JP2731546B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP2731546B2 JP2731546B2 JP63259794A JP25979488A JP2731546B2 JP 2731546 B2 JP2731546 B2 JP 2731546B2 JP 63259794 A JP63259794 A JP 63259794A JP 25979488 A JP25979488 A JP 25979488A JP 2731546 B2 JP2731546 B2 JP 2731546B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- period
- switching
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はインバータ装置に関するものである。
［従来の技術］ 従来から負荷の出力を調整することができるインバー
タ装置としては種々のものが提案されている。
タ装置としては種々のものが提案されている。
第７図は周波数を変えて負荷を直列に接続したリアク
タンス素子のインピーダンス素子を変化させ、この変化
により負荷の電流を調整可能にした従来例を示してい
る。
タンス素子のインピーダンス素子を変化させ、この変化
により負荷の電流を調整可能にした従来例を示してい
る。
次に更に上記従来例を説明する。制御回路１は直流電
源Ｅに直列に接続したスイッチ素子Q1,Q2を交互にオン
オフ駆動するためのもので、負荷電流制御部２は制御回
路１に調光を指示する回路である。ダイオードD1,D2は
還流用のダイオードである。
源Ｅに直列に接続したスイッチ素子Q1,Q2を交互にオン
オフ駆動するためのもので、負荷電流制御部２は制御回
路１に調光を指示する回路である。ダイオードD1,D2は
還流用のダイオードである。
今、コンデンサC1,C2及びインダクタンスＬ、放電灯
ｌから構成される振動回路の固有振動周波数に対してス
イッチ素子Q1,Q2のスイッチ周波数が高くなるように設
定し、例えばスイッチング周波数が第８図に示すように
f1で、その時の負荷電流をIl1とし、この出力を定格出
力であるとする。ここでスイッチング周波数をf2に上げ
ると、負荷電流はIl1より小さくなるので、出力は定格
時より小さくなる。つまり放電灯ｌを調光点灯する。
ｌから構成される振動回路の固有振動周波数に対してス
イッチ素子Q1,Q2のスイッチ周波数が高くなるように設
定し、例えばスイッチング周波数が第８図に示すように
f1で、その時の負荷電流をIl1とし、この出力を定格出
力であるとする。ここでスイッチング周波数をf2に上げ
ると、負荷電流はIl1より小さくなるので、出力は定格
時より小さくなる。つまり放電灯ｌを調光点灯する。
このように第７図の従来例ではスイッチング周波数を
変化させることにより、負荷出力を調整可能にしたもの
である。
変化させることにより、負荷出力を調整可能にしたもの
である。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら第７図の従来例回路では次のような問題
点があった。
点があった。
つまり負荷出力を調整するのにスイッチング周波数を
f1→f2といった広範囲に変化させなければならなかっ
た。
f1→f2といった広範囲に変化させなければならなかっ
た。
このことはスイッチング周波数f1がスイッチ素子Q1,Q
2の駆動を最適とする周波数であれば、、このスイッチ
ング周波数f1より高くなるスイッチング周波数f2ではス
イッチ素子Q1,Q2のスイッチングロスが大きくなるなど
の問題が生じる。つまりスイッチ素子Q1,Q2は一般にタ
ーンオンタイム、ターンオフタイムなどによりスイッチ
ング周波数が高くなる程、スイッチングロスが大きくな
るのである。また動作周波数帯広がるため、雑音低減上
問題があった。即ちスイッチング周波数f1で雑音が低減
してもf2では雑音が高くなり、逆にf2で雑音が低減して
もf1では雑音が低減する雑音低減用フィルタを設計して
用いることが考えられるがコストが高価になるという問
題がある。
2の駆動を最適とする周波数であれば、、このスイッチ
ング周波数f1より高くなるスイッチング周波数f2ではス
イッチ素子Q1,Q2のスイッチングロスが大きくなるなど
の問題が生じる。つまりスイッチ素子Q1,Q2は一般にタ
ーンオンタイム、ターンオフタイムなどによりスイッチ
ング周波数が高くなる程、スイッチングロスが大きくな
るのである。また動作周波数帯広がるため、雑音低減上
問題があった。即ちスイッチング周波数f1で雑音が低減
してもf2では雑音が高くなり、逆にf2で雑音が低減して
もf1では雑音が低減する雑音低減用フィルタを設計して
用いることが考えられるがコストが高価になるという問
題がある。
更にまた負荷として放電灯ｌを用いるときには放電灯
ｌからの光出力の周波数帯が広がってしまい、光出力に
