JPH0378759B2

JPH0378759B2 -

Info

Publication number: JPH0378759B2
Application number: JP60113716A
Authority: JP
Inventors: Futoshi Okamoto; Akinori Hiramatsu; Koji Yamada
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-05-27
Filing date: 1985-05-27
Publication date: 1991-12-16
Also published as: JPS61271792A

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野］本発明は、トランジスタとこのトランジスタに
逆並列接続されたダイオードとからなる少なくと
も一対のスイツチング要素を交互にオン、オフし
て、直流電源の電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ回路を備え、負荷の出力を調整可能なインバ
ータ装置に関するものである。

［背景技術］従来から負荷の出力を調整可能なインバータ装
置として種々のものが提案されている。

第１９図のものは周波数を変えて負荷と直列に
接続したリアクタンス素子のインピーダンスを変
化させ、これにより負荷の電流を調整可能にした
ものである。

即ち、この回路では交流電源Ｅを整流回路Rec
で整流し、整流回路Recの出力端間に、フイルタ
用のコンデンサC₃、直列接続したトランジスタ
Q₁，Q₂及び直列接続したコンデンサC₁，C₂を
夫々接続してある。トランジスタQ₁，Q₂にはダ
イオードD₁，D₂を夫々並列接続してあり、これ
らトランジスタQ₁，Q₂及びダイオードD₁，D₂で
スイツチング要素が構成されている。コンデンサ
C₁，C₂及びトランジスタQ₁，Q₂の各々の接続端
間にはインダクタンスL₁…と放電灯l₁…との直列
回路からなる負荷RL₁…を複数並列に接続してあ
る。トランジスタQ₁，Q₂は制御回路１によつて
交互にオンオフ駆動される。負荷電流制御部２は
制御回路１に調光を指示する回路である。

第２０図は第１９図の回路動作を説明するため
のもので、トランジスタQ₁，Q₂のスイツチング
周波数と各負荷RL₁…に流れる電流との相関を示
している。

いま、コンデンサC₁，C₂及び負荷RL₁…を構成
するインダクタンスL₁、放電灯l₁の固有振動周波
数に対してトランジスタQ₁，Q₂のスイツチング
周波数が高くなるように選ばれているとする。つ
まり、コンデンサC₁，C₂、インダクタンスL₁…、
放電灯l₁…の振動電流が電圧ｅに対し遅れ位相に
なるように、トランジスタQ₁，Q₂の動作周波数
が選ばれているとする。またこの時スイツチング
周波数がF₁で、負荷電流がIl₁₁であり、この状態
で負荷RL₁が定格出力として動作しているとす
る。ここで、スイツチング周波数を高くしてい
き、例えばスイツチング周波数をF₂にすると、
負荷電流はIlはIl₁₂となり、Il₁₂より小さくなるの
で出力は定格時より小さくなる（調光として動作
する）。

第２１図は第１９図の制御回路１と負荷電流制
御部２を示すものである。制御回路１のタイマ用
IC回路IC₁は、例えばINTERSIL社製NE／
SE555或いはNEC社製μPC1555Cなどで構成さ
れ、負荷電流制御部２としての可変抵抗R₁及び
抵抗R₂、コンデンサC₃，Ｃ４タイマ用IC回路IC₁
で無安定マルチバイブレータを構成している。こ
のタイマ用回路IC₁の出力は抵抗R₃を会してトラ
ンジスタQ₃のベースへ、一方、信号反転用のイ
ンバータゲートIC₂及び抵抗R₄を介してトランジ
スタQ₄のベースへ接続している。トランジスタ
Q₃，Q₄は交互にオン、オフし、トランスTr₁，
Tr₂を会して絶縁した信号を抵抗R₅、抵抗R₆を
夫々介してトランジスタQ₁，Q₂のベース、エミ
ツタ間へ供給する。そして、この回路では負荷電
流制御回路２としての可変抵抗R₁を可変するこ
とによつて、制御回路１の発振周波数を変化させ
ることができるのである。

ところが、第１９図のインバータ装置の場合に
は以下のような問題点がある。

つまり、負荷出力を調整するのにf₁→f₂といつ
た広範囲にスイツチング周波数を変化させないけ
ればならない。このことはスイツチング周波数f₁
がトランジスタQ₁，Q₂の駆動を最適とする周波
数であれば、この周波数f₁より高くなるスイツチ
ング周波数f₂ではトランジスタQ₁，Q₂のスイツ
チングロスが大きくなる等の問題を生じさせる。
トランジスタQ₁，Q₂は一般にターンオンタイム、
ターンオフタイム等により周波数が高くなる程、
スイツチングロスが大きくなるのである。また、
動作周波数帯が広がるため、雑音低減上問題があ
る。つまり、スイツチング周波数f₁で雑音が低減
してもf₂では雑音が高くなり、逆にf₂で雑音が低
減してもf₁では雑音が高くなるのである。そのた
めf₁，f₂の両方で雑音を低減する雑音低減用フイ
ルタを設計して用いることが考えられるが、コス
トが高くなるという問題がある。更にまた、負荷
として放電灯を用いるときには、放電灯l₁…から
の光出力の周波数帯が広がつてしまい、光出力に
含まれる若干の赤外線がテレビ等の遠隔操作用に
広く用いられている赤外線リモートコントロール
装置に干渉し、これらの機器を誤動作させる恐れ
があつた。

