JPH11235042A

JPH11235042A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11235042A
Application number: JP10031787A
Authority: JP
Inventors: Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-02-13
Filing date: 1998-02-13
Publication date: 1999-08-27

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷に供給される電力を可変する場合にも可変
範囲の略全域で負荷回路を最大効率付近で動作させる。【解決手段】負荷回路３の出力を可変して放電灯Ｌａを
調光する場合に、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆとオン時間幅τの何れか一方だけ
でなく両方を可変制御する制御回路４を備える。この制
御回路４は、周波数ｆを決定する無安定マルチバイブレ
ータＣＮ₁、オン時間幅τを決定する単安定マルチバイ
ブレータＣＮ₂、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフする駆動回路ＤＲを備えてい
る。而して、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂の周波数ｆとデューティの両方を可変して調光するた
め、調光範囲の略全域で放電灯Ｌａを最大効率付近で動
作させることができ、発光効率がよくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は従来例を示す回路図である。こ
の従来例は、交流電源１の交流電源電圧Ｖｓを整流する
整流器（ダイオードブリッジ）２と、整流された脈流電
圧を昇圧して所定の直流電圧Ｖ_DCに変換するチョッパ回
路１０と、チョッパ回路１０から出力される直流電圧Ｖ
_DCを高周波電圧に変換して負荷回路３に供給する所謂ハ
ーフブリッジ型のインバータ回路１１とを備えている。

【０００３】チョッパ回路１０は、整流器２の出力端間
にインダクタＬ₁を介してスイッチング素子Ｑ₃とダイ
オードＤ₄が並列接続されるとともに、ダイオードＤ₃
を介して平滑コンデンサＣ₁が整流器２の出力端間に接
続されて成る。而して、制御回路１２によってスイッチ
ング素子Ｑ₃をオン・オフすることにより、コンデンサ
Ｃ₁の両端間に生じる直流電圧Ｖ_DCを昇圧するものであ
る。

【０００４】また、インバータ回路１１は、チョッパ回
路１０の出力端間に直列接続された第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と、第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とそれぞれ逆並列に接続さ
れる第１及び第２のダイオードＤ₁，Ｄ₂と、第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点に１次巻線
の一端が接続されたトランスＴ₁と、トランスＴ₁の２
次巻線に接続される負荷回路３と、トランスＴ₁の１次
巻線の他端と第２のスイッチング素子Ｑ₂の低電位側の
出力端の間に挿入されたコンデンサＣ₂とを備え、制御
回路１２によって第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂が交互にオン・オフされるものである。な
お、負荷回路３は、負荷である放電灯Ｌａのフィラメン
トにトランスＴ ₁の２次巻線と共振用のコンデンサＣ₃
とが直列接続されて構成され、トランスＴ₁の漏れイン
ダクタンスとコンデンサＣ₃とで共振回路が形成され
る。而して、制御回路１２によって第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂が交互にオン・オフされ、チョ
ッパ回路１０から供給される直流電圧Ｖ_DCが高周波電圧
に変換されて負荷回路３に出力される。その結果、負荷
である放電灯Ｌａが高周波点灯することになる。

【０００５】図１２は他の従来例を示す概略回路図であ
る。この従来例は、交流電源１の交流電源電圧Ｖｓを整
流する整流器２と、平滑用の第１のコンデンサＣ₁と、
このコンデンサＣ₁と並列に接続されるとともに高周波
で交互にオン・オフされるバイポーラトランジスタから
成る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列
回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂と
それぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂の接続点と整流器２の高電位側の直流出力端との間
に１次巻線が接続されるトランスＴ₁と、トランスＴ₁
の２次巻線に接続される負荷回路３と、トランスＴ₁の
１次巻線と整流器２の高電位側の直流出力端の接続点に
一端が接続されるとともに他端がコンデンサＣ₁の低電
位側の端子に接続される第２のコンデンサＣ₂とを備
え、整流器２の低電位側の直流出力端がコンデンサＣ₁
の低電位側に接続されて構成される。ここで、整流器２
の直流出力端間に接続されるコンデンサＣ₂は比較的に
容量の小さいものであって、トランスＴ₁の１次巻線と
共振回路を形成する。コンデンサＣ₁と並列に接続され
た第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示し
ない駆動回路により駆動されて交互にオン・オフされ
る。本従来例は、第２のスイッチング素子Ｑ₂が、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を具備して成る
所謂ハーフブリッジ型のインバータ回路のスイッチング
素子と、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を昇圧するた
めの昇圧チョッパ回路のスイッチング素子とを兼用した
ものである。

【０００６】次に、この従来例の動作について説明する
が、まず第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂が
オン・オフされる１周期の動作について図１３〜図１８
を参照して説明する。図１３は第１のスイッチング素子
Ｑ₁がオン、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオフの場合
（図１８における区間ａ）に各部を流れる電流の様子を
示し、コンデンサＣ₁の放電によってコンデンサＣ₁→
第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁の１次巻線
→コンデンサＣ₂→コンデンサＣ₁の経路で電流が流れ
る。このとき、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は、図
１８に示すようにトランスＴ₁の漏れインダクタンスと
の共振により上昇する。第１のスイッチング素子Ｑ₁が
オフすると、図１４に示すようにトランスＴ₁の１次巻
線に蓄積されたエネルギが放出され、トランスＴ₁→コ
ンデンサＣ₂→第２のダイオードＤ₂→トランスＴ₁の
経路で電流が流れ続け、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ
₂がさらに上昇する（図１８における区間ｂ）。

【０００７】続いて第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン
すると、図１５に示すようにトランスＴ₁の漏れインダ
クタンスとコンデンサＣ₂，Ｃ₃との共振作用により、
コンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第２のスイッチング素
子Ｑ₂→コンデンサＣ₂の経路で共振電流が流れる。こ
のとき、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂が下降し始め
（図１８における区間ｃ）、この両端電圧Ｖｃ₂が整流
器２の直流出力電圧よりも低くなると、図１６に示すよ
うに交流電源１から入力電流が引き込まれて、交流電源
１→整流器２→トランスＴ₁→第２のスイッチング素子
Ｑ₂→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れる（図
１８における区間ｄ）。そして、第２のスイッチング素
子Ｑ₂がオフしても、図１７に示すように交流電源１→
整流器２→トランスＴ₁→第１のダイオードＤ₁→コン
デンサＣ₁→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れ
続け（図１８における区間ｅ）、電流がゼロになると図
１３の状態に戻る。