含まれる若干の赤外線が、テレビなどの電気機器の遠隔
操作用に広く用いられている赤外線リモートコントロー
ル装置に干渉してこれらの機器を誤動作させる恐れがあ
った。
ｌからの光出力の周波数帯が広がってしまい、光出力に
含まれる若干の赤外線が、テレビなどの電気機器の遠隔
操作用に広く用いられている赤外線リモートコントロー
ル装置に干渉してこれらの機器を誤動作させる恐れがあ
った。
また上記従来例に対して各スイッチ素子のオンデュー
ティを可変として負荷出力を調整可能にすることが考え
られる。この場合回路構成は第７図回路と同様な回路構
成で、スイッチ素子Q1のオン期間を第９図（ａ），
（ｃ）に示すように、またスイッチ素子Q2のオン期間を
第９図（ｂ），（ｄ）に示すように制御することによっ
て出力調整を行うのであるが、スイッチ素子Q1,Q2が共
にオフする期間が長く、負荷電流に休止期間が生じ、蛍
光灯のような放電灯を負荷とした場合、ちらつきの原因
となるという問題点があった。
ティを可変として負荷出力を調整可能にすることが考え
られる。この場合回路構成は第７図回路と同様な回路構
成で、スイッチ素子Q1のオン期間を第９図（ａ），
（ｃ）に示すように、またスイッチ素子Q2のオン期間を
第９図（ｂ），（ｄ）に示すように制御することによっ
て出力調整を行うのであるが、スイッチ素子Q1,Q2が共
にオフする期間が長く、負荷電流に休止期間が生じ、蛍
光灯のような放電灯を負荷とした場合、ちらつきの原因
となるという問題点があった。
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、スイ
ッチング周波数の変化を少なくし、しかも負荷電流に実
質的に休止期間を生じさせることがなく、負荷出力を調
整可能としたインバータ装置を提供することを目的とす
る。
ッチング周波数の変化を少なくし、しかも負荷電流に実
質的に休止期間を生じさせることがなく、負荷出力を調
整可能としたインバータ装置を提供することを目的とす
る。
［課題を解決するための手段］ 本発明は直列電源と、交互にオンオフを繰り返す少な
くと一対のスイッチ素子を含み上記直流電源の電圧を交
流電源に変換して出力するインバータ回路と、このイン
バータ回路の出力によって付勢される負荷回路とからな
るインバータ装置において、上記インバータ回路の一方
のスイッチ素子のオン期間を一定にし、他方のスイッチ
素子のオン期間を変化させる制御手段と、負荷回路とイ
ンバータ回路の出力との間に直列に挿入されるコンデン
サとを具備したものである。
くと一対のスイッチ素子を含み上記直流電源の電圧を交
流電源に変換して出力するインバータ回路と、このイン
バータ回路の出力によって付勢される負荷回路とからな
るインバータ装置において、上記インバータ回路の一方
のスイッチ素子のオン期間を一定にし、他方のスイッチ
素子のオン期間を変化させる制御手段と、負荷回路とイ
ンバータ回路の出力との間に直列に挿入されるコンデン
サとを具備したものである。
［作用］ 而して本発明ではインバータ回路の一方のスイッチ素
子のオン期間を一定にし、他方のスイッチ素子のオン期
間を変化させることにより、スイッチ素子のオン期間の
幅を変化させることで、直流成分を含んだ交流出力を発
生させ、この直流成分を負荷回路に直列に接続したコン
デンサでカットして残余の交流成分を負荷回路に供給す
るとともに、他方のスイッチ素子のオン期間の変化でス
イッチング周波数が多少変化することによる出力変化に
よって、出力を調整することができるのである。
子のオン期間を一定にし、他方のスイッチ素子のオン期
間を変化させることにより、スイッチ素子のオン期間の
幅を変化させることで、直流成分を含んだ交流出力を発
生させ、この直流成分を負荷回路に直列に接続したコン
デンサでカットして残余の交流成分を負荷回路に供給す
るとともに、他方のスイッチ素子のオン期間の変化でス
イッチング周波数が多少変化することによる出力変化に
よって、出力を調整することができるのである。
［実施例］ 以下本発明を実施例により説明する。
第１図は一実施例の回路構成を示し、この実施例では
電圧がe0の直流電源E0にインバータ回路のスイッチ素子
Q1,Q2の直列回路を接続し、スイッチ素子Q1にはコンデ
ンサC1を介して蛍光灯のような放電灯ｌとコンデンサC2
との並列回路とインダクタンス素子Ｌとの直列回路から
なる負荷回路RLを並列接続し、またインバータ回路には
スイッチ素子Q1,Q2を交互にオンオフさせる制御回路１
と、出力電流を制御するように指令を制御回路１に与え
る負荷電流制御部２とを備えている。尚コンデンサC1の
容量と、コンデンサC2の容量との関係はC1≫C2としてい
る。
電圧がe0の直流電源E0にインバータ回路のスイッチ素子
Q1,Q2の直列回路を接続し、スイッチ素子Q1にはコンデ
ンサC1を介して蛍光灯のような放電灯ｌとコンデンサC2
との並列回路とインダクタンス素子Ｌとの直列回路から
