とともに、ゼロクロス
検出回路７の構成と動作を説明する。負荷回路５の共振電流のゼロクロス点とスイッチング
素子SW₁，SW₂の切換タイミングとが一致している場合の
動作を第４図に示す。この場合には、第４図（ｈ）に示
すインピーダンスＺの両端電圧Vaは、コンパレータ11の
基準電圧より低く、第４図（ｉ）に示すコンパレータ11
の出力レベルVbは“L"になる。したがって、第４図
（ｌ）に示すアンド回路12の出力レベルVeは“L"であ
り、第４図（ｍ）に示す反転回路13の出力レベルVfは
“H"になる。したがって、トランジスタT₃はオフ、トラ
ンジスタT₄はオンになり、上述した基準状態になり、電
源制御回路６の出力電圧Viは現状維持される。次に、負荷ｌへの供給エネルギーを減少させるように
発振回路２の出力周波数を高くすると、第５図（ｆ）
（ｇ）のように、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換時
に、スイッチング素子SW₁，SW₂には、第３図の矢印とは
逆向きに電流I₁，I₂が流れることになる。したがって、
第５図（ｈ）のように、インピーダンスＺの両端電圧Va
も電流I₁，I₂と同じ向きに発生する。また、反転回路14
とコンデンサC₁₀と抵抗R₁₀とにより、立ち下がり検出回
路が構成されており、負荷回路５の両端電圧の立ち下が
り時に、第５図（ｊ）に示すように、反転回路14の入力
電圧Vcも立ち下がるから、コンデンサC₁₀と抵抗R₁₀との
接続点の電位Vdは、第５図（ｋ）のように一時的に増大
する。このときに、コンパレータ11の出力レベルVbも一
時的に“H"になる。したがって、第５図（ｌ）に示すよ
うに、アンド回路12の出力レベルVcは一時的に“H"にな
り、トランジスタT₃がオンになり、トランジスタT₂のイ
ンピーダンスを低減する。一方、コンデンサC₁₀と抵抗R
₁₀との接続点の電位が上昇してアンド回路12の入力レベ
ルが“H"であるときには、反転回路15を通してアンド回
路16の入力端が“L"となり、インタロックされることに
なるから、アンド回路17の出力レベルも“L"であり、反
転回路13の出力レベルVfは“H"に保たれる。したがっ
て、トランジスタT₄は基準状態のままオン状態を続け
る。以上のようにして、第５図（ｎ）に示すオン期間制御
回路８の出力Vgにより、トランジスタT₁のオン期間が減
少し、第５図（ｏ）に示す電圧制御回路６の出力電圧Vi
が下がるのである。これにより、負荷回路５への供給エ
ネルギーが減少し、負荷ｌのインピーダンスが増大して
共振周波数が上昇し、第５図（ｆ）（ｇ）に破線で示す
ように、スイッチング素子SW₁，SW₂に流れる電流I₁，I₂
が変化し、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換タイミング
が負荷回路５の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致する
ようになるのである。次に、負荷ｌへの供給エネルギーを増大させるように
発振回路２の出力周波数を低減した場合について、第６
図に基づいて説明する。この場合、スイッチング素子SW
₁，SW₂に流れる電流I₁，I₂は、第６図（ｆ）（ｇ）に示
すようになり、スイッチング素子SW₁，SW₂の切換時に、
第３図に矢印で示す向きの電流が流れることになる。し
たがって、第６図（ｈ）に示すように、インピーダンス
Ｚの両端電圧Vaも電流I₁，I₂に対応する極性になる。コ
ンパレータ11への入力電圧Vaが負になると、コンパレー
タ11の出力レベルVbは“H"になる。また、第６図（ｅ）
のように、負荷回路５の両端電圧V₀が０である期間に
は、反転回路18の出力レベルは“H"であり、かつまた、
この期間の後半部分では、第６図（ｋ）に示すように、
コンデンサC₁₀と抵抗R₁₀との接続点の電位Vdが０であっ
て、反転回路15の出力レベルが“H"であるから、アンド
回路16の出力レベルは“H"になる。したがって、アンド
回路17の出力レベルが“H"になり、第６図（ｍ）に示す
反転回路13の出力レベルVfは一時的に“L"になる。その
結果、トランジスタT₄がオフになり、オン期間制御回路
８の出力Vgが第６図（ｎ）のようになり、トランジスタ
T₁のオン期間が長くなって、電圧制御開６の出力電圧Vi
が高くなるのである。すなわち、負荷ｌへの供給エネル
ギーの増加により、負荷ｌのインピーダンスが減少し、
負荷回路５の共振周波数が低下して、第６図（ｆ）
（ｇ）に破線で示すように電流I₁，I₂が変化する。以上のようにして、発振回路２の出力周波数を変化さ
せて負荷回路５への供給エネルギーを調節すれば、電圧
制御回路６の出力電圧が変化することにより、スイッチ
ング素子SW₁，SW₂の切換タイミングが、負荷回路５の共
振電流のゼロクロス点と一致するように制御されるので
あり、その結果、スイッチングロスがほとんど発生せ
ず、ノイズの発生が低減されるのである。上記実施例において、スイッチング素子SW₁，SW₂とし
て電界効果トランジスタを用いているが、トランジスタ
やサイリスタのようなスイッチング素子にダイオードを
逆並列に接続したものを用いてもよい。また、電圧制御
回路６に昇圧型のチョッパ回路を用いているが、降圧型
としてもよく、出力電圧が可変できれば実施例の形式に
限定されるものではない。