【０００８】一方、図１９は交流電源１の電源電圧Ｖｓ
の１周期にわたる動作波形図を示しており、（ａ）はコ
ンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂の波形、（ｂ）はトラン
スＴ ₁の１次巻線に流れる電流の波形、（ｃ）は交流電
源１からの入力電流Ｉ_inの波形、（ｄ）は負荷回路３の
放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ_Laの波形並びに（ｅ）
は整流器２の前段に高周波をカットするフィルタ回路を
設けた場合における入力電流Ｉ_inの波形をそれぞれ示し
ている。すなわち、図１９（ｂ）に示すようにトランス
Ｔ₁の１次巻線に流れる電流はトランスＴ₁の作用によ
って直流成分が取り除かれ、２次巻線に接続された放電
灯Ｌａには高周波の交流電流が供給される。これによ
り、負荷回路３の放電灯Ｌａを高周波の交流で点灯させ
ることができる。なお、上記のようにフィルタ回路によ
ってフィルタリングすることにより、交流電源１からの
入力電流Ｉ_inの波形が図１９（ｅ）に示すような略正弦
波状の波形となり、入力電流Ｉ_inの高調波成分を抑制し
て入力力率を向上させることができる。

【０００９】すなわち、コンデンサＣ₂の容量を適当な
値に設定することにより、交流電源１の電源電圧Ｖｓが
略ゼロとなる近傍の区間においてもコンデンサＣ₂の両
端電圧Ｖｃ₂が略ゼロ〔Ｖ〕付近まで下がり、交流電源
１の電源電圧Ｖｓの周期の全域にわたって入力電流Ｉin
を引き込むことが可能となる。上記従来例では、比較的
に少ない部品点数で、入力電流の高調波成分が抑制でき
るとともに入力力率の向上が可能な回路が構成でき、電
源装置の小型化並びに低コスト化を実現することができ
るという利点がある。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記従来例の
回路構成では、トランスＴ₁の１次巻線のインダクタン
ス成分が、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を昇圧する
ための昇圧チョッパにおけるインダクタと、ハーフブリ
ッジのインバータ回路における共振用のインダクタとを
兼ねているため、上記両端電圧Ｖｃ₁が常に一定とはな
らない。そのため、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオン
・オフする周波数（以下、単に周波数という。）を変化
させて放電灯Ｌａを調光する場合、図１１に示した従来
例では、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のデューティ比を
５０％に固定して周波数を可変しても電圧Ｖ_DCを略一定
にすることができ、このようにデューティ比５０％のと
きに放電灯Ｌａの出力が最大点となる。しかし、図１２
に示した従来例では、デューティ比を５０％に固定して
周波数を可変しても電圧Ｖｃ₁が変化してしまうために
必ずしも放電灯Ｌａをランプ効率最大の付近で動作させ
ることができない。しかも、調光のためにデューティ比
を５０％に固定して周波数を可変すると、コンデンサＣ
₁の両端電圧Ｖｃ₁が異常に高くなったり、入力電流の
高調波成分が増大したり、回路素子に過剰なストレスが
加わる虞がある。

【００１１】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、負荷に供給される電力
を可変する場合にも可変範囲の略全域で負荷回路を最大
効率付近で動作させることができる電源装置を提供する
ことにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源の交流出力を整流する
整流器と、平滑用の第１のコンデンサと、該第１のコン
デンサと並列に接続されるとともに高周波で交互にオン
・オフされる一対の第１及び第２のスイッチング要素の
直列回路と、該第１及び第２のスイッチング要素とそれ
ぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオードと、
上記第１及び第２のスイッチング要素の接続点と上記整
流器の一方の直流出力端との間に１次巻線が接続される
トランスと、該トランスの２次巻線に接続される負荷回
路と、上記トランスの１次巻線と整流器の直流出力端の
接続点に一端が接続されるとともに他端が上記第１のコ
ンデンサの一方の端子に接続され且つ上記第１又は第２
のスイッチング要素のオン・オフに応じて上記トランス
の１次巻線と共振回路を形成する第２のコンデンサとを
備え、上記整流器の直流出力端が、上記第１のコンデン
サの端子のうちで上記交流電源からトランスと第１及び
第２のダイオードの何れか一方と第１のコンデンサとを
介して電流の流れる経路が形成される側の端子に接続さ
れて成り、負荷回路の出力に応じて上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変して上記負荷回路出力の可変範囲の略全域で該
負荷回路を最大効率付近で動作させる制御手段を備えた
ことを特徴とし、オン・オフ周波数とオン時間幅とを共
に可変することによって負荷出力の可変範囲の略全域で
負荷回路を最大効率付近で動作させることができ、特に
負荷が放電灯の場合には回路の発光効率を向上させるこ
とができる。

【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、コンデンサと可変抵抗の時定数回
路を有する無安定マルチバイブレータと、コンデンサと
可変抵抗の時定数回路を有し上記無安定マルチバイブレ
ータの出力が入力される単安定マルチバイブレータと、
該単安定マルチバイブレータからの出力に基づいて第１
及び第２のスイッチング要素をオン・オフする駆動信号
を出力する駆動回路とを備えて成ることを特徴とし、簡
単な回路構成によってオン・オフ周波数とオン時間幅の
両方を可変することができる。

【００１４】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、コンデンサと可変抵抗の時定数回
路を有する無安定マルチバイブレータと、コンデンサと
抵抗の時定数回路を有し上記無安定マルチバイブレータ
の出力が入力される単安定マルチバイブレータと、該単
安定マルチバイブレータからの出力に基づいて第１及び
第２のスイッチング要素をオン・オフする駆動信号を出
力する駆動回路とを備え、無安定マルチバイブレータに
接続された可変抵抗と単安定マルチバイブレータに接続
されたコンデンサとを抵抗にて接続して成ることを特徴
とし、無安定マルチバイブレータに接続された可変抵抗
の抵抗値を変えることでオン・オフ周波数とオン時間幅
の両方を可変できて回路構成が簡略化できる。