また、その他のインバータ装置としては、イン
バータ装置の出力側に負荷出力調整用のインピー
ダンスを切換接続し、このインピーダンスの切換
接続により負荷出力を調整するようにしたものも
提案されている。

第２２図はかかる従来例を示し、交流電源Ｅ電
圧を整流回路Recで整流した出力端に、フイルタ
用のコンデンサC₃及びインダクタンスL₄、トラ
ンジスタQ₁，Q₂′、起動抵抗R₇、R₈、並列共振用
のコンデンサC₄、発振トランスT₀からなる定電
流型プツシユプルインバータ回路を接続したもの
である。ここで、定電流型プツシユプルインバー
タ回路は従来から良く知られているので詳細な説
明は省略する。そして、この従来例の場合には、
発振トランスT₀の２次側にインダクタンスL₁、
蛍光灯からなる放電灯l₁及び予熱用コンデンサC₅
からなる負荷RL₁が接続されている。また、イン
ダクタンスL₁にはリレー接点、トランジスタ等
のスイツチSWが並列に接続されており、このス
イツチSWがオフされると、インダクタンスL₁に
よつて負荷電流が限流され放電灯l₁は調光され、
スイツチSWがオンされるとインダクタンスL₁は
短絡され、負荷である放電灯L₁は全点灯される
のである。しかしながら、かかる従来例では調光
のためインダクタンスL₁や、スイツチSWが必要
となり、やはりコストが高くなるという欠点があ
る。特にスイツチSWには高耐圧の素子を用いな
くてはならないという問題がある。

以上の各従来例に対し、各スイツチング要素の
オンオフデユーテイを可変として負荷の出力を調
整することが考えられる。この種のインバータ装
置としては特開昭52−138381号公報で開示された
ものなどがある。即ち、第２３図はこの方法によ
る出力波形を示す。この従来例方法を上記第１９
図の回路構成で説明する。

第１９図でインバータ装置の出力電圧、或いは
負荷RL₁…に印加される電圧をｅとする。第２３
図ａ，ｂ，ｃの期間t₁はトランジスタQ₁がオン、
トランジスタQ₂がオフしている期間で、期間t₂は
トランジスタQ₁がオフ、トランジスタQ₂がオン
している期間を示している。同図ｂ，ｃのt₁′，
t₂′はトランジスタQ₁，Q₂が両方共オフしている
期間を示す。同図ａにおいてトランジスタQ₁，
Q₂は両方共オフしている期間は零である。同図
ａ→ｂ→ｃに示すように両方のトランジスタQ₁，
Q₂がオフする期間が長い程、インバータ回路の
出力電圧ｅは小さくなり、周波数が一定である
が、負荷RL₁…への供給電力を小さくすることが
できる。

しかし、この従来例の場合にも以下の問題があ
つた。なお、この問題点の説明に関しては後述す
る本発明との差異が明確になるように負荷と直列
にコンデンサC₀が接続された場合について説明
する。

第２４図がその動作原理を説明するための回路
であり、この回路においては以下の説明を分かり
やすくするために、負荷RLが抵抗負荷である場
合について説明する。

いま、負荷RLの出力を100％とする場合（放電
灯点灯装置では放電灯を全点灯させる場合）、第
２５図ａ，ｂに示すようにトランジスタQ₁，Q₂
のドライブ電圧は１周期を等分した期間与えられ
る。この際にはトランジスタQ₁，Q₂のオン期間
が同じであるので、第２５図ｅに示すようにコン
デンサC₀の両端電圧の直流成分e_DCは０となる。
つまり、コンデンサC₀の両端には直流電圧は発
生しない。

そして、負荷RLの出力を制御する場合（放電
灯点灯装置では放電灯を調光した場合）、トラン
ジスタQ₁，Q₂のオン期間は第２６図ａ，ｂに示
すように短く制御される。しかし、この従来例に
よるトランジスタQ₁，Q₂のオンオフデユーテイ
の制御方法によると、第２６図ａ，ｂに示すよう
にトランジスタQ₁，Q₂のオン期間は夫々等しい
状態で短く制御される（T₀₁＝T₀₂→T₀₁′＝T₀₂′）
ので、負荷RLの出力を100％とした場合と同様
に、第２６図ｅに示すようにコンデンサC₀の両
端電圧の直流成分e_DCは生じない。

つまり、上述のようにこの種の従来例回路のコ
ンデンサC₀は直流カツト用というよりも、むし
ろ直列共振用のコンデンサあるいは限流用インピ
ーダンスとして機能しているのである。