なる負荷回路RLを並列接続し、またインバータ回路には
スイッチ素子Q1,Q2を交互にオンオフさせる制御回路１
と、出力電流を制御するように指令を制御回路１に与え
る負荷電流制御部２とを備えている。尚コンデンサC1の
容量と、コンデンサC2の容量との関係はC1≫C2としてい
る。
次に本実施例の動作を第２図、第３図の波形図に基づ
いて説明する。
いて説明する。
今コンデンサC1,C2及びインダクタンス素子Ｌ、放電
灯ｌの固有振動周波数に対してスイッチ素子Q1,Q2のス
イッチング周波数が高く且つ、スイッチ素子Q1のオン期
間とスイッチ素子Q2のオン期間が第２図（ａ），（ｂ）
に示すように等しくなるように制御されている場合（全
点灯の場合）、第２図（ｄ）に示すようにコンデンサC1
には約1/2 e0の電位e2があり、スイッチ素子Q1のエミッ
タコレクタ間電圧e1は第２図（ｃ）に示すように、また
スイッチ素子Q1とコンデンサC1との直列回路の両端の電
圧e3は第２図（ｅ）に示すようになる。ここで簡易的に
負荷回路RLで消費される電力を抵抗成分のみとして考え
ると、第２図（ｅ）に示す斜線部分が消費電力と考えら
れる。第２図（ｆ）はダイオードD1に流れる電流及びス
イッチ素子Q1のコレクタ電流を示し、同図（ｇ）はダイ
オードD2に流れる電流及びスイッチ素子Q2に流れる電流
を示している。
灯ｌの固有振動周波数に対してスイッチ素子Q1,Q2のス
イッチング周波数が高く且つ、スイッチ素子Q1のオン期
間とスイッチ素子Q2のオン期間が第２図（ａ），（ｂ）
に示すように等しくなるように制御されている場合（全
点灯の場合）、第２図（ｄ）に示すようにコンデンサC1
には約1/2 e0の電位e2があり、スイッチ素子Q1のエミッ
タコレクタ間電圧e1は第２図（ｃ）に示すように、また
スイッチ素子Q1とコンデンサC1との直列回路の両端の電
圧e3は第２図（ｅ）に示すようになる。ここで簡易的に
負荷回路RLで消費される電力を抵抗成分のみとして考え
ると、第２図（ｅ）に示す斜線部分が消費電力と考えら
れる。第２図（ｆ）はダイオードD1に流れる電流及びス
イッチ素子Q1のコレクタ電流を示し、同図（ｇ）はダイ
オードD2に流れる電流及びスイッチ素子Q2に流れる電流
を示している。
次にスイッチ素子Q1のオン期間を第３図（ａ）に示す
ように一定とし、第３図（ｂ）に示すようにスイッチ素
子Q2のオン期間のみを小さくする（両スイッチ素子Q1,Q
2ともオフの期間は同じ）場合（調光の場合）、直流的
に考えると、コンデンサC1の放電期間が充電時間に比べ
て長くなるため、平衡状態においては第３図（ｄ）に示
すe2の電圧は1/2 e0よりも小さくなり（e4）、従ってe3
は第３図（ｅ）に示すようになる。ここで全点灯時と同
様に負荷回路RLで消費される抵抗成分の電力のみを考え
ると、第３図（ｅ）の斜線部分が消費電力となり、これ
により第２図（ｅ）で示した全点灯時に比べて第３図
（ｅ）の方が消費電力が小さくなっていること分かる。
即ち出力を調整することができるのである。尚第３図
（ｃ），（ｆ），（ｇ）は第２図（ｃ），（ｆ），
（ｇ）と同一箇所の電圧或は電流の波形を示す。更にス
イッチ素子Q2のオン期間のみが小さくなったため発振周
波数としては少し高くなっており、上述したようにスイ
ッチング周波数が負荷回路の固有振動周波数よりも高い
ため、従来例で示したように負荷電流はリアクタンス素
子のインピダーンスが上がり、出力を抑える作用をす
る。
ように一定とし、第３図（ｂ）に示すようにスイッチ素
子Q2のオン期間のみを小さくする（両スイッチ素子Q1,Q
2ともオフの期間は同じ）場合（調光の場合）、直流的
に考えると、コンデンサC1の放電期間が充電時間に比べ
て長くなるため、平衡状態においては第３図（ｄ）に示
すe2の電圧は1/2 e0よりも小さくなり（e4）、従ってe3
は第３図（ｅ）に示すようになる。ここで全点灯時と同
様に負荷回路RLで消費される抵抗成分の電力のみを考え
ると、第３図（ｅ）の斜線部分が消費電力となり、これ
により第２図（ｅ）で示した全点灯時に比べて第３図
（ｅ）の方が消費電力が小さくなっていること分かる。
即ち出力を調整することができるのである。尚第３図
（ｃ），（ｆ），（ｇ）は第２図（ｃ），（ｆ），
（ｇ）と同一箇所の電圧或は電流の波形を示す。更にス
イッチ素子Q2のオン期間のみが小さくなったため発振周
波数としては少し高くなっており、上述したようにスイ
ッチング周波数が負荷回路の固有振動周波数よりも高い
ため、従来例で示したように負荷電流はリアクタンス素
子のインピダーンスが上がり、出力を抑える作用をす
る。
以上のように一方のスイッチ素子Q1のオン期間が一定
で対になっている他のスイッチ素子Q2のオン期間を制御
することによる少しの周波数変化で出力を大きくさせる
ことが可能となる。
で対になっている他のスイッチ素子Q2のオン期間を制御
することによる少しの周波数変化で出力を大きくさせる
ことが可能となる。
第４図は本実施例の具体回路を示しており、制御回路