【００１５】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、コンデンサと可変抵抗の時定数回
路を有する無安定マルチバイブレータと、コンデンサと
抵抗の時定数回路を有し上記無安定マルチバイブレータ
の出力が入力される単安定マルチバイブレータと、該単
安定マルチバイブレータからの出力に基づいて第１及び
第２のスイッチング要素をオン・オフする駆動信号を出
力する駆動回路と、上記負荷回路の出力と可変抵抗によ
り可変可能な閾値との差を比例積分するオペアンプとを
備え、該オペアンプの出力を上記単安定マルチバイブレ
ータに接続されたコンデンサに入力して成ることを特徴
とし、単安定マルチバイブレータの時定数に応じたスイ
ッチング要素のオン時間幅が負荷回路の出力に応じて自
動的に決定されるために調整が容易に行えるとともに、
周囲温度の変化や負荷の特性が異なる場合であっても常
に最大効率付近で動作させることができる。

【００１６】請求項５の発明は、請求項３の発明におい
て、上記第１のコンデンサの高電位側の一端と、上記単
安定マルチバイブレータに接続されたコンデンサと抵抗
の接続点とを抵抗を介して接続したことを特徴とし、電
源電圧の変動による負荷回路の出力や第１のコンデンサ
の両端電圧の変動、あるいは負荷の温度特性による第１
のコンデンサの両端電圧の変動を低減することができ
る。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下に説明する各実施形態におい
ては、負荷として高周波交流で点灯する放電灯Ｌａを例
示するが、負荷は放電灯Ｌａに限定されるものではな
く、さらに負荷回路３の出力が直流出力の場合であって
も負荷回路３の構成によって本発明の技術的思想を容易
に適用することが可能である。

【００１８】（実施形態１）図１は本発明の実施形態１
における概略回路構成を示しており、交流電源１の交流
電源電圧Ｖｓを整流する整流器（ダイオードブリッジ）
２と、平滑用の第１のコンデンサＣ₁と、このコンデン
サＣ₁と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン
・オフされるバイポーラトランジスタから成る第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂とそれぞれ逆並
列に接続される第１及び第２のダイオードＤ₁，Ｄ
₂と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接
続点と整流器２の高電位側の直流出力端との間に１次巻
線が接続されるトランスＴ₁と、トランスＴ₁の２次巻
線に接続される負荷回路３と、トランスＴ₁の１次巻線
と整流器２の高電位側の直流出力端の接続点に一端が接
続されるとともに他端が第１のコンデンサＣ₁の低電位
側の端子に接続される第２のコンデンサＣ₂とを備え、
整流器２の低電位側の直流出力端が第１のコンデンサＣ
₁の低電位側に接続されて成り、負荷回路３の出力に応
じて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン
・オフ周波数（以下、単に「周波数」と呼ぶ。）ｆとオ
ン時間幅（デューティ）とを共に可変して放電灯Ｌａの
調光範囲の略全域で負荷回路３を最大効率付近で動作さ
せる制御回路４を備えている。なお、図１からも明らか
なように、制御回路４を除く本実施形態の回路構成は基
本的に従来例と共通であるから、共通する部分の構成及
び動作については同一の符号を付して説明を省略する。

【００１９】図２は本実施形態における制御回路４の具
体回路例を含む全体の回路構成図を示している。制御回
路４は、無安定マルチバイブレータＣＮ₁と、この無安
定マルチバイブレータＣＮ₁の出力端が入力端に接続さ
れた単安定マルチバイブレータＣＮ₂と、この単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂の出力端が入力端に接続される
とともに、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
のベースに駆動信号を出力してオン・オフする駆動回路
ＤＲとを備えている。

【００２０】無安定マルチバイブレータＣＮ₁には第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆを決
めるコンデンサＣ_T1と可変抵抗Ｒ_T1とが接続されてお
り、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を可変することで周波数ｆを
可変し調整することが可能となっている。一方、単安定
マルチバイブレータＣＮ₂には第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅を決めるコンデンサＣ_T2と可変抵抗Ｒ
_T2とが接続されており、可変抵抗Ｒ_T2の抵抗値を可変す
ることで第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅を可
変し調整することが可能となっている。而して、本実施
形態では、可変抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2の抵抗値を可変すること
により、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂の
周波数ｆと第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅と
を各々独立して調整することができる。なお、駆動回路
ＤＲでは、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
が同時にオンとなることがないように、適当なデッドオ
フタイムを設けて第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフさせている。

【００２１】本実施形態においては、第２のスイッチン
グ素子Ｑ₂が、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂を具備して成る所謂ハーフブリッジ型のインバータ
回路のスイッチング素子と、第１のコンデンサＣ₁の両
端電圧Ｖｃ₁を昇圧するための昇圧チョッパ回路のスイ
ッチング素子とに兼用されている。すなわち、従来例で
説明したように第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン、第
１のスイッチング素子Ｑ₁がオフのときに交流電源１→
整流器２→トランスＴ₁→第２のスイッチング素子Ｑ₂
→整流器２→交流電源１の経路でトランスＴ₁のインダ
クタンス成分にエネルギが蓄えられ、第２のスイッチン
グ素子Ｑ₂がオフするとトランスＴ₁→第１のダイオー
ドＤ₁→第１のコンデンサＣ₁→整流器２→トランスＴ
₁の経路でトランスＴ₁のインダクタンス成分に蓄えら
れていたエネルギが放出されることで電流が流れ、第１
のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が昇圧されることに
なる。また、インバータ回路においては、第２のスイッ
チング素子Ｑ₂がオン、第１のスイッチング素子Ｑ₁が
オフのとき、第２のコンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第
２のスイッチング素子Ｑ₂→第２のコンデンサＣ₂の経
路、あるいは交流電源１→整流器２→トランスＴ₁→第
２のスイッチング素子Ｑ₂→整流器２→交流電源１の経
路で主に電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオ
フ、第１のスイッチング素子Ｑ₁がオンのときに第１の
コンデンサＣ₁→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トラン
スＴ₁→第２のコンデンサＣ₂→第１のコンデンサＣ₁
の経路で主に電流が流れて、負荷回路３に高周波電流が
供給される。