ところで、このようにトランジスタQ₁，Q₂の
スイツチング制御をトランジスタQ₁，Q₂が共に
オフする休止区間を設けて行うと、特に負荷RL
の出力を小さくした場合に上記休止区間が長くな
るために、インバータ回路３の動作状態と負荷
RLの出力との相間がとりにくくなり、負荷RLの
出力の調整をスムーズに行えないという問題があ
つた。例えば上述のように休止区間を設ける従来
例を放電灯点灯装置として使用し、トランジスタ
Q₁，Q₂のスイツチング周波数を低く設定してあ
る場合には、放電灯にちらつきが生じるというよ
うな問題を生じる。つまり、この従来例のように
トランジスタQ₁，Q₂のドライブ期間に休止区間
を設けると、負荷RLの出力を全領域でスムーズ
に調整することが難しいのである。

［発明の目的］本発明は上述の点に鑑みて為されたものであ
り、その目的とするところは、周波数はあまり変
化させることなく、しかも各スイツチング要素の
ドライブ期間の間に休止区間を設けることなく、
負荷出力を調整可能としたインバータ装置を提供
することにある。

［発明の開示］本発明は、トランジスタとこのトランジスタに
逆並列接続されたダイオードとからなる少なくと
も一対のスイツチング要素を交互にオン、オフし
て、直流電源の電圧を交流電圧に変換するインバ
ータ回路を備えるインバータ装置において、上記
所定周期が上記一対のスイツチング要素の一方の
スイツチング要素のドライブ期間と他方のスイツ
チング要素のドライブ期間とからなるようにする
と共に、制御回路で各スイツチング要素のドライ
ブ期間の比を可変することにより、インバータ回
路から正負電圧が非対称な（換言すれば直流成分
を含んだ）出力電圧を発生させ、この出力電圧の
直流成分をコンデンサでカツトし、残余の交流成
分のみを負荷に供給するようにして、負荷の出力
調整を行うようにしたもので、以下図に示す実施
例に基づいて本発明を説明する。

第１図ａは本発明の原理を示すものであり、直
流成分電圧E₀を含んだインバータ回路３にはコ
ンデンサC₀を介して負荷RLを接続してある。こ
こで電源電圧e₀（ｔ）は e₀(t)＝E₀＋_∞ 〓^h=1 Ehmsin(hωt-θh) で表される電圧である。

ここで_∞ 〓^h=1 Ehmsin（hωt−θh）は交流成分電圧を表す。コンデンサC₀の印加電圧は上
記電源電圧e₀（ｔ）の内の直流成分
_∞ 〓^h=1 Ehmsin（hωt−θh）が印加される。

電流は一般に i₀(t)＝I₀＋_∞ 〓^h=1 Ihmsin(hωt-θh-φh) として表されるが、瞬時電力ｐはｐ＝e₀（ｔ）・i₀（ｔ）となり、基本波の周期をＴとすると、有効電力
Paは Pa＝１／T∫^T ₀pdt ＝１／T∫^T ₀E₀・I₀dt＋１／T∫^T ₀E₀Ehm ・Ihm・sin(hωt-θh)sin (hωt-θh-φh)dt ＝１／T∫^T ₀E₀・I₀dt＋［(Ehm・Ihm)・２］・cosφh ＝E₀・I₀＋Eh・Ihcosφh となる。ここで直流成分の電流I₀はコンデンサC₀
によつてカツトされるので負荷RLに供給される
電力は Pa＝Eh・Ihcosφh となる。

第１図ｂはe₀（ｔ）の内、e₀（ｔ）が一定の場合
の直流成分電圧E₀と
交流成分電圧_∞ 〓^h=1 Ehmsin(hωt-θh) の相関を示している。このようにe₀（ｔ）が一定
の場合で直流成分電圧E₀を大きくする程、交流成分電圧_∞ 〓^h=1 Ehmsin(hωt-θh)は小さくなり、直流成分電圧E₀はコンデンサC₀で
カツトされるので、負荷RLに供給される電力を
低減できる。

第２図ａは第１図ａに示した負荷RLをインダ
クタンスＬと、放電灯l₀、予熱用コンデンサC₅で
形成した具体回路を示したものである。この回路
ではインバータ回路３の交流電圧e₀（ｔ）の内直
流成分電圧E₀を変化させることによつて、交流成分電圧_∞ 〓^h=1 Ehmsin(hωt-θh)が変化して、放電灯l₀の光出力を変化させることが
できる。ここで、交流成分電圧_∞ 〓^h=1 Ehmsin(hωt-θh) と直流成分電圧成分でE₀の和e₀（ｔ）は一定にな
つているものとする。しかして第２図ｂに示すよ
うに直流成分電圧E₀が大きく成る程放電灯電流
Ila又は光出力が低減し、調光ができるのである。

上述の説明は理論的な原理説明であつたが、以
下にさらに本発明の原理を容易に理解できるよう
に第２４図の回路に基づいて本発明の動作原理に
ついて説明する。なお、本実施例の説明において
も以下の説明を分かりやすくするために、負荷
RLが抵抗負荷である場合について説明する。

いま、負荷RLの出力を100％にする場合におい
ては、本発明の場合にも従来例で説明したと同様
に、第２７図ａ，ｂに示すようにトランジスタ
Q₁，Q₂のドライブ電圧は１周期を等分した期間
与えられる。従つて、従来例の場合と同様に、コ
ンデンサC₀の両端電圧の直流成分e_DCは０となる。