１は抵抗R17〜R21、コンデンサC3、ダイオードD3,D4、
トランジスタQ3,Q4、トランスT1,T2からなる電流帰還方
式の回路を用いたもので、負荷電流制御部２からの制御
信号はトランジスタQ3,Q4をオンすることによってトラ
ンスT1,T2に２次出力を発生させスイッチ素子Q1,Q2のベ
ースへの駆動信号を制御するようになっている。
１は抵抗R17〜R21、コンデンサC3、ダイオードD3,D4、
トランジスタQ3,Q4、トランスT1,T2からなる電流帰還方
式の回路を用いたもので、負荷電流制御部２からの制御
信号はトランジスタQ3,Q4をオンすることによってトラ
ンスT1,T2に２次出力を発生させスイッチ素子Q1,Q2のベ
ースへの駆動信号を制御するようになっている。
負荷電流制御部２はトランジスタQ5〜Q12、コンデン
サC4、抵抗R3,R4からなるカレントミラー回路2aで、三
角波を発生させ、その信号を元にして上述の制御信号を
出力するようになっている。
サC4、抵抗R3,R4からなるカレントミラー回路2aで、三
角波を発生させ、その信号を元にして上述の制御信号を
出力するようになっている。
つまりカレントミラー回路2aのコンデンサC3の両端電
圧である第５図（ａ）の三角波は４個のコンパレータIC
1〜IC4（例えばμPC272C NEC社製）に比較入力として
入力し夫々のコンパレータIC1〜IC4の基準電圧V1〜V4と
比較される。つまりコンパレータIC1では三角波の電圧
が基準電圧V1を越えている期間、第５図（ｂ）に示すろ
うに出力ａを“H"とし、コンパレータIC2は三角波の電
圧が基準電圧V2を越えている期間第５図（ｅ）に示すよ
うに出力ｂを“L"とし、コンパレータIC3は三角波の電
圧が基準電圧V3を越えている期間、第５図（ｆ）に示す
ように出力ｃを“H"とし、コンパレータIC4は三角波の
電圧が基準電圧V4を越えている期間、第５図（ｃ）に示
すように出力ｄを“L"とする。コンパレータIC1,IC2の
出力a,dはフリップフロップFF（例えばμPD4013UB NEC
社製）のセット入力、リセット入力となり、フリップフ
ロップFFは第５図（ｄ）に示すように出力ａの立ち上が
りで出力ｅを“H"から“L"に反転させ、出力ｄの立ち
上がりで出力ｅを“L"から“H"に反転させる。この
出力ｅはインバータIN1によって第５図（ｈ）のように
反転され、この反転信号ｇは更にインバータIN2によっ
て反転され制御回路１のトランジタQ4のベースに抵抗R1
を通じて整除信号として入力する。また上記出力ｅは
アンド回路AND1にコンパレータIC2,IC3の各出力b,cとと
もに入力し、アンド回路AND1は総ての出力b,c及びｅが
“H"のとき第５図（ｇ）のように出力ｆを発生させる。
この出力ｆは更にインバータIN3（例えばμPD4069UB N
EC社製、上記IN1,IN2も同様）によって反転され、制御
回路１のトランジスタQ3のベースに抵抗R2を通じて制御
信号として入力する。
圧である第５図（ａ）の三角波は４個のコンパレータIC
1〜IC4（例えばμPC272C NEC社製）に比較入力として
入力し夫々のコンパレータIC1〜IC4の基準電圧V1〜V4と
比較される。つまりコンパレータIC1では三角波の電圧
が基準電圧V1を越えている期間、第５図（ｂ）に示すろ
うに出力ａを“H"とし、コンパレータIC2は三角波の電
圧が基準電圧V2を越えている期間第５図（ｅ）に示すよ
うに出力ｂを“L"とし、コンパレータIC3は三角波の電
圧が基準電圧V3を越えている期間、第５図（ｆ）に示す
ように出力ｃを“H"とし、コンパレータIC4は三角波の
電圧が基準電圧V4を越えている期間、第５図（ｃ）に示
すように出力ｄを“L"とする。コンパレータIC1,IC2の
出力a,dはフリップフロップFF（例えばμPD4013UB NEC
社製）のセット入力、リセット入力となり、フリップフ
ロップFFは第５図（ｄ）に示すように出力ａの立ち上が
りで出力ｅを“H"から“L"に反転させ、出力ｄの立ち
上がりで出力ｅを“L"から“H"に反転させる。この
出力ｅはインバータIN1によって第５図（ｈ）のように
反転され、この反転信号ｇは更にインバータIN2によっ
て反転され制御回路１のトランジタQ4のベースに抵抗R1
を通じて整除信号として入力する。また上記出力ｅは
アンド回路AND1にコンパレータIC2,IC3の各出力b,cとと
もに入力し、アンド回路AND1は総ての出力b,c及びｅが
“H"のとき第５図（ｇ）のように出力ｆを発生させる。
この出力ｆは更にインバータIN3（例えばμPD4069UB N
EC社製、上記IN1,IN2も同様）によって反転され、制御
回路１のトランジスタQ3のベースに抵抗R2を通じて制御
信号として入力する。
また上記コンパレータIC2,IC3の出力b,cはスイッチ素
子Q1、スイッチ素子Q2が共にオフとなるオフ期間を作る
ためのもので、その期間は基準電圧V2,V3を適宜設定す