【実施例２】蛍光ランプのような放電ランプを負荷ｌとすると、点
灯状態ではほぼ一定な低インピーダンスになり、不点灯
状態ではインピーダンスが非常に高くなるのであって、
インピーダンスの変化が大きいものである。したがっ
て、不点灯状態において、負荷回路５の共振電流のゼロ
クロス点付近でスイッチング素子SW₁，SW₂の切換を行う
状態を維持し続けると、負荷回路５におけるインダクタ
ンスＬとコンデンサCaとの直列回路に非常に大きな電流
が流れ、スイッチング素子SW₁，SW₂の破壊につながる可
能性がある。この問題を解決するために、本実施例では、第７図に
示すように、負荷ｌが点灯しているか不点灯であるかを
検出する負荷状態検出回路10と、負荷ｌの状態に応じて
電圧制御回路６の出力電圧の調節を停止する検出停止回
路９と設けているのである。すなわち、検出停止回路９は、負荷ｌである放電ラン
プが始動から点灯するまでの時間、および立ち消えなど
によって不点灯状態になっている期間には、ゼロクロス
検出回路７の動作を停止させるのである。これによっ
て、負荷ｌが高インピーダンスであるときに、負荷回路
５のインダクタンスＬとコンデンサCaとに必要以上に電
流が流れるのを防止できる。ゼロクロス検出回路７の動
作が停止している期間において、発振回路２の出力周波
数は、負荷回路５の共振周波数でなければ、どのような
周波数としてもよいが、発振回路２の出力周波数を負荷
回路５の共振周波数よりも高くしておくほうが、スイッ
チング素子SW₁，SW₂へのストレスが少なくなる。第８図に、負荷状態検出回路10と検出停止回路９との
簡単な具体構成を示す。負荷ｌの状態は、負荷ｌの両端
電圧で検出しており、負荷ｌの両端電圧を抵抗R₁₁，R₁₂
により分圧してスイッチング用のトランジスタＳのベー
スに印加し、トランジスタＳのコレクタ−エミッタ間を
インピーダンスＺの両端に接続してある。したがって、
負荷ｌである放電ランプが不点灯であるときには、負荷
ｌの両端電圧が高くなってトランジスタＳがオンにな
り、ゼロクロス検出回路７への検出電圧が０になるか
ら、ゼロクロス検出回路７を停止させることができるの
である。負荷ｌが点灯すれば、トランジスタＳがオフに
なるから、ゼロクロス検出回路７は通常の動作をする。