しかし、本発明において負荷RLの出力を制御
する場合、トランジスタQ₁，Q₂のドライブ電圧
は第２８図ａ，ｂに示すように非対称な期間与え
られる。つまり、一方のトランジスタQ₁のドラ
イブ電圧が加えられる期間が他方のトランジスタ
Q₂のドライブ電圧が加えられる期間よりも長く
なる。なお、上述の場合と逆であつてもよい。但
し、夫々のトランジスタQ₁，Q₂のドライブ電圧
を与える期間の和は略一定にする。

この場合には、負荷RLとコンデンサC₀との直
列回路に印加される電圧eLの正負の電圧が第２
８図Ｃに示すように非対称になるので、正負の電
圧で対称な成分、つまりは交流成分は負荷RLに
供給され、その他の非対称な成分である直流成分
はコンデンサC₀に蓄積されることになる。この
コンデンサC₀に蓄積される直流成分が第２８図
ｅに示すe_DCとなる。

従つて、負荷RLとコンデンサC₀との直流回路
に第２８図ｃに示す電圧eLが加えられても、上
記コンデンサC₀に蓄積された直流成分e_DCを打ち
消す分だけ負荷eLには電力が供給されないこと
になる、負荷RLの出力を調整できるのである。

そして、本発明の場合にはトランジスタQ₁，
Q₂のドライブ電圧を与える期間がアンバランス
になるほど、コンデンサC₀に発生する直流電圧
e_DCが増加するために、負荷RLの出力はより制限
される方向に制御されることになる。

このようにすれば、従来例の場合には休止区間
のために負荷RLの出力を全領域にわたつてスム
ーズに制御できないという問題があつたが、本実
施例の場合には、トランジスタQ₁，Q₂を交互に
オン、オフする所定周期の間において、一方のト
ランジスタQ₁あるいはQ₂のいずれか一方は必ず
ドライブ電圧が加えられているので、安定した出
力電圧を負荷RLとコンデンサC₀との直列回路に
与えることができ、しかも実質的な負荷RLの出
力制御はコンデンサC₀に蓄積される直流電圧に
応じて行われるので、不安定な動作を伴うことな
く、安定に行える。これは、従来例の場合におけ
る休止区間が長く（負荷RLの出力を小さく）制
御した場合に大きな効果的な差を生じる。

なお、上述の場合には説明を簡単にするため
に、負荷RLが抵抗負荷である場合について説明
したが、勿論負荷RLがインダクタンス成分やキ
パシタ成分を含む場合にも同様に動作し、この負
荷RLの振動電流の電圧に対する位相ずれの成分
による電流は、例えばトランジスタQ₁，Q₂に
夫々並列に接続されるダイオードで流せばよく、
この場合にも実質的には上述した動作と何等変わ
りのないものである。従つて、このような負荷
RLが抵抗負荷でない場合を考慮して、制御回路
１がトランジスタQ₁，Q₂の制御を行う期間を、
オン期間と呼ばずに、ドライブ期間と呼んでいる
のである。

実施例１本発明を所謂フルブリツジ構成のトランジスタ
インバータ回路に適用した実施例を第３図に示
す。本実施例ではインバータ回路３を第３図の枠
Ａ内のように構成してある。

つまり、直流電源４にトランジスタQ₅，Q₆の
直列回路及びトランジスタQ₇，Q₈を接続し、ト
ランジスタQ₅，Q₆の直列回路及びトランジスタ
Q₇，Q₈の各々の接続点間にコンデンサC₀を介し
てインダクタンスL₁…、放電灯l₁…の直列回路か
らなる負荷RL₁…を複数並列に接続してある。制
御回路１はトランジスタQ₅，Q₆及びトランジス
タQ₇，Q₈を夫々において交互にオン、オフさせ
る回路であり、負荷電流制御部２は制御回路１に
負荷電流可変を指示するための回路である。トラ
ンジスタQ₅，Q₆及びトランジスタQ₇，Q₈は直流
電源４の直流電圧を交流電圧に変換するインバー
タ回路３を構成する。

ここで、インバータ回路３の出力電圧をe₀
（ｔ）、コンデンサC₀の直流成分電圧をE₀、イン
ダクタンスL₁…、放電灯l₁…に印加される電圧を
e₁（ｔ）とする。ここでe₀（ｔ），E₀，e₁（ｔ）は第
１図のe₀（ｔ），E₀，e₁（ｔ）に対応する。