ることによって変更することができるようになってい
る。
子Q1、スイッチ素子Q2が共にオフとなるオフ期間を作る
ためのもので、その期間は基準電圧V2,V3を適宜設定す
ることによって変更することができるようになってい
る。
ここでカレントミラー回路2aの三角波の上りの傾き
と、下りの傾きは夫々抵抗R3、可変抵抗R4で決めること
ができ、従って可変抵抗R3の抵抗値を適宜設定すること
により、第５図（ｇ）に示す期間t1を一定期間に定める
ことができ、また抵抗R4の抵抗値を適宜可変設定するこ
とにより、第５図（ｈ）の期間t2を化へすることができ
るのである。つまりスイッチ素子Q1のオン期間を一定と
した状態で、スイッチ素子Q2のオン期間を可変制御でき
るのである。
と、下りの傾きは夫々抵抗R3、可変抵抗R4で決めること
ができ、従って可変抵抗R3の抵抗値を適宜設定すること
により、第５図（ｇ）に示す期間t1を一定期間に定める
ことができ、また抵抗R4の抵抗値を適宜可変設定するこ
とにより、第５図（ｈ）の期間t2を化へすることができ
るのである。つまりスイッチ素子Q1のオン期間を一定と
した状態で、スイッチ素子Q2のオン期間を可変制御でき
るのである。
而して全点灯時にはスイッチ素子Q1のオン期間t1とス
イッチ素子Q2のオン期間t2をt1＝t2とし、調光時にはス
イッチ素子Q1のオン期間t1に対してスイッチ素子Q2のオ
ン期間t2を小さくすることによって出力の制御を行う。
イッチ素子Q2のオン期間t2をt1＝t2とし、調光時にはス
イッチ素子Q1のオン期間t1に対してスイッチ素子Q2のオ
ン期間t2を小さくすることによって出力の制御を行う。
本具体回路において、コンデンサC1の要領を0.47μ
Ｆ、コンデンサC2の要領を0.018μＦ、インダクタンス
素子Ｌのインダクタンス値を887μＨとし、放電灯ｌと
してFCL40とFCL32Wの直列点灯回路を使用し、発振周波
数45KHz（t1≒t2≒11μsec）で点灯させたときのランプ
電流が約450mAであったのが、発振周波数48KHz（t1≒11
μsec、t2≒9.4μsec）でランプ電流が約200mAとなっ
た。尚第４図中のSWは予熱用スイッチである。
Ｆ、コンデンサC2の要領を0.018μＦ、インダクタンス
素子Ｌのインダクタンス値を887μＨとし、放電灯ｌと
してFCL40とFCL32Wの直列点灯回路を使用し、発振周波
数45KHz（t1≒t2≒11μsec）で点灯させたときのランプ
電流が約450mAであったのが、発振周波数48KHz（t1≒11
μsec、t2≒9.4μsec）でランプ電流が約200mAとなっ
た。尚第４図中のSWは予熱用スイッチである。
第６図は本発明の別の実施例の回路を示しており、こ
の回路ではスイッチ素子Q1,Q2としてMOSFETを用いてい
る。この場合スイッチ素子Q1,Q2の逆方向電流は、MOSFE
Tの寄生ダイオードを介して流れる。また負荷回路RLと
しては、非電源側に予熱用のコンデンサC2′が並列接続
された放電灯ｌと、インダクタンス素子L1およびコンデ
ンサC1との直列回路が接続されており、この負荷回路RL
は誘導性リアクタンスを呈するように設計されている。
の回路ではスイッチ素子Q1,Q2としてMOSFETを用いてい
る。この場合スイッチ素子Q1,Q2の逆方向電流は、MOSFE
Tの寄生ダイオードを介して流れる。また負荷回路RLと
しては、非電源側に予熱用のコンデンサC2′が並列接続
された放電灯ｌと、インダクタンス素子L1およびコンデ
ンサC1との直列回路が接続されており、この負荷回路RL
は誘導性リアクタンスを呈するように設計されている。
ここで一方のスイッチ素子Q1の両端には、抵抗R5,R6
の直列回路が接続されており、抵抗RR6の両端に生じる
電圧は、負荷電流制御部２の単安定マルチバイブレータ
2Aのトリガ入力となる。この単安定マルチバイブレータ
Ａの出力は、制御回路１の抵抗R7を介してトランジスタ
Q13のベースに接続されている。電源E1は制御回路１の
スイッチ素子Q1の駆動部の電源となり、電源E1には抵抗
R8を介してトランジスタQ13が接続されており、トラン
ジスタQ13のコレクタはトランジスタQ14,Q15のベースに
接続されている。トランジスタQ14,Q15のエミッタは、
抵抗R9を介してスイッチ素子Q1のゲートに接続されてお
り、トランジスタQ14,Q15のコレクタはそれぞれ電源E1
の両端に接続されている。今、トランジスタQ13がオン
すると、そのコレクタ電位が低下するので、トランジス
タQ14がオフ、トランジスタQ15がオンとなり、スイッチ
素子Q1のゲートは、抵抗R9、トランジスタQ15を介して
グランドレベルにプルダウンされる。トランジスタQ13
がオフすると、そのコレクタ電位が上昇するので、トラ
ンジスタQ15がオフ、トランジスタQ14がオンとなり、ス
イッチ素子Q1のゲートは抵抗R9,トランジスタQ14を介し
てプルアップされる。このようにしてスイッチ素子Q1の
ゲートが電圧駆動されることになる。