【実施例３】本実施例では、第９図に示すように、スイッチング素
子SW₁，SW₂を発振回路２の出力によって制御するのでは
なく、負荷回路５のインダクタンスを、チョークコイル
CH₁と、帰還巻線を有したインダクタンスLaとの直列回
路とし、帰還巻線の出力によりスイッチング素子SW₁，S
W₂を制御する自励型の構成としている。チョークコイル
CH₁にはスイッチSWが並列接続され、スイッチSWを開閉
することにより、負荷ｌへの供給エネルギーが調節され
るようになっている。この構成においても、実施例１と
同様に、電圧制御を行うことによって、スイッチングロ
スが低減されるのである。

【実施例４】本実施例では、第10図に示すように、スイッチング素
子SW₂については、実施例１と同様に発振回路２によっ
てオン・オフ制御し、スイッチング素子SW₁について
は、負荷回路５のインダクタンスＬに設けた帰還巻線の
出力によって制御するようにしている。この構成でもスイッチングロスの低減効果について
は、実施例１と同様である。

【実施例５】本実施例は、第11図に示すように、電源Ｅを得る整流
平滑回路11の前段階において、交流電源ACを制御するよ
うにた例であって、効果上は実施例１と同様である。以上に示した実施例ではハーフブリッジ型のインバー
タ装置を基本構成としたが、フルブリッジ型や一石型で
あっても、負荷回路の共振電流のゼロクロス点でスイッ
チング素子の切換を行うように設定できるものであれ
ば、どのような構成のインバータ装置でも本発明の技術
思想は適用可能である。また、電源Ｅとしては、交流電
源を整流平滑したものでもよく、実施例１に示した構成
の電圧制御回路６への入力では交流電源を整流しただけ
でもよい。さらに、共振電流のゼロクロス点を検出する
インピーダンスＺも実施例の位置に限定されるものでは
ない。

【発明の効果】

上述のように、請求項１の構成によれば、供給エネル
ギーに応じて共振周波数が変化するように負荷回路を構
成し、負荷回路の共振電流のゼロクロス点を検出するゼ
ロクロス検出回路と、ゼロクロス検出回路の出力に基づ
いてスイッチング素子の切換タイミングが上記ゼロクロ
ス点に一致するように上記直流電源の出力電圧を制御す
る電圧制御回路とを設けているので、スイッチング素子
の切換タイミングが、負荷回路の共振電流のゼロクロス
点にほぼ一致するのであって、スイッチングロスやノイ
ズを低減されるのである。また、直流電源の出力電圧を
制御するようにしているから、負荷回路への供給エネル
ギーを連続的に変化させるようにしても、回路構成が複
雑にならず、実現が容易になるという利点がある。請求項２の構成によれば、少なくとも負荷回路が安定
動作状態ではないときに、ゼロクロス検出回路の動作を
停止させる検出停止回路を設けているので、負荷回路が
安定動作状態でないときに、直流電源の出力電圧を一定
にすることによって、スイッチング素子に過大な電流が
流れるのを防止し、スイッチング素子の破壊などを防止
できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１を示す回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は同上の具体構成を示す回路図、
第４図ないし第６図は同上の動作説明図、第７図は本発
明の実施例２を示す回路図、第８図は同上の要部具体回
路図、第９図は本発明の実施例３を示す回路図、第10図
は本発明の実施例４を示す回路図、第11図は本発明の実
施例５を示す要部回路図、第12図は従来例を示す回路
図、第13図ないし第15図は同上の動作説明図である。５…負荷回路、６…電圧制御回路、７…ゼロクロス検出
回路、９…検出停止回路、Ｅ…電源、SW₁，SW₂…スイッ
チング素子、ｌ…負荷。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】オン・オフ制御されるスイッチング素子を
備え、直流電源を交流出力に変換するとともに、交流出
力を負荷回路に供給するインバータ装置において、供給
エネルギーに応じて共振周波数が変化するように負荷回
路を構成し、負荷回路の共振電流のゼロクロス点を検出
するゼロクロス検出回路と、ゼロクロス検出回路の出力
に基づいてスイッチング素子の切換タイミングが上記ゼ
ロクロス点に一致するように上記直流電源の出力電圧を
制御する電圧制御回路とを設けて成ることを特徴とする
インバータ装置。
【請求項２】少なくとも負荷回路が安定動作状態ではな
いときに、ゼロクロス検出回路の動作を停止させる検出
停止回路を具備して成ることを特徴とする請求項１記載
のインバータ装置。