【００２２】ここで、図３（ａ）〜（ｄ）は上記のよう
な動作を行うために制御回路４の駆動回路ＤＲから第２
のスイッチング素子Ｑ₂のベースに出力される駆動信号
を示す波形図である。なお、第１のスイッチング素子Ｑ
₁のベースに出力される駆動信号は、上記駆動信号を反
転した信号に略等しいので図示を省略する。例えば、図
３（ａ）が放電灯Ｌａを調光比１００％で全点灯してい
るときの駆動信号を表しているとし、このときの第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂のオン・オフ周期
をＴ₁、第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅をτ
₁とする。而して、放電灯Ｌａを全点灯している場合の
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン時間
幅が略等しく、言い換えればデューティ比が略５０％と
なっている。

【００２３】この状態から無安定マルチバイブレータＣ
Ｎ₁に接続された抵抗Ｒ_T1の抵抗値を小さくすることに
より、図３（ｂ）に示すように第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅τ₂が一定のまま（τ₁＝τ₂）、周
期がＴ₁からＴ₂へと短く（Ｔ₁＞Ｔ₂）、すなわち、
周波数ｆが高くなるため、負荷回路３の出力が絞られて
放電灯Ｌａが１００％よりも低い調光比で調光されるこ
とになる。

【００２４】一方、全点灯状態から単安定マルチバイブ
レータＣＮ₂に接続された抵抗Ｒ_T2の抵抗値を小さくす
ることにより、図３（ｃ）に示すように周期Ｔ₃が一定
（Ｔ ₃＝Ｔ₁）のまま、第２のスイッチング素子Ｑ₂の
オン時間幅がτ₁からτ₃に短く（τ₁＞τ₃）なり、
デューティ比が５０％よりも小さいアンバランスな状態
となるため、負荷回路３の出力が絞られて放電灯Ｌａが
１００％よりも低い調光比で調光されることになる。

【００２５】また、全点灯状態から無安定マルチバイブ
レータＣＮ₁に接続された抵抗Ｒ_T1の抵抗値と単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂に接続された抵抗Ｒ_T2の抵抗値
とを両方とも小さくすることにより、図３（ｄ）に示す
ように周期Ｔ₄とオン時間幅τ₄が共に短く（Ｔ₁＞Ｔ
₄，τ₁＞τ₄）なり、負荷回路３の出力が絞られて放
電灯Ｌａが１００％よりも低い調光比で調光されること
になる。

【００２６】一方、図４（ａ）は第２のスイッチング素
子Ｑ₂のデューティと放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ
_Laとの関係を周波数ｆをパラメータにして示した図であ
り、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子Ｑ₂のデュー
ティと第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との関係
を周波数ｆをパラメータにして示した図である（但し、
ｆ₁＜ｆ₂，ｆ₁’＜ｆ₂’又ｆ₁＝ｆ₁’，ｆ₂＝ｆ
₂’）。なお、同図（ａ）（ｂ）においてデューティが
大きくなるに従って第２のスイッチング素子Ｑ ₂のオン
時間幅τが長くなる。而して、図４（ｂ）から明らかな
ように、第２のスイッチング素子Ｑ₂のデューティを大
きく（オン時間幅τを長く）していくと、第１のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が昇圧チョッパ作用によって
より昇圧することになるし、逆に第２のスイッチング素
子Ｑ₂のデューティを小さく（オン時間幅τを短く）し
ていくと、第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が低
下することになる。

【００２７】図４（ａ）において、デューティを変えて
も電圧Ｖｃ₁が略一定であると仮定したときのデューテ
ィとランプ電流Ｉ_Laとの関係を点線で示している。ここ
で、同図中（ａ’）点及び（ｂ’）点は、周波数
ｆ₁’，ｆ₂’におけるデューティが５０％の点を示し
ている。すなわち、図１１に示したような従来例では、
昇圧チョッパ回路１０とインバータ回路１１が独立して
制御されることから調光比を変えても電圧Ｖｃ₁を略一
定にすることができ、例えばデューティを一定（５０
％）にしたままで周波数ｆのみを変えて調光を行うこと
ができる。しかも、異なる周波数ｆ₁’，ｆ₂’におい
てもランプ電流Ｉ_Laは常にデューティが５０％のときに
最大となる。

【００２８】ところが、本実施形態のように昇圧チョッ
パ回路とインバータ回路とで第２のスイッチング素子Ｑ
₂を共用するような回路構成においては、図４（ａ）の
実線で示すように周波数ｆ₁，ｆ₂によってランプ電流
Ｉ_Laが最大となるデューティＡ，Ｂが異なる。つまり、
同じ周波数であれば、デューティが５０％のときよりも
第２のスイッチング素子Ｑ₂のデューティを大きくした
方が、すなわちオン時間幅τを長くした方がランプ電流
Ｉ_Laを大きくすることができる。何故ならば、第２のス
イッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τが長くなることによ
り、交流電源１→整流器２→トランスＴ₁→第２のスイ
ッチング素子Ｑ₂→整流器２→交流電源１の経路で電流
が流れる期間が長くなるため、トランスＴ₁にはより多
くのエネルギが蓄えられ、その蓄えられたエネルギが昇
圧チョッパ動作で第１のダイオードＤ₁を介して第１の
コンデンサＣ₁に流れ込み、その両端電圧Ｖｃ₁が昇圧
されるからである。