の直列回路が接続されており、抵抗RR6の両端に生じる
電圧は、負荷電流制御部２の単安定マルチバイブレータ
2Aのトリガ入力となる。この単安定マルチバイブレータ
Ａの出力は、制御回路１の抵抗R7を介してトランジスタ
Q13のベースに接続されている。電源E1は制御回路１の
スイッチ素子Q1の駆動部の電源となり、電源E1には抵抗
R8を介してトランジスタQ13が接続されており、トラン
ジスタQ13のコレクタはトランジスタQ14,Q15のベースに
接続されている。トランジスタQ14,Q15のエミッタは、
抵抗R9を介してスイッチ素子Q1のゲートに接続されてお
り、トランジスタQ14,Q15のコレクタはそれぞれ電源E1
の両端に接続されている。今、トランジスタQ13がオン
すると、そのコレクタ電位が低下するので、トランジス
タQ14がオフ、トランジスタQ15がオンとなり、スイッチ
素子Q1のゲートは、抵抗R9、トランジスタQ15を介して
グランドレベルにプルダウンされる。トランジスタQ13
がオフすると、そのコレクタ電位が上昇するので、トラ
ンジスタQ15がオフ、トランジスタQ14がオンとなり、ス
イッチ素子Q1のゲートは抵抗R9,トランジスタQ14を介し
てプルアップされる。このようにしてスイッチ素子Q1の
ゲートが電圧駆動されることになる。
一方、スイッチ素子Q2の両端には、抵抗R10,R11の直
列回路が接続され、抵抗R11の両端電圧が単安定マルチ
バイブレータ2Bのトリガ入力となっており、単安定マル
チバイブレータ2Bの出力は、可変抵抗R12を介してトラ
ンジスタQ16のベースに接続されている。電源E2は制御
回路１のスイッチ素子Q2の駆動部の電源となっている。
スイッチ素子Q2の駆動部は、抵抗R13〜R15、トランジス
タQ15〜Q18よりなり、その回路構成および動作は、スイ
ッチ素子Q1のドライブ回路と同様であるので、重複する
説明は省略する。スイッチ素子Q2の駆動部には、抵抗R
16、R22、コンデンサC6、２端子サイリスタQ0よりなる
起動回路が接続されており、この起動回路は、直流電源
E0が投入されると、コンデンサC6の電圧が上昇し、ブレ
ークオーバー電圧以上になると、２端子サイリスタQ0が
ブレークオーバーして、スイッチ素子Q1のゲート電位が
高くなり、スイッチ素子Q2がオンする。その後は、各ス
イッチ素子Q1,Q2の両端電圧をそれぞれ分圧抵抗R5,R6、
R10、R11にて検出し、反安定マルチバイブレータ2A,2B
の出力により、各スイッチ素子Q1,Q2が交互にオン、オ
フ駆動される。各スイッチ素子Q1,Q2のオン区間は単安
定マルチバイブレータ2A,2Bによって独立的に自由に設
定できる。
列回路が接続され、抵抗R11の両端電圧が単安定マルチ
バイブレータ2Bのトリガ入力となっており、単安定マル
チバイブレータ2Bの出力は、可変抵抗R12を介してトラ
ンジスタQ16のベースに接続されている。電源E2は制御
回路１のスイッチ素子Q2の駆動部の電源となっている。
スイッチ素子Q2の駆動部は、抵抗R13〜R15、トランジス
タQ15〜Q18よりなり、その回路構成および動作は、スイ
ッチ素子Q1のドライブ回路と同様であるので、重複する
説明は省略する。スイッチ素子Q2の駆動部には、抵抗R
16、R22、コンデンサC6、２端子サイリスタQ0よりなる
起動回路が接続されており、この起動回路は、直流電源
E0が投入されると、コンデンサC6の電圧が上昇し、ブレ
ークオーバー電圧以上になると、２端子サイリスタQ0が
ブレークオーバーして、スイッチ素子Q1のゲート電位が
高くなり、スイッチ素子Q2がオンする。その後は、各ス
イッチ素子Q1,Q2の両端電圧をそれぞれ分圧抵抗R5,R6、
R10、R11にて検出し、反安定マルチバイブレータ2A,2B
の出力により、各スイッチ素子Q1,Q2が交互にオン、オ
フ駆動される。各スイッチ素子Q1,Q2のオン区間は単安
定マルチバイブレータ2A,2Bによって独立的に自由に設
定できる。
このように、電力用のMOSFETなどのスイッチ素子を用
いる場合において、各スイッチ素子Q1,Q2のオン信号を
完全に分離することができるため、絶縁トランスなどを
用いてオン信号を伝達する構成が不要となって回路構成
が簡単になる。
いる場合において、各スイッチ素子Q1,Q2のオン信号を
完全に分離することができるため、絶縁トランスなどを
用いてオン信号を伝達する構成が不要となって回路構成
が簡単になる。
ここで単安定マルチバイブレータ2Aはナンド回路NAND
1（例えばμPD4011UB NEC社製）と、コンデンサC5と、
インバータIN4（例えばμPD4069UB NEC社製）と、抵抗
R7と、バファBa1とで構成され、スイッチ素子Q1のオン
期間を一定とする。
1（例えばμPD4011UB NEC社製）と、コンデンサC5と、
インバータIN4（例えばμPD4069UB NEC社製）と、抵抗
R7と、バファBa1とで構成され、スイッチ素子Q1のオン
期間を一定とする。