第４図は第３図の制御回路１と負荷電流制御部
２の具体的回路を示しており、制御回路１のタイ
マ用IC回路IC₃，IC₄は例えばINTERSIL社製
NE／SE555或いはNEC社製μPC1555Cなどで構
成されている。抵抗R₅，R₆、コンデンサC₆、タ
イマ用IC回路IC₃で無安定マルチバイブレータを
構成している。このタイマ用回路IC₃の出力をタ
イマ用IC回路IC₄の端子のトリガ端子に接続し
ている。タイマ用IC回路IC₄、負荷電流制御部２
としての可変抵抗R₇、コンデンサC₇，C₈は単安
定アルチバイブレータを構成している。タイマ用
IC回路IC₄の出力は抵抗R₈を介してトランジスタ
Q₉のベースへ、またインバータゲートIC₅で反転
させた後に抵抗R₉を介してトランジスタQ₁₀のベ
ースへ接続してある。トランジスタQ₉，Q₁₀は交
互にオン、オフし、絶縁用のトランスTr₃、Tr₄
及び抵抗R₁₀〜抵抗R₁₃を夫々介してトランジス
タQ₅，Q₆、Q₇，Q₈のベース、エミツタ間へ供給
している。

第５図は第４図回路の各部の信号である。タイ
マ用IC回路IC₃の出力信号ａは第５図ａに示すよ
うに抵抗R₅，R₆、コンデンサC₆で決まる周期T₀
の信号である。この信号ａがタイマ用IC回路IC₄
の端子に1/3Vcc以下の電圧（トリガパルス）
を印加すると第５図ｂに示す出力信号ｄは“Ｈ”
となる。この“Ｈ”の期間T₁は可変抵抗R₇、コ
ンデンサC₈で決まる。この第５図ｂの信号ｂを
反転した電圧ｃは第５図ｃに示すようにこの期間
T₁の間“Ｌ”となる。一定期間T₁が経過すると、
信号ｂは“Ｌ”、信号ｃは“Ｈ”となる。従つて
トランジスタQ₉は期間T₁でオンし、トランジス
タQ₁₀は期間T₂でオンする。トランジスタQ₉
（Q₁₀）がオンすると、これに対して期間T₁（T₂）
の間トランジスタQ₅，Q₈（Q₇，Q₆）がオンする。
また、T₁、T₂の期間は制御回路１の可変抵抗R₇
を可変することによつて可変することができる。
以上第４図回路によつて、周期を一定にしなが
ら、期間を可変する制御が達成されるのである
が、この様子を第６図乃至第８図の波形図により
さらに説明する。

まず、第６図は定格点灯の場合を示し、第７
図、第８図は夫々負荷電力が小さくなつている場
合を示しており、各図のａはインバータ回路３の
出力電圧e₀（ｔ）を、また各図のｂはトランジス
タQ₅，Q₈がオン、オフする期間を、各図のｃは
トランジスタQ₇，Q₆のオン、オフする期間を
夫々示し、更に各図ｄは直流成分電圧E₀と交流
成分e₀（ｔ）を分けてスカラー量として示したも
のである。第６図では同図ｂ，ｃに示すようにト
ランジスタQ₅，Q₈とトランジスタQ₇，Q₆のオン
する期間T₁，T₂は等しい。従つて同図ａに示す
インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）は直流成分
電圧E₀が零となつている。従つて負荷RL₁…（イ
ンダクタンスL₁…と放電灯l₁…）に印加される交
流成分電圧e₁（ｔ）は出力電圧e₀（ｔ）となり、こ
の場合が負荷電力（放電灯l₁…の光出力）は最も
大きい。

第７図は同図ｂ，ｃに示すようにトランジスタ
Q₅、Q₈のオン期間T₁がトランジスタQ₇，Q₆のオ
ン期間T₂より大きい場合である。この場合イン
バータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）は同図ａに示す
ように正負非対称の電圧となる。ここで出力電圧
e₀（ｔ）をモデル的に考えると、斜線に示した正
負の大きさが等しい交流成分電圧e₁（ｔ）と斜線
を施していない直流成分電圧E₀に分けることが
できる。実際においては図示のような波形として
分けることはできず、直流成分電圧E₀を含んだ
正負非対称の電圧となるが、本発明の要点を説明
するためにこのようにモデル的に取り扱つた。第
７図のｄに交流成分電圧e₁（ｔ）、直流電圧成分E₀
の大きさ（スカラー量としての）を示している。

ここで、直流成分電圧E₀はコンデンサC₀によ
つてカツトされ、負荷RLには直流電流が流れな
いので、負荷RL（インダクタンスL₁…、放電灯…
l₁）に印加される電圧は交流成分電圧e₁のみとな
る。第７図の場合の交流成分電圧e₁（ｔ）は第６
図の場合の交流成分電圧e₁（ｔ）より小さいので、
負荷電力は小さくなる（放電灯l₁〜l₃の電流は小
さくなり暗くなる）。

第８図はトランジスタQ₅，Q₈のオン期間をよ
り長くし、トランジスタQ₇，Q₆のオン期間をよ
り短くした場合である。この場合第７図のものに
比べ、交流成分電圧e₁（ｔ）（同図ａの斜線部分で
示す）がより小さくなつていて、直流成分電圧
E₀（斜線でない部分）は大きくなつている。直流
成分電圧E₀、電流はコンデンサC₀によつてカツ
トされるので、負荷RL（インダクタンスL₁、放電
灯l₁…）に供給される交流成分電圧e₁（ｔ）は小
さくなり、負荷電力はより小さくなる（放電灯l₁
〜l₃の電流はより小さくなり暗くなる）。