【００２９】従って、同じ周波数であれば、図４（ａ）
に示すようにデューティを５０％にして動作させる
（ａ’）点や（ｂ’）点よりも、（ａ）点や（ｂ）点の
方が実質的にランプ電流Ｉ_Laを大きくすることができ
る。いま、仮に（ａ）点における調光比を１００％、
（ｂ）点における調光比を調光範囲の下限とすると、そ
の間の調光範囲内で同様のことが言えるから、（ａ）点
から（ｂ）点に連続的に調光する場合に、周波数ｆだけ
でなくデューティも変えることで常にランプ電流Ｉ_Laが
最大となる点で負荷回路３を動作させることができる。

【００３０】ところで、図３（ａ）に示す調光比１００
％の状態から、デューティを固定したまま周波数ｆのみ
を高くすると（同図（ｂ）参照）、第２のスイッチング
素子Ｑ₂のオン時間幅τが変わらずに出力のみが絞られ
るため、調光に応じてランプ電流Ｉ_Laが絞られるととも
に第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁は略一定か若
干上昇する。また、図３（ａ）に示す状態から、デュー
ティを小さく（オン時間幅τを短く）すると（同図
（ｃ）参照）、調光に応じてランプ電流Ｉ_Laが絞られる
とともに第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁は低下
することになる。しかしながら、図３（ａ）に示す状態
から、同図（ｄ）に示すように周波数ｆを高くするとと
もにデューティとを短くした場合には、同図（ｃ）に示
すようなデューティのみを変える場合に比較して、すな
わち、ランプ電流Ｉ_Laが同じレベルで比較した場合に、
同図（ｃ）の場合よりも電圧Ｖｃ₁がさらに低くなる。
但し、τ₄＜τ₁ではなくτ₄＞τ₁とすることによっ
て第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τを長くす
れば、逆に、調光に応じて電圧Ｖｃ₁を上昇させること
も可能である。つまり、同図（ｄ）に示すように周波数
ｆとデューティの両方を可変する制御を行えば、任意の
ランプ電流Ｉ_Laに対して第１のコンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁を任意の値に設定することができるのである。

【００３１】而して、図４（ａ）点から（ｂ）点へ調光
範囲全域での調光に対して、可変抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2の値を
適切に選択して図３（ｄ）に示すような周波数ｆとデュ
ーティ（第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τ）
を共に可変する制御を行えば、上記調光範囲全域で常に
ランプ電流Ｉ_Laを最大とすることができる。なお、図４
（ｂ）に示すように調光比を小さくするに従って第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が上昇しているが、第
２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τや周波数ｆを
適当に選ぶことで電圧Ｖｃ₁を略一定にすることもでき
るし、又は下げることも可能である。その場合には、第
２のスイッチング素子Ｑ₂のデューティ（オン時間幅
τ）が短くなるように駆動信号を設定すればよい。

【００３２】上述のように本実施形態では、負荷回路３
の出力を可変して放電灯Ｌａを調光する場合に、第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆとデュ
ーティ（第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τ）
の何れか一方だけでなく両方を可変制御する制御回路４
を備えており、調光範囲の略全域で放電灯Ｌａを最大効
率付近で動作させることができ、発光効率がよくなるも
のである。

【００３３】（実施形態２）図５は本発明の実施形態２
を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構成
は実施形態１と共通であるので、共通する部分について
は同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴
となる制御回路４の構成についてのみ説明する。

【００３４】本実施形態の制御回路４では、単安定マル
チバイブレータＣＮ₂に接続される抵抗Ｒ_T2を可変抵抗
から固定抵抗に変更するとともに、無安定マルチバイブ
レータＣＮ₁と可変抵抗Ｒ_T1の接続点と、単安定マルチ
バイブレータＣＮ₂とコンデンサＣ_T2の接続点との間に
抵抗Ｒ_T3が接続されており、１つの可変抵抗Ｒ_T1の抵抗
値を変えることで第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆと第２のスイッチング素子Ｑ₂の
オン時間幅τとを両方とも可変可能とした点に特徴があ
る。

【００３５】すなわち、実施形態１の制御回路４では、
無安定マルチバイブレータＣＮ₁に接続されたコンデン
サＣ_T1と可変抵抗Ｒ_T1の時定数で周波数ｆが決められ、
単安定マルチバイブレータＣＮ₂に接続されたコンデン
サＣ_T2と可変抵抗Ｒ_T2の時定数で第２のスイッチング素
子Ｑ₂のオン時間幅τが決められているが、本実施形態
ではコンデンサＣ_T2の充電電荷が可変抵抗Ｒ_T1と抵抗Ｒ
_T3とを介しても放電されるため、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値
に応じて時定数が変化し、第２のスイッチング素子Ｑ₂
のオン時間幅τを可変することができる。但し、オン時
間幅τは調光比の低下に応じて短くする方向にのみ可変
可能である。なお、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値に応じて周波
数ｆを可変可能であることは言うまでもない。

【００３６】而して、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を変えるこ
とにより、図６（ａ），（ｂ）に示すように周波数ｆ
（周期Ｔ₁，Ｔ₂）とオン時間幅τ₁，τ₂を共に変化
させることができるため、抵抗Ｒ_T3の抵抗値を適当に選
択すれば、調光比に応じて負荷回路３を常に最大効率付
近で動作させることが可能となる。上述のように本実施
形態によれば、実施形態１では２つの可変抵抗Ｒ_T1，Ｒ
_T2が用いられていたのに対し、１つの可変抵抗Ｒ_T1のみ
で周波数ｆとオン時間幅τの２つの制御量を可変可能で
あり、実施形態１に比較して制御回路４を構成する部品
が少なくて済むという利点がある。

【００３７】（実施形態３）図７は本発明の実施形態３
を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構成
は実施形態１と共通であるので、共通する部分について
は同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態で
は、負荷回路３に流れる負荷電流（放電灯Ｌａに流れる
ランプ電流Ｉ_La）に応じた電圧と、動作電圧Ｖ_CCを分圧
抵抗Ｒ₁，Ｒ₂で分圧して得られる閾値Ｖｒとの差をオ
ペアンプＯＰから成る比例積分器にて比例積分し、その
出力を抵抗Ｒ₄を介してコンデンサＣ_T2に入力するよう
にしてある。なお、オペアンプＯＰの反転入力端と出力
端との間には比例積分器を構成するための抵抗Ｒ₃とコ
ンデンサＣ₄が並列に接続されている。また、低電位側
の分圧抵抗Ｒ₂は、調光レベルが任意に設定可能なよう
に可変抵抗としている。