一方単安定マルチバイブレータ2B（例えばμPD4538UB
NEC社製）ではコンデンサC7と可変抵抗R12からなる外
付けの時定数回路において可変抵抗R12の抵抗値を可変
することにより簡単にスイッチ素子Q2のオン期間を制御
することができ、出力を調整することができるのであ
る。
NEC社製）ではコンデンサC7と可変抵抗R12からなる外
付けの時定数回路において可変抵抗R12の抵抗値を可変
することにより簡単にスイッチ素子Q2のオン期間を制御
することができ、出力を調整することができるのであ
る。
この回路の回路を用いて周波数変化によって調光を行
うようとすれば、スイッチ素子Q1,Q2のオン期間を同じ
ように変化させる必要があるが、夫々の駆動部が独立し
ているため制御が困難であっある。しかしながら本実施
例のように一方の駆動部によって駆動されるスイッチ素
子Q2のオン期間を可変させる場合には制御回路１が効果
的な出力調整回路となる。
うようとすれば、スイッチ素子Q1,Q2のオン期間を同じ
ように変化させる必要があるが、夫々の駆動部が独立し
ているため制御が困難であっある。しかしながら本実施
例のように一方の駆動部によって駆動されるスイッチ素
子Q2のオン期間を可変させる場合には制御回路１が効果
的な出力調整回路となる。
［発明の効果］ 本発明は上述のように構成したインバータ装置におい
て、インバータ回路の一方のスイッチ素子のオン期間を
一定にし、他方のスイッチ素子のオン期間を変化させる
ことにより、スイッチ素子のオン期間の幅を変化させる
ので、直流成分を含んだ交流出力を発生させ、この直流
成分を負荷回路に直列に接続したコンデンサでカットし
て残余の交流成分を負荷回路に供給するとともに、他方
のスイッチ素子のオン期間の変化でスイッチング周波数
が多少変化することによる出力変化によって、出力を調
整することができ、しかもスイッチ素子の一方のオン期
間を制御するだけでよいため制御手段を構成を簡単にす
ることができるという効果を奏する。
て、インバータ回路の一方のスイッチ素子のオン期間を
一定にし、他方のスイッチ素子のオン期間を変化させる
ことにより、スイッチ素子のオン期間の幅を変化させる
ので、直流成分を含んだ交流出力を発生させ、この直流
成分を負荷回路に直列に接続したコンデンサでカットし
て残余の交流成分を負荷回路に供給するとともに、他方
のスイッチ素子のオン期間の変化でスイッチング周波数
が多少変化することによる出力変化によって、出力を調
整することができ、しかもスイッチ素子の一方のオン期
間を制御するだけでよいため制御手段を構成を簡単にす
ることができるという効果を奏する。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図、第３
図は同上の動作説明用の波形図、第４図は同上の具体回
路図、第５図は同上の具体回路の動作説明用の波形図、
第６図は本発明の別の実施例の回路図、第７図は従来例
の回路構成図、第８図は同上の負荷電流−スイッチング
周波数の関係説明図、第９図は別の従来例の動作説明用
の波形図である。 １は制御回路、２は負荷制御回路、Q1,Q2はスイッチ素
子、C1はコンデンサ、RLは負荷回路、E0は直流電源であ
る。
図は同上の動作説明用の波形図、第４図は同上の具体回
路図、第５図は同上の具体回路の動作説明用の波形図、
第６図は本発明の別の実施例の回路図、第７図は従来例
の回路構成図、第８図は同上の負荷電流−スイッチング
周波数の関係説明図、第９図は別の従来例の動作説明用
の波形図である。 １は制御回路、２は負荷制御回路、Q1,Q2はスイッチ素
子、C1はコンデンサ、RLは負荷回路、E0は直流電源であ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】直列電源と、交互にオンオフを繰り返す少
なくと一対のスイッチ素子を含み上記直流電源の電圧を
交流電源に変換して出力するインバータ回路と、このイ
ンバータ回路の出力によって付勢される負荷回路とから
なるインバータ装置において、上記インバータ回路の一
方のスイッチ素子のオン期間を一定にし、他方のスイッ
チ素子のオン期間を変化させる制御手段と、負荷回路と
インバータ回路の出力との間に直列に挿入されるコンデ
ンサとを具備して成ることを特徴とするインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63259794A JP2731546B2 (ja) | 1988-10-15 | 1988-10-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63259794A JP2731546B2 (ja) | 1988-10-15 | 1988-10-15 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02106175A JPH02106175A (ja) | 1990-04-18 |