第９図は第６図乃至第８図にて夫々示した場合
の１本の負荷RL₁（放電灯）に流れる負荷電流
（放電灯電流）の変化を示している。イ→ロ→ハ
に示すように交流成分電圧e₁（ｔ）が小さくなる
程、負荷電流（ランプ電流Ila）が小さくなるの
である。

実施例２第１０図は本発明を所謂プツシユプル型のイン
バータ回路３に適用した実施例を示すもので、ト
ランスTr₅の１次側の分割巻線n₁，n₂の巻数はほ
ぼ等しく設計している。ここで、第６図乃至第８
図で説明したと同様にトランジスタQ₉，Q₁₀を交
互にオン、オフさせ、且つ各トランジスタQ₉，
Q₁₀のオン周期の比を変えると、第６図乃至第８
図に示すようにインバータ回路３の出力電圧e₀
（ｔ）は直流成分電圧E₀と交流成分電圧e₁（ｔ）と
が合成された正負非対称な交流電圧となり、直流
成分電圧E₀は負荷RLと直列接続されるコンデン
サC₀によつてカツトされるので、負荷RLには交
流成分の電圧e₁（ｔ）による電流のみ供給される
ことになる。従つて、第６図乃至第８図で説明し
たように直流成分電圧E₀が大きくなる程、交流
成分電圧e₁（ｔ）が小さくなり、負荷RLに供給さ
れる交流電圧は減少し、負荷電力を小さくするこ
とができる。

実施例３第１１図は等容量のコンデンサC₉，C₁₀を用い、
一対のトランジスタQ₁₁，Q₁₂を交互にオンオフ
させる所謂ハーフブリツジ型インバータに適用し
た本発明の実施例の回路であつて、その動作は実
施例２，３と同様にコンデンサC₀の直流成分の
カツトにより出力を変化させ得るものである。

実施例４以上の実施例では、インバータ回路３の出力電
圧e₀（ｔ）の実効電圧（即ち、交流成分電圧e₁
（ｔ）の実効値と直流成分電圧E₀との和）が一定
のものを例に挙げ、コンデンサC₀で直流成分電
圧E₀をカツトし、残余の交流成分電圧e₁（ｔ）を
負荷に供給するものについて本発明を説明した。
しかし、インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）の
実効電圧が必ずしも一定でないような一般的な場
合にも、所定周期内における各スイツチング要素
のドライブ期間の比を変化させれば、インバータ
回路３の出力電圧の正負電圧が非対称となつて、
その交流成分電圧e₁（ｔ）の値は必然的に変化さ
せることができる。例えば、各スイツチング要素
のドライブ期間の比を変化させた際に、これに伴
つてインバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）の実効
電圧が変化するような場合にも、コンデンサC₀
に直流成分電圧E₀をカツトさせることにより、
変化した交流成分電圧e₁（ｔ）のみを取り出し、
これを負荷に供給して負荷出力を変化させること
が可能である。

以下、上述の場合の実施例について説明する。

第１２図は第１１図と同様のハーフブリツジ型
のインバータ回路３において、分圧用のコンデン
サC₉，C₁₀の各容量の互いに異ならせたものに本
発明を適用した実施例である。第１３図ａ，ｂは
このインバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）を示し
ている。この第１３図ａ，ｂに示すようにトラン
ジスタQ₁₁，Q₁₂を交互にオン、オフさせ、しか
も所定周期Ｔ内における各オン期間T₁，T₂の比
を変えると、第１３図ａ，ｂに示すようにインバ
ータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）は直流成分電圧E₀
と交流成分電圧e₁（ｔ）に分けられる電圧となる。
この直流成分電圧E₀は負荷RLと直列接続される
コンデンサC₀によつてカツトされるので、負荷
RLには交流成分の電圧e₁（ｔ）による電流のみが
供給される。

ここで、第１１図のものと比較すると、分圧用
のコンデンサC₉，C₁₀の容量が異なつているもの
を使用しているので、コンデンサC₉，C₁₀に分圧
される電圧も異なつたものとなる。今、コンデン
サC₉の電圧をE₁、コンデンサC₁₀の電圧をE₂（E₁
＞E₂）とし、第１３図ａに示すようにトランジ
スタQ₁₁がオフ、トランジスタQ₁₂がオンとなる
期間T₁と、トランジスタQ₁₁がオン、トランジス
タQ₁₂がオフとなる期間T₂がほぼ同じに設定した
場合、インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）は、
直流成分電圧E₀と、斜線で示した交流成分電圧e₁
（ｔ）に分けられ、この交流成分電圧e₁（ｔ）が負
荷RLに供給される。第１３図ｂはトランジスタ
Q₁₁がオフ、トランジスタQ₁₂がオンとなる期間
T₁と、トランジスタQ₁₁がオン、トランジスタ
Q₁₂がオフとなる期間T₂とをT₁＞T₂に設定した
場合であり、インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）
が直流成分電圧E₀と斜線で示した交流成分電圧e₁
（ｔ）に分けられ、この交流成分電圧e₁（ｔ）が負
荷RLに供給される。ここで、E₁＞E₂であるの
で、第１３図ａの場合に比べて直流成分電圧E₀
は小さくなるが、先に説明した各実施例と同様、
各トランジスタQ₁₁，Q₁₂のオン期間T₁，T₂の比
を変えてその期間幅を非対称にしているために、
交流成分電圧e₁（ｔ）も小さくなる。従つて、負
荷RLに第１３図ａより小さい交流成分電圧e₁
（ｔ）が供給され、負荷RLの供給電力は低減され
る。しかも、第１３図ａ，ｂに示すT₁＋T₂期間
は同じに設定されるので、周波数が同一であり、
休止区間もない。

実施例５第１４図は先に第１０図で示したプツシユプル
型のインバータ回路３において、分割巻線n₁，n₂
を異なる巻数に設定した例を示す。この場合トラ
ンジスタQ₉がオンし、直流電源４電圧が分割巻
線n₁に印加されると、２次巻線n₃にはEa・n₃／n₁
の電圧が出力される。ただし、Eaは直流電流４
の電圧である。さてトランジスタQ₁₀ががオンす
ると直流電源４電圧が１次巻線n₂に印加され、２
次巻線n₃にはEa・n₃／n₂の電圧が出力される。
ここでn₁≠n₂であるので、トランジスタQ₉がオ
ンした時の出力電圧e₀（ｔ）とトランジスタQ₁₀が
オンした時の出力電圧e₀（ｔ）は値の異なる電圧
となり、先の第１３図ａと同様、直流成分電圧
E₀と交流成分電圧e₁（ｔ）を含んだ電圧となる。

従つて、本実施例の場合に於いても第１２図回
路と同様に、コンデンサC₀で直流成分電圧E₀を
カツトすることにより、周波数が一定で、しかも
休止区間を生じさせずに、トランジスタQ₉，Q₁₀
の制御によつて負荷RLの供給電力を可変とする
ことができる。

実施例６第１５図は先に示した第１２図の変形例であ
り、第１６図及び第１７図はその動作波形図で、
第１６図はトランジスタQ₁₁，Q₁₂の各オン期間
を等しくした全点灯の場合、第１７図は各オン期
間を非対称に制御した調光点灯の場合を示してい
る。本実施例は制御回路１′によつてトランジス
タQ₁₁，Q₁₂を交互にオン、オフ駆動する他励式
となつている。第１６図に於いてトランジスタ
Q₁₁に印加される電圧、つまり出力電圧e₀（ｔ）は
同図ａに示すようになり、同図ｂに示す直流成分
電圧E₀と同図ｃに示す交流成分電圧e₁（ｔ）をも
つ電圧となる。ここで、インダクタンスLa、コ
ンデンサCa、放電灯laからなる負荷RLに印加さ
れる電圧e₁（ｔ）は出力電圧e₀（ｔ）よりトランジ
スタ直流分圧電圧E₀を差し引いた電圧となる。
従つて、各トランジスタQ₁₁，Q₁₂のオン期間比
を変えると、電圧e₁（ｔ）は第１７図ｃに示すよ
うに第１６図ｃの場合より小さくなり、放電灯ｌ
に流れる電流は小さくなるので調光される。従つ
て本実施例の場合でも本発明の効果を得ることが
できる。

なお、第１６図ａ〜ｆと第１７図ａ〜ｆとは
夫々対応しており、各図ｄは電流i_Laを、各図ｅ
は電流i_caを、各図ｆは放電灯電流ilを夫々示して
おり、各図ｄのi_Q11，i_Q12，i_D3、i_D4は第１５図の
夫々の同一記号の電流に対応する。

上述した第２図、第３図回路で示した電圧e₀
（ｔ）の実効電圧（交流分実効値電圧と直流分電
圧の和）は一定であるが、本実施例の場合では変
形したハーフブリツジ型のインバータ回路３（ま
たは直列型インバータ回路）を構成しているた
め、出力電圧e₀（ｔ）の実効電圧は第１６図より
第１７図の方が小さくなつている。この場合でも
コンデンサC₀が第１６図及び第１７図のｂに示
す直流成分電圧E₀をカツトするので、周波数を
変化させることなく休止区間のない出力調整を行
うことができる。特に、本実施例では第１２図図
示回路における分圧用コンデンサC₉、C₁₀の働き
と直流成分をカツトするコンデンサC₀の働きと
を、１個のコンデンサC₀で達成しているので、
実施例５に比べて構成が簡単になるという効果が
ある。

以上、本実施例に基づき本発明を詳細に説明し
たが、スイツチング要素を構成する通常のトラン
ジスタに代えてサイリスタ、FET，SIT等を用い
ても勿論かまわない。また、負荷出力に休止区間
がない旨述べたが、トランジスタのターンオフタ
イムによる同時オン等の危険を避けるために、各
トランジスタが同時にオフする若干の区間を設け
ても良いことは言うまでもない。さらに、第１１
図、第１２図及び第１５図において各トランジス
タに逆並列に接続したダイオードは格段なくても
よい。さらにまた、負荷は例えば第１８図図示の
ような白熱電球からなる負荷RL′でもかまわない
し、その他のどのようなものでも本発明を適用す
ることができる。

［発明の効果］本発明は上述のように、直流電源と、この直流
電源の両端にトランジスタとこのトランジスタに
逆並列接続されたダイオードとからなるスイツチ
ング要素が少なくとも一対直列に接続され所定周
期で交互にオン、オフして上記直流電源の電圧を
交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
このインバータ回路の出力により付勢される負荷
とから成るインバータ装置であつて、上記所定周
期が上記一対のスイツチング要素の一方のスイツ
チング要素のドライブ期間と他方のスイツチング
要素のドライブ期間とからなり、各スイツチング
要素のドライブ期間の比を可変する制御回路と、
負荷と直流に接続され上記一対のスイツチング要
素の各ドライブ期間の比の変化により発生するイ
ンバータ回路の正負電圧が非対称な出力電圧に含
まれる直流成分をカツトするコンデンサとを上記
インバータ回路に設けたものであり、制御回路で
各スイツチング要素のドライブ期間の比を可変で
きるので、インバータ回路から正負電圧が非対称
な（従つて直流成分を含む）出力電圧を発生させ
ることができ、この出力電圧を負荷に直列に接続
されたコンデンサを介して負荷に供給することに
より、コンデンサに蓄積される直流成分を打ち消
す分だけ負荷に供給される電力を小さくし、負荷
の出力を調整することができる。また、一対のス
イツチング要素を交互にオンオフを繰り返す所定
周期が、上記一対のスイツチング要素の一方のス
イツチング要素のドライブ期間と、他方のスイツ
チング要素のドライブ期間とからなるので、各ス
イツチング要素のドライブ期間の間に休止区間が
存在せず、つまりは各スイツチング要素のいずれ
か一方は必ずドライブ電圧が加えられており、こ
のため安定した出力電圧を負荷とコンデンサとの
直列回路に与えることができ、しかも実質的な負
荷の出力制御はコンデンサに蓄積される直流電圧
に応じて行われるので、不安定な動作を伴うこと
なく、負荷の出力調整を全領域（特に負荷の出力
を小さく調整する場合）においてスムーズに行え
る。また、上記構成であれば、インバータ回路の
出力周波数を変化させる必要がないので、周波数
を変化させて負荷電流を可変するものに比べて雑
音低減用のフイルタ回路が簡単になり、コストが
高くならず、また周波数が広がらないために、放
電灯点灯装置として使用して光出力に赤外線が含
まれ、テレビ等の遠隔操作用に広く用いられてい
る赤外線リモートコントロール装置に干渉して、
これらの機器を誤動作させるということもない。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ，ｂは本発明の原理回路図、及び原理
動作説明図、第２図ａ，ｂは同上において負荷を
具体的に示した場合の回路図、及び同回路の動作
説明図、第３図は本発明の実施例１の回路図、第
４図は同上の制御回路及び負荷電流制御部の具体
回路図、第５図は同上の制御回路及び負荷電流制
御部の具体回路の動作説明用の波形図、第６図乃
至第８図は同上の各部の波形図、第９図は同上の
動作説明図、第１０図は本発明の実施例２の回路
図、第１１図は本発明の実施例３の回路図、第１
２図は本発明の実施例４の回路図、第１３図は同
上の動作説明用の波形図、第１４図は本発明の実
施例５の回路図、第１５図は本発明の実施例６の
回路図、第１６図及び第１７図は同上の動作説明
用の波形図、第１８図は同上の負荷の他例の説明
図、第１９図は従来例の回路図、第２０図は同上
の動作説明図、第２１図は同上の制御回路及び負
荷電流制御部の具体回路図、第２２図は別の従来
例の回路図、第２３図はさらに別の従来例の動作
説明用の波形図、第２４図は同上の動作をさらに
具体的に説明するための回路図、第２５図及び第
２６図は同上の動作説明図、第２７図及び第２８
図は本発明と第２４図の回路との動作の違いを説
明するための動作説明図である。 RL，RL₁…は負荷、C₀はコンデンサ、Q₁，
Q₂，Q₁′，Q₃′，Q₅〜Q₁₂はトランジスタ、D₃，
D₄はダイオード、１は制御回路、２は負荷電流
制御部、３はインバータ回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

直流電源と、この直流電源の両端にトランジス
タとこのトランジスタに逆並列接続されたダイオ
ードとからなるスイツチング要素が少なくとも一
対直列に接続され所定周期で交互にオン、オフし
て上記直流電源の電圧を交流電圧に変換して出力
するインバータ回路と、このインバータ回路の出
力により付勢される負荷とから成るインバータ装
置であつて、上記所定周期が上記一対のスイツチ
ング要素の一方のスイツチング要素のドライブ期
間と他方のスイツチング要素のドライブ期間とか
らなり、各スイツチング要素のドライブ期間の比
を可変する制御回路と、負荷と直列に接続され上
記一対のスイツチング要素の各ドライブ期間の比
の変化により発生するインバータ回路の正負電圧
が非対称な出力電圧に含まれる直流成分をカツト
するコンデンサとを上記インバータ回路に設けた
こと特徴とするインバータ装置。