【００３８】而して、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値によって周
波数ｆが決定され、可変抵抗Ｒ₂の抵抗値によって出力
であるランプ電流Ｉ_Laが決定される。このとき、第２の
スイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τは、オペアンプＯ
Ｐの出力に応じてコンデンサＣ_T2の電圧が変化すること
で自動的に決定される。すなわち、本実施形態では、周
波数ｆとランプ電流Ｉ_Laの最大出力との関係が予め判っ
ているような場合に第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン
時間幅τを調整することなく制御できるので、調整が簡
単になるという利点がある。また、周囲温度の変化によ
って放電灯Ｌａの出力特性が異なるような場合や、異な
る特性の放電灯Ｌａに対する場合に調光範囲の略全域で
放電灯Ｌａを最大効率付近で動作させることができる。

【００３９】（実施形態４）図８は本発明の実施形態４
を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構成
は実施形態２と共通であるので、共通する部分について
は同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴
となる制御回路４の構成についてのみ説明する。本実施
形態の制御回路４では、単安定マルチバイブレータＣＮ
₂に接続されているコンデンサＣ_T2と抵抗Ｒ_T2の接続点
と、第１のコンデンサＣ₁の高電位側との間に抵抗Ｒ_T4
を接続している点に特徴があり、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値
を変えて調光を行っているときに、例えば、交流電源１
の電源電圧Ｖｓが変動するなどの外乱で第１のコンデン
サＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が本来任意に設定した軌跡にの
らない場合に、それを補正することができる。

【００４０】すなわち、電源変動などで電源電圧Ｖｓが
大きくなった場合、その増加分に応じて第１のコンデン
サＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁も上昇するが、この両端電圧Ｖ
ｃ₁の上昇に伴って第１のコンデンサＣ₁から抵抗Ｒ_T4
を介してコンデンサＣ_T2に電流が流れ込むので、第２の
スイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τが短くなって第１
のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁の変動（上昇）が抑
制されることになる。なお、第２のスイッチング素子Ｑ
₂のオン時間幅τのみを短くすると負荷回路３の出力が
若干小さくなるので、その場合には周波数ｆを低くする
ことで出力を補正するようにすればよい。

【００４１】逆に電源電圧Ｖｓが低下した場合には、そ
の低下分に応じた第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ
₁の変化によって第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時
間幅τを長くして、上記両端電圧Ｖｃ₁を略一定に保つ
ことができるとともに負荷回路３の出力の変動を抑制す
ることができる。上述のように本実施形態によれば、電
源変動による負荷回路３の出力や第１のコンデンサＣ₁
の両端電圧Ｖｃ₁の変動、あるいは放電灯Ｌａの周囲温
度特性による上記両端電圧Ｖｃ₁の変動などを低減する
ことできる。

【００４２】（実施形態５）図９は本発明の実施形態５
を示す概略回路図である。本実施形態は、実施形態１の
構成に対して小容量のコンデンサＣ₂を整流器２の低電
位側の出力端とコンデンサＣ₁の低電位側の端子の間に
挿入接続したものである。本実施形態においては、整流
器２の出力端間にコンデンサＣ₁，Ｃ₂が直列に接続さ
れていることになるが、コンデンサＣ₂の容量がコンデ
ンサＣ₁の容量に比べて充分に小さいため、等価的にコ
ンデンサＣ₂を整流器２の出力端間に接続したものとみ
なせる。

【００４３】ここで、本実施形態の基本的な動作につい
て説明する。まず、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン
の時にはコンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第２のスイッ
チング素子Ｑ₂の経路で電流が流れる。このとき、コン
デンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は実施形態１の場合と同様
にトランスＴ₁の漏れインダクタンスとの共振によって
上昇する。そして、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオフ
すると、トランスＴ₁→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ
₁→コンデンサＣ₂→トランスＴ₁の経路で電流が流れ
続け、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂がさらに上昇す
る。

【００４４】次に第１のスイッチング素子Ｑ₁がオンす
るとトランスＴ₁の漏れインダクタンスとコンデンサＣ
₂，Ｃ₃の共振により、コンデンサＣ₂→コンデンサＣ
₁→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁→コン
デンサＣ₂の経路で共振電流が流れる。このとき、コン
デンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は減少し始め、やがて交流
電源１の電源電圧Ｖｓよりも低くなれば、交流電源１→
整流器２→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁
→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れ、交流電源
１から入力電流Ｉ_inが引き込まれる。そして、第１のス
イッチング素子Ｑ₁がオフすると交流電源１→整流器２
→コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₂→トランスＴ₁→整
流器２→交流電源１の経路で電流が流れ続け、電流がゼ
ロになると最初の第２のスイッチング素子Ｑ₂がオンの
状態に戻る。このとき、第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフに伴ってコンデンサＣ₂に流
れる充放電電流は実施形態１の場合と全く同じであり、
同様の動作によって交流電源１の電源電圧Ｖｓの略全域
にわたって入力電流Ｉ_inを流すことができる。したがっ
て、実質上は等価的にコンデンサＣ₂を整流器２の出力
端間に接続したものとみなすことができるのである。

【００４５】ところで本実施形態における制御回路４
は、実施形態２における制御回路４に対して、単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂とコンデンサＣ_T2の接続点と、
コンデンサＣ₂と整流器２の低電位側の出力端とを抵抗
Ｒ₃を介して接続し、コンデンサＣ₂と整流器２の低電
位側の出力端との接続点に現れる電圧を抵抗Ｒ₃を介し
て入力するようにした点に特徴がある。

【００４６】上記コンデンサＣ₂と整流器２の低電位側
の出力端との接続点に現れる電圧は、上述の動作説明か
ら明らかなように電源電圧Ｖｓの０〔Ｖ〕付近で比較的
高くなり、電源電圧Ｖｓのピーク付近で比較的低くなる
ため、電源電圧Ｖｓに応じて周波数ｆ並びに第２のスイ
ッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τを変調することが可能
である。すなわち、本回路構成では電源電圧Ｖｓの０
〔Ｖ〕付近で負荷電流が比較的大きくなる特徴を持つの
で、電源電圧Ｖｓに応じた変調をかけることができれ
ば、ピーク値を抑えた、波高率の低い負荷電流を流すこ
とができるのである。

【００４７】而して、本実施形態では、調光範囲の全域
に渡って負荷電流の波高率を改善することができるとと
もに、放電灯Ｌａの発光効率をより高めることができ
る。（実施形態６）ところで、調光範囲の略全域で放電灯Ｌ
ａを常に最大効率付近で動作させる際の周波数ｆと第２
のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τとの関係は放電
灯Ｌａの特性によって異なる。例えば、図１０に示すよ
うに横軸に周波数ｆ、縦軸にオン時間幅τをとったとき
に、点Ａを調光比１００％、点Ｂ〜Ｄを各々特性の異な
る放電灯Ｌａの調光下限とし、調光比を変えた場合に各
放電灯Ｌａのランプ電流Ｉ_Laが点Ａと点Ｂ〜Ｄを結ぶ曲
線Ｓ₁〜Ｓ₃に沿ってそれぞれ推移することになる。

【００４８】そこで、曲線Ｓ₁に沿って推移する放電灯
から曲線Ｓ₂に沿って推移するような放電灯に取り替え
た場合、制御回路４において第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆと第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅τとの制御の関係を曲線Ｓ₁から曲線
Ｓ₂に切り換えることで、特性の異なる放電灯に対して
も常に最大効率付近で動作させることができる。例え
ば、曲線Ｓ₁上の点（ｂ）で所定の調光比における最大
効率付近で動作する放電灯を、曲線Ｓ₂に沿って推移す
る放電灯に取り替えた場合には、曲線Ｓ₂上の点（ｃ）
に動作点を移行することでランプ電流Ｉ_Laが略一定のま
まで放電灯を最大効率付近で動作させることができる。
また、曲線Ｓ₂上の点（ｃ）で所定の調光比における最
大効率付近で動作する放電灯を、曲線Ｓ₃に沿って推移
する放電灯に取り替えた場合には、曲線Ｓ₃上の点
（ｄ）に動作点を移行することでランプ電流Ｉ_Laが略一
定のままで放電灯を最大効率付近で動作させることがで
きる。

【００４９】なお、上述のように周波数ｆとオン時間幅
τとの関係を各曲線Ｓ₁〜Ｓ₃に沿ったものに切り換え
るには、例えば、制御回路４における可変抵抗Ｒ_T1の代
わりに複数の可変抵抗をスイッチにより無安定マルチバ
イブレータＣＮ₁に切換接続する第１の抵抗値切換回路
と、可変抵抗Ｒ_T2の代わりに複数の可変抵抗をスイッチ
により単安定マルチバイブレータＣＮ₂に切換接続する
第２の抵抗値切換回路とを設け、スイッチによって無安
定マルチバイブレータＣＮ₁及び単安定マルチバイブレ
ータＣＮ₂に接続される可変抵抗Ｒ_T11…，Ｒ_T21…の
組を切り換えることで可能となる。

【００５０】上述のように本実施形態によれば、特性の
異なる放電灯Ｌａが接続された場合においても、その特
性に合わせて調光範囲の略全域で放電灯Ｌａを最大効率
付近で動作させることができる。

【００５１】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源の交流出力
を整流する整流器と、平滑用の第１のコンデンサと、該
第１のコンデンサと並列に接続されるとともに高周波で
交互にオン・オフされる一対の第１及び第２のスイッチ
ング要素の直列回路と、該第１及び第２のスイッチング
要素とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイ
オードと、上記第１及び第２のスイッチング要素の接続
点と上記整流器の一方の直流出力端との間に１次巻線が
接続されるトランスと、該トランスの２次巻線に接続さ
れる負荷回路と、上記トランスの１次巻線と整流器の直
流出力端の接続点に一端が接続されるとともに他端が上
記第１のコンデンサの一方の端子に接続され且つ上記第
１又は第２のスイッチング要素のオン・オフに応じて上
記トランスの１次巻線と共振回路を形成する第２のコン
デンサとを備え、上記整流器の直流出力端が、上記第１
のコンデンサの端子のうちで上記交流電源からトランス
と第１及び第２のダイオードの何れか一方と第１のコン
デンサとを介して電流の流れる経路が形成される側の端
子に接続されて成り、負荷回路の出力に応じて上記第１
及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数とオン
時間幅とを共に可変して上記負荷回路出力の可変範囲の
略全域で該負荷回路を最大効率付近で動作させる制御手
段を備えたので、オン・オフ周波数とオン時間幅とを共
に可変することによって負荷出力の可変範囲の略全域で
負荷回路を最大効率付近で動作させることができ、特に
負荷が放電灯の場合には回路の発光効率を向上させるこ
とができるという効果がある。

【００５２】請求項２の発明は、上記制御手段が、コン
デンサと可変抵抗の時定数回路を有する無安定マルチバ
イブレータと、コンデンサと可変抵抗の時定数回路を有
し上記無安定マルチバイブレータの出力が入力される単
安定マルチバイブレータと、該単安定マルチバイブレー
タからの出力に基づいて第１及び第２のスイッチング要
素をオン・オフする駆動信号を出力する駆動回路とを備
えて成るので、簡単な回路構成によってオン・オフ周波
数とオン時間幅の両方を可変することができるという効
果がある。

【００５３】請求項３の発明は、上記制御手段が、コン
デンサと可変抵抗の時定数回路を有する無安定マルチバ
イブレータと、コンデンサと抵抗の時定数回路を有し上
記無安定マルチバイブレータの出力が入力される単安定
マルチバイブレータと、該単安定マルチバイブレータか
らの出力に基づいて第１及び第２のスイッチング要素を
オン・オフする駆動信号を出力する駆動回路とを備え、
無安定マルチバイブレータに接続された可変抵抗と単安
定マルチバイブレータに接続されたコンデンサとを抵抗
にて接続して成るので、無安定マルチバイブレータに接
続された可変抵抗の抵抗値を変えることでオン・オフ周
波数とオン時間幅の両方を可変できて回路構成が簡略化
できるという効果がある。

【００５４】請求項４の発明は、上記制御手段が、コン
デンサと可変抵抗の時定数回路を有する無安定マルチバ
イブレータと、コンデンサと抵抗の時定数回路を有し上
記無安定マルチバイブレータの出力が入力される単安定
マルチバイブレータと、該単安定マルチバイブレータか
らの出力に基づいて第１及び第２のスイッチング要素を
オン・オフする駆動信号を出力する駆動回路と、上記負
荷回路の出力と可変抵抗により可変可能な閾値との差を
比例積分するオペアンプとを備え、該オペアンプの出力
を上記単安定マルチバイブレータに接続されたコンデン
サに入力して成るので、単安定マルチバイブレータの時
定数に応じたスイッチング要素のオン時間幅が負荷回路
の出力に応じて自動的に決定されるために調整が容易に
行えるとともに、周囲温度の変化や負荷の特性が異なる
場合であっても常に最大効率付近で動作させることがで
きるという効果がある。

【００５５】請求項５の発明は、上記第１のコンデンサ
の高電位側の一端と、上記単安定マルチバイブレータに
接続されたコンデンサと抵抗の接続点とを抵抗を介して
接続したので、電源電圧の変動による負荷回路の出力や
第１のコンデンサの両端電圧の変動、あるいは負荷の温
度特性による第１のコンデンサの両端電圧の変動を低減
することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す概略回路図である。

【図２】同上の具体回路図である。

【図３】同上の動作を説明するための信号波形図であ
る。

【図４】同上の動作を説明するための図である。

【図５】実施形態２を示す回路図である。

【図６】同上の動作を説明するための信号波形図であ
る。

【図７】実施形態３を示す回路図である。

【図８】実施形態４を示す概略回路図である。

【図９】実施形態５を示す概略回路図である。

【図１０】実施形態６の動作を説明するための説明図で
ある。

【図１１】従来例を示す概略回路図である。

【図１２】他の従来例を示す概略回路図である。

【図１３】同上の動作を説明するための説明図である。

【図１４】同上の動作を説明するための説明図である。

【図１５】同上の動作を説明するための説明図である。

【図１６】同上の動作を説明するための説明図である。

【図１７】同上の動作を説明するための説明図である。

【図１８】同上の動作を説明するための波形図である。

【図１９】同上の動作を説明するための波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流器３負荷回路４制御回路Ｑ₁，Ｑ₂ スイッチング素子Ｄ₁ 第１のダイオードＤ₂ 第２のダイオードＣ₁ 第１のコンデンサＣ₂ 第２のコンデンサＴ₁ トランスＬａ放電灯

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の交流出力を整流する整流器
と、平滑用の第１のコンデンサと、該第１のコンデンサ
と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン・オフ
される一対の第１及び第２のスイッチング要素の直列回
路と、該第１及び第２のスイッチング要素とそれぞれ逆
並列に接続される第１及び第２のダイオードと、上記第
１及び第２のスイッチング要素の接続点と上記整流器の
一方の直流出力端との間に１次巻線が接続されるトラン
スと、該トランスの２次巻線に接続される負荷回路と、
上記トランスの１次巻線と整流器の直流出力端の接続点
に一端が接続されるとともに他端が上記第１のコンデン
サの一方の端子に接続され且つ上記第１又は第２のスイ
ッチング要素のオン・オフに応じて上記トランスの１次
巻線と共振回路を形成する第２のコンデンサとを備え、
上記整流器の直流出力端が、上記第１のコンデンサの端
子のうちで上記交流電源からトランスと第１及び第２の
ダイオードの何れか一方と第１のコンデンサとを介して
電流の流れる経路が形成される側の端子に接続されて成
り、負荷回路の出力に応じて上記第１及び第２のスイッ
チング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可
変して上記負荷回路出力の可変範囲の略全域で該負荷回
路を最大効率付近で動作させる制御手段を備えたことを
特徴とする電源装置。
【請求項２】上記制御手段は、コンデンサと可変抵抗
の時定数回路を有する無安定マルチバイブレータと、コ
ンデンサと可変抵抗の時定数回路を有し上記無安定マル
チバイブレータの出力が入力される単安定マルチバイブ
レータと、該単安定マルチバイブレータからの出力に基
づいて第１及び第２のスイッチング要素をオン・オフす
る駆動信号を出力する駆動回路とを備えて成ることを特
徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】上記制御手段は、コンデンサと可変抵抗
の時定数回路を有する無安定マルチバイブレータと、コ
ンデンサと抵抗の時定数回路を有し上記無安定マルチバ
イブレータの出力が入力される単安定マルチバイブレー
タと、該単安定マルチバイブレータからの出力に基づい
て第１及び第２のスイッチング要素をオン・オフする駆
動信号を出力する駆動回路とを備え、無安定マルチバイ
ブレータに接続された可変抵抗と単安定マルチバイブレ
ータに接続されたコンデンサとを抵抗にて接続して成る
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】上記制御手段は、コンデンサと可変抵抗
の時定数回路を有する無安定マルチバイブレータと、コ
ンデンサと抵抗の時定数回路を有し上記無安定マルチバ
イブレータの出力が入力される単安定マルチバイブレー
タと、該単安定マルチバイブレータからの出力に基づい
て第１及び第２のスイッチング要素をオン・オフする駆
動信号を出力する駆動回路と、上記負荷回路の出力と可
変抵抗により可変可能な閾値との差を比例積分するオペ
アンプとを備え、該オペアンプの出力を上記単安定マル
チバイブレータに接続されたコンデンサに入力して成る
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】上記第１のコンデンサの高電位側の一端
と、上記単安定マルチバイブレータに接続されたコンデ
ンサと抵抗の接続点とを抵抗を介して接続したことを特
徴とする請求項３記載の電源装置。