| JP2731546B2 true JP2731546B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=17339085
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63259794A Expired - Lifetime JP2731546B2 (ja) | 1988-10-15 | 1988-10-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2731546B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007142285A1 (ja) | 2006-06-07 | 2007-12-13 | Kyowa Hakko Bio Co., Ltd. | ヒアルロン酸塩の精製方法 |
-
1988
- 1988-10-15 JP JP63259794A patent/JP2731546B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007142285A1 (ja) | 2006-06-07 | 2007-12-13 | Kyowa Hakko Bio Co., Ltd. | ヒアルロン酸塩の精製方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02106175A (ja) | 1990-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5539281A (en) | Externally dimmable electronic ballast | |
| JP2731546B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0279778A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| KR100895022B1 (ko) | 휘도 조절 장치 | |
| US6426570B1 (en) | Incandescent power converter with complementary switches | |
| JP2975029B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2000268992A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0527837Y2 (ja) | ||
| KR20030077841A (ko) | 조광장치 | |
| JP2916927B2 (ja) | 発振回路のサージ電圧吸収回路 | |
| JPH0354913A (ja) | トランジスタ駆動回路 | |
| JP2677368B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3022965U (ja) | 蛍光灯調光装置 | |
| JPH0378759B2 (ja) | ||
| JP2562774Y2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPS6358789A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPS60125174A (ja) | 電源回路 | |
| JP2942272B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP2697815B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2617499B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPS5928038B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| WO1989000360A1 (en) | Programmable switching transistor circuit | |
| JPH0612717B2 (ja) | 調光装置 | |
| JPS63110963A (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPH03176999A (ja) | 放電灯点灯装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071219 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081219 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |