JP3553266B2 - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本発明の先行技術として、特願平７−７３７５４号に示されるものがある。
図１１は先行技術を示す回路図、図１２は同じく作用を示す簡略等価回路図、図１３は同じく各部の電流、電圧波形図である。
【０００３】
この先行技術は、商用交流電源１にチョークコイルＬ１ 及びコンデンサＣ１ 等からなるフィルタ回路２が接続され、このフィルタ回路２に整流回路３が接続されている。整流回路３は例えば高速スイッチング性のダイオードを含んで形成されている。整流回路３の出力端間には、第１のスイッチング素子４及び第２のスイッチング素子５が互いに直列に接続されている。これらのスイッチング素子４，５は、例えば、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）ＱＡ ，ＱＢ からなるもので、寄生ダイオードを各々逆電流通流用のダイオードとして利用する構成とされている。これらのスイッチング素子４，５によるスイッチング回路６は、整流回路３を主体とする電源回路７から整流された出力端間電圧ＤＣが供給される。
【０００４】
また、第２のスイッチング素子５と並列的関係になるように、インダクタＬ２ としてのリーケッジ形絶縁トランスの１次巻線Ｎ２１及び第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）ＣＡ が接続されている。この第１のコンデンサＣＡ は整流回路３の出力電圧の一部を供給され、この電圧を平滑するような十分大きな容量に設定されている。
【０００５】
インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２には蛍光ランプ８が接続されている。この蛍光ランプ８のフィラメント間には、フィラメント予熱用兼共振用のコンデンサＣ２ ３が接続されている。インダクタＬ２ のリーケッジインダクンスは蛍光ランプ８の限流インピーダンスとしても作用する。また、インダクタとフィラメント予熱兼共振用のコンデンサＣ２ とは直列共振する。
【０００６】
また、第１のスイッチング素子４に対しては、インダクタＬ２ を介して第２のコンデンサＣＢ が並列的に接続されている。この第２のコンデンサＣＢ の容量は第１のコンデンサＣＡ の容量に比べて極端に小さく、インダクタＬ２ のインダクタンスとスイッチング素子４，５のスイッチング周波数において直列共振する値が選定されており、ＬＣ直列共振回路９を形成している。これらのスイッチング回路６、第１のコンデンサＣＡ 及びＬＣ直列共振回路９によりインバータ回路１０が構成されている。
【０００７】
スイッチング素子４，５のオン・オフを制御するスイッチング制御手段１１は、スイッチング素子４，５を例えば略一定で、整流回路３の出力周波数より高い周波数でオン・オフする。また、整流回路３の出力電圧の波高値が大きい期間には、第１のスイッチング素子４のオン期間を小さく、波高値が小さい期間にはオン期間を大きくするように、整流回路３の出力電圧（脈流電圧）のピーク値に沿って連続的に変化させている。従って、第２のスイッチング素子５のオン期間は、これと逆の関係で変化する。具体的には、整流回路３の出力電圧を検知する検知手段１２と、この検知手段１２の検知電圧に応じてオン期間を変化させる発振手段１３とを設けている。発振手段１３としては、例えば、パルス幅変調機能とスイッチング素子駆動機能とを備えている。
【０００８】
次に、作用について説明する。最初に、整流回路３の出力電圧（脈流電圧）の波高値が大きい期間について説明する。この期間では、スイッチング制御手段１１が検知電圧に応じて第１のスイッチング素子４をそのオン期間が相対的に小さくなるように制御する。
【０００９】
まず、図１２（ａ）に示す期間ａにおいては、第１のコンデンサＣＡ 、第２のスイッチング素子５及びインダクタＬ２ の閉回路が形成される。このため、第１のコンデンサＣＡ に蓄積されていた電荷がこの閉回路を放電する。
【００１０】
図１２（ｂ）に示す期間ｂにおいては、第２のスイッチング素子５がオフし、第１のスイッチング素子４はその寄生ダイオードがオンする。これにより、インダクタＬ２ 及び第２のコンデンサＣＢ が直列共振する。これによって、第２のコンデンサＣＢ 、インダクタＬ２ の電圧には共振電圧が現れる。また、第２のコンデンサＣＢ と第１のコンデンサＣＡ との両端電圧にも共振電圧が現れる。この共振電圧のピーク値は、インダクタＬ２ の蓄積エネルギー、即ち、上記期間ａの最後に第２のスイッチング素子５に流れている電流値及び第２のコンデンサＣＢ の両端電圧値によって決定される。
【００１１】
図１２（ｃ）に示す期間ｃにおいては、第１のスイッチング素子４がオンし、共振電流が極性反転して逆向きの共振電流が流れる。上記期間ｂ，ｃにおける共振電圧の波高値は、共振回路の抵抗成分が小さいので、非平滑直流電圧より大きくなる。即ち、昇圧される。
【００１２】
図１２（ｄ）に示す期間ｄにおいては、共振電圧が低下して第２のコンデンサＣＢ 及び第１のコンデンサＣＡ の両端電圧も低下しようとするから、整流回路３から第１のコンデンサＣＡ 、インダクタＬ２ 及び第１のスイッチング素子４を介して電流が流れる。
【００１３】
図１２（ｅ）に示す期間ｅにおいては、第１のスイッチング素子４がオフし、第２のスイッチング素子５の寄生ダイオードがオンして、インダクタＬ２ の蓄積エネルギーにより第２のスイッチング素子５の寄生ダイオード及び第１のコンデンサＣＡ に電流が流れる。この期間ｄ，ｅの電流により第１のコンデンサＣＡ が充電される。そして、期間ａの状態に戻る。
【００１４】
次に、非平滑直流電圧の波高値が小さい期間は、スイッチング制御手段１１が検知電圧に応じて、第１のスイッチング素子４のオン期間が相対的に大きくなるように制御する。この場合の回路動作も基本的には図１２の場合と同様で、図１２（ａ）〜（ｅ）の動作を各スイッチング素子４，５のオン・オフに応じて繰返し行う。なお、この場合、共振電圧の波高値が大きくなる。これは、非平滑直流電圧の波高値が小さい期間には、この波高値に応じて第２のコンデンサＣＢ に充電されている電圧が小さくなり、この分、第２のコンデンサＣＢ に流れ込む電流、即ち、期間ｂにおける初期の共振電流値が大きくなるためである。従って、非平滑直流電圧の波高値が低くなる期間には、より昇圧でき、非平滑直流電圧の谷部を持ち上げることができる。これにより、この波高値が小さくなる期間も第１，２のコンデンサＣＡ ，ＣＢ の両端電圧値を整流回路３の出力電圧値よりも小さくして、整流回路３から期間ｄの電流を流すことができる。一方、波高値が小さい期間には第２のスイッチング素子５のオン期間が相対的に小さくなっている。これにより、第２のスイッチング素子５に流れる電流値が相対的に小さい段階で遮断される。これは、期間ｂにおける初期の共振電流値を小さくするように作用するから、前述のように第２のコンデンサＣＢ の充電電圧との関係で共振電圧が大きくなるものの、極端に昇圧して谷部の電圧値を過度に大きくすることはない。
【００１５】
このような作用により、インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２に高周波交流電圧を誘起して、蛍光ランプ８を高周波点灯させる。そして、交流電源１からの入力電流Ｉｉｎは図１３（ａ）に示すようになる。これは、上述したように、各スイッチング素子４，５のオン・オフに応じて図１２（ａ）〜（ｅ）の動作を繰返し、期間ｄにおける整流回路３からの電流が流れるからである。従って、この電流が、入力力率を高めるとともに、入力電流の低歪に寄与する。なお、入力電流の高周波成分はフィルタ回路２により吸収される。
【００１６】
また、整流回路３の出力端間電圧Ｖｄｃは図１３（ｂ）に示すようになる。さらに、蛍光ランプ８の電流ＩＦＬは図１３（ｃ）に示すようになり、第１のコンデンサＣＡ により平滑されている結果、その包絡線は非平滑直流電圧のリップルを減少したものになる。図１３（ｂ）において、正弦波の白い部分が整流回路３の非平滑直流電圧を示し、正弦波に重畳されている部分が共振により昇圧された電圧を示している。この出力端間電圧Ｖｄｃをより平滑化させるには、スイッチング素子４，５のオン期間の制御を調整すればよい。
【００１７】
このような電源装置は、低歪複合形インバータに好適であるが、低周波交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路３としては、スイッチング素子４，５側の高周波動作に追従し得るように高速スイッチング性を持つ高周波用ダイオードを含んで構成される。
【００１８】
上述したように、図１１に示す放電灯点灯装置は入力力率の向上及び入力電流の歪みの低減を図る上で極めて有益なものである。
【００１９】
また、このような先行技術を踏まえ、さらに改良して、比較的簡単な構成で出力電圧を所望に変化できるように構成した放電灯点灯装置も提案されている。
図１４は、改良された先行技術を示す回路図である。図１１等で示した部分と同一機能ないしは同等の機能を果たす部分には、同一符号を用いて示す。まず、図１４に示す構成例では、第１，２のスイッチング素子４，５としてバイポーラトランジスタＱＡ′ ，ＱＢ′ が用いられており、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ が逆並列に接続されている。また、インダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１に直列に可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ が接続されている。これにより、第１のコンデンサＣＡ は第１のスイッチング素子４のオン期間に整流回路３からの出力電流により充電される。また、第２のスイッチング素子５のオン期間にインダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１及び可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ 及び第２のスイッチング素子５を介して充電電荷を放電する。このような充放電の繰返しにより、整流回路３の出力電圧の一部を平滑する。
【００２０】
直列共振回路９はインダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１、相対的に小容量の第２のコンデンサＣＢ 及び可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ を含んでいる。これによりインダクタＬ２ 及び第２のコンデンサＣＢ が第１，２のスイッチング素子４，５のオン・オフに応じて直列共振する。インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２を利用した出力回路は、２次巻線Ｎ２２とコンデンサＣ２ とによる直列共振による共振電圧を負荷である蛍光ランプ８に供給して付勢するものである。
【００２１】
可飽和変流手段ＣＴの２つの２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２は各々スイッチング制御手段１１中に挿入されている。１４は飽和時間変化手段で、可飽和変流手段ＣＴの飽和時間を変化させるものである。ここに、スイッチング制御手段１１にあっては、第１，２のトランジスタＱＡ′ ，ＱＢ′ のベース・エミッタ間に設けられた抵抗Ｒ１ 〜Ｒ４ 、ダイオードＤ２ ，Ｄ３ 、可飽和変流手段ＣＴの各々の２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２及び飽和時間変化手段１４中のインピーダンス装置１５，１６を有している。抵抗Ｒ２ 及びダイオードＤ２ の直列回路、抵抗Ｒ４ 及びダイオードＤ３ の直列回路は各々インピーダンス装置１５，１６の放電経路を形成する。
【００２２】
飽和時間変化手段１４は、第１，２のインピーダンス装置１５，１６と、これらのインピーダンス装置１５，１６の容量を変化させるインピーダンス制御手段１７とを有する。各インピーダンス装置１５，１６はスイッチング制御手段１１内において、可飽和変流手段ＣＴの各２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２と直列に接続されている。インピーダンス制御手段１７は例えば蛍光ランプ８の始動シーケンスに応じてタイマ制御されるものが用いられている。
【００２３】
このような構成において、動作的には基本的に図１１の場合に準じて制御される。ここに、図１４に示す構成例の場合、例えば、タイマにより制御される蛍光ランプ８のフィラメント予熱時には、第１のスイッチング素子４側のインピーダンス装置１５の容量を「中」程度にし、第２のスイッチング素子５側のインピーダンス装置１６の容量を「小」程度に可変する。これにより、第１のスイッチング素子４のオン期間を「中」程度にし、第１のコンデンサＣＡ の充電量を「中」程度にして出力回路（第２巻線Ｎ２２）からの出力電圧をある程度制限する。一方、他方のインピーダンス装置１６の容量を「小」にして第２のスイッチング素子５のオン時間を「小」としている。このように、第１のスイッチング素子４のオン期間を「中」、第２のスイッチング素子５のオン期間を「小」とすることにより、インバータ回路１０における発振周波数は相対的に大きなものとなる。これにより、２次巻線Ｎ２２及びコンデンサＣ２ の直列共振回路の出力電圧も相対的に小さいものとなる。これらの作用により、蛍光ランプ８は始動することなく、フィラメントが予熱される。
【００２４】
その後、タイマにより制御される始動時になると、インピーダンス装置１５の容量が「中」程度とされ、インピーダンス装置１６の容量が「大」程度とされる。これにより、第２のスイッチング素子５のオン時間が相対的に大きくなる。従って、２次巻線Ｎ２２及びコンデンサＣ２ の直列共振回路の出力電圧が大きくなり、蛍光ランプ８は始動点灯する。
【００２５】
蛍光ランプ８が点灯した後は、インピーダンス装置１５，１６の双方の容量を「大」程度とする。これにより、第１のコンデンサＣＡ の充電量を大きくし、その両端電圧を大きくするとともに、発振周波数を相対的に小さくすることで、蛍光ランプ８の通常点灯に必要な電力を供給する。
【００２６】
これによれば、始動点灯時の２次電圧の制御と、点灯後の制御とがなされる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
図１５はインピーダンス装置１６付近の構成の一例を示す回路図である。図において、インピーダンス装置１６はコンデンサＣ３ とコンデンサＣ４ との並列回路と、コンデンサＣ４ に直列に接続された、例えば、ＦＥＴ構成のトランジスタＱ１ とにより構成されている。ここに、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間電位ＶＧＳによって定まるトランジスタＱ１ のゲインにてインピーダンス装置１６全体の容量が可変されることにより、上述したような制御がなされる。
【００２８】
ところが、従来にあっては、２次電圧の制御と点灯時の制御とを同一ゲインで行っており、不都合を生ずる。後述する図２を参照すれば、同一ゲインで制御を行った場合の整流回路３で整流後の直流電圧ＶＤＣとトランジスタＱ１ のゲート・ソース間電位ＶＧＳとの関係を示すと、細線で示すような特性となる。よって、本来的に、始動点灯時であれば直流電圧ＶＤＣの変動に応じた高いゲイン制御が要望され、点灯後の２次電圧に関しては直流電圧ＶＤＣの変動に関係のない固定的なゲイン制御あるいは低いゲイン制御が要望されるが、このような要望に応えられない制御となってしまう。例えば、図２において、太線で示す特性が必要とする制御特性であるとすると、同一ゲインによる制御の場合、過剰な制御になったり（始動点灯時のＶｉｎ９０％）、制御が効かなくなったりする（始動点灯時のＶｉｎ１１０％、２次電圧に関するＶｉｎ１００％，１１０％）。
【００２９】
そこで、本発明は、コンデンサの両端電圧の影響を受けて電源回路の出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変動するような場合おいて、負荷時と無負荷時とでともに適正なゲインを与える制御が可能な電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続され出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値を所定の基準値と比較して検出値がこの基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを折線特性を持って切り換えるゲイン切換回路と；を備えている。
【００３１】
請求項２記載の発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続されて出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値が所定の基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを異なる制御特性に基づき制御するゲイン切換回路と；を備えている。
【００３２】
これらの発明において、インバータ回路としては、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力する形式のものであればよく、各種形式のものを用い得る。好適には、低歪複合形インバータ回路が好ましい。インバータ回路に直流的な出力端間電圧を供給する電源回路も、充放電を繰り返すコンデンサの両端電圧の影響を受けて、その出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変化するものが対象となる。例えば、請求項３記載の発明のように、負荷である放電灯の始動点灯時と２次電圧発生時とで２次電圧発生時のほうが高くなるように出力端間電圧が変化する電源回路が対象となる。ゲイン切換回路中の検出部としては、電源回路から得られる出力端間電圧の変化を直接的に電圧として検出するものはもちろん、例えば、出力端間電圧の変化に相当するランプ電流の変化を検出することにより結果として出力端間電圧の変化を検出するものであってもよい。ゲイン切換回路によるゲイン切換えは、基準値対応で折線的にゲイン特性を切換えるものであればよく、折線部を境に片側がゲイン制御なしの固定的な制御となる場合であってもよい。以上の事項は、以下の発明についても同様である。
【００３３】
これらの発明においては、電源回路の出力端間電圧の変化が検出部により検出され、その検出値を所定の基準値と比較し、両者の大小関係に応じてゲインを切り換えているので、負荷である放電灯の始動点灯時（負荷時）と点灯後の２次電圧（無負荷時）とに関して、各々適正なゲインを与える制御が行われる。よって、過制御や不足制御のない適正な制御が可能となる。
【００３４】
請求項４記載の発明は、低周波交流電源の出力電圧を整流した非平滑直流電圧を出力端間電圧として出力する整流回路を含み、出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変化する電源回路と；互いに直列的に設けられた第１及び第２のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子に整流回路の出力端間電圧が印加されるスイッチング回路と；各スイッチング素子を高周波で交互にオン・オフ制御するスイッチング制御手段と；第１のスイッチング素子のオン期間に第１のスイッチング素子を介して整流回路からの出力電流が供給されて充電するとともに、第２のスイッチング素子のオン期間に充電電荷を第２のスイッチング素子を介して放電することにより、平滑作用を行う第１のコンデンサと；第１のコンデンサの充電電流及び放電電流が通流する経路に設けられたインダクタと、スイッチング回路の各スイッチング素子のオン・オフに応じてインダクタと直列共振する第２のコンデンサとを含み、直列共振の共振電圧により第１のコンデンサの両端電圧値を整流回路の出力端間電圧値より低下させる直列共振回路と；直列共振回路による共振電圧を負荷装置に供給して付勢する出力回路と；直列共振回路による共振電流に応じてスイッチング制御手段を制御する可飽和変流手段と；可飽和変流手段の飽和時間を変化させる飽和時間変化手段と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する電圧検出部を含み、電圧検出部で検出される出力端間電圧が所定の基準値を超えるか否かにより飽和時間変化手段を異なる制御特性に基づき動作させる制御切換回路と；を備えている。
【００３５】
本発明においては、請求項１ないし３記載の発明中のインバータ回路や、ゲイン切換回路の構成の一例が明らかにされている。まず、インバータ回路を構成するスイッチング回路と第１のコンデンサと直列共振回路と出力回路と可飽和変流手段とが明示されている。また、ゲイン切換回路を構成する飽和時間変化手段と制御切換回路とが明示されている。ここに、スイッチング回路中のスイッチング素子としては、どのようなものでもよく、例えば、電界効果型トランジスタを用いることができる。この場合、電界効果型トランジスタがその構成上内蔵している寄生ダイオードを逆電流通流用に利用することができる。また、バイポーラ形のトランジスタのようにコレクタ・エミッタ間に寄生ダイオードを内蔵しないスイッチ素子を用いる場合であれば、導通方向を逆にしてダイオードをコレクタ・エミッタ間に並列接続すればよい。また、本発明においては、一対のスイッチング素子を交互にオン・オフするが、実質的に両スイッチング素子が同時にオフしている期間が存在していてもいなくてもよい。また、一対のスイッチング素子をオン・オフする周波数は低周波交流電源の周波数よりも高いものであり、数ｋＨｚ以上が好適であり、さらには、可聴周波数以上の２０ｋＨｚ以上であることがより好ましい。また、スイッチング制御手段は、全てが可飽和変流手段の一部で構成されていてもよいし、一部に可飽和変流手段の一部を含むように構成されていてもよい。さらに、本発明において、「直列的」とは、他の電気部品が介在している場合と、介在していない場合との両方を含む意味である。
【００３６】
また、「非平滑直流電圧」とは、実質的に平滑されていない脈流電圧を意味し、脈流電圧の谷部が僅かに持上げられているような電圧を含む。整流回路は、正出力端を挾む２辺及び負出力端を挾む２辺のうちの少なくとも一方の２辺の高速スイッチング性のダイオードを用いた全波整流器とすることが好ましい、しかし、低速スイッチング性のダイオードで整流回路を構成し、高速スイッチング性のダイオードを別に設けるようにしてもよい。また、第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）が第１のスイッチング素子のオン期間に電源回路からの出力電流を供給されて充電するとは、電源回路からの出力電流により直接充電する場合を含む他、整流回路からの電流により蓄積されたインダクタのエネルギーにより充電する場合も含む。
【００３７】
さらに、インダクタと直列共振する第２のコンデンサは直列共振回路を形成できればどこに設けてもよい。例えば、第１のスイッチング素子及びインダクタの直列回路と並列的に設けることができる。また、整流回路の出力端間に接続してもよい、さらには、第２のコンデンサの一部又は全部を整流回路の一方の出力端と一対のスイッチング素子との間に設けてもよい。また、複数個のコンデンサを組み合わせて第２のコンデンサとしてもよい。さらには、インダクタは第２のコンデンサとともに共振し得るものであればよく、例えば、チョークコイル、トランス等を使用できる。
【００３８】
また、可飽和変流手段は、少なくとも共振電流に応じてスイッチング制御手段を制御できればよく、その挿入位置は、インダクタと直列、出力回路側等、任意である。しかし、簡単な構成で共振電流が流れない期間も第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフできる点で、共振電流及び第１のコンデンサの充放電電流の全てが流れる位置に設けるのが好ましい。また個数は１個でもスイッチング素子に対応して複数個設けてもよい。
【００３９】
さらに、飽和時間変化手段は、要は、可飽和変流手段の飽和時間を変化できればよく、可飽和変流手段から見た出力インピーダンス値を変化させる、直流励磁量を変化させる等の手段を用いることができる。飽和時間変化手段によって第１及び第２のスイッチング素子の両方のオン期間を制御するか、何れか一方のみのオン期間を制御するかは任意である。より具体的には、請求項５記載の発明のように、飽和時間変化手段が、可飽和変流手段の負荷となるように設けられたインピーダンス値可変のインピーダンス装置と；インピーダンス装置のインピーダンス値を変化させるインピーダンス制御手段と；を有している。この場合のインピーダンス装置は、抵抗、コンデンサ、インダクタ或いはこれらの組合せとして構成できる。また、これらに半導体スイッチ素子を組み合わせ、半導体スイッチ素子をスイッチ又は可変抵抗として作用させてもよい。さらには、半導体スイッチ素子のみを用い、これを可変抵抗として作用させてもよい。
【００４０】
請求項４記載の発明においては、可飽和変流手段の飽和時間を変化させると、第１及び第２のスイッチング素子の一方又は両方のオン期間が変化する。従って、第１のコンデンサの充電量、即ち、第１のコンデンサの電圧値が変化したり、共振電圧値が変化したり、或いは、両方が変化する。これにより、出力回路からの出力電圧値が変化される。この場合の可飽和変流手段の飽和時間は、制御切換回路によって出力端間電圧が基準値を超えるか否かによって異なる制御特性に基づき制御される。即ち、始動点灯時と点灯後の２次電圧発生時とでは異なる適正なゲインとなるように制御が切り換えられる。
【００４１】
特に、請求項５記載の発明においては、インピーダンス装置のインピーダンス値を変化させると、可飽和変流手段における電圧の積分値（電圧×時間）が所定値に達するまでの時間、即ち、飽和時間が変化する。これにより、第１及び第２のスイッチング素子の両方又は一方のオン時間が変化する。従って、請求項４記載のものと同様に作用する。
【００４２】
請求項６記載の発明は、請求項１ないし５の何れか一記載の電源装置と；電源装置の出力回路により付勢される放電灯と；を備えている。従って、請求項１ないし５記載の発明による適正なゲイン制御が実行される放電灯点灯装置となる。
【００４３】
請求項７記載の発明は、照明器具本体と；請求項６記載の放電灯点灯装置と；照明器具本体に設けられ放電灯点灯装置により付勢される放電灯と；を備えている。従って、適正なゲイン制御が実行される照明装置となる。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の実施の形態を説明する。
図１は第１の実施の形態を示す要部の回路図、図２はその制御特性を示す特性図である。なお、本実施の形態は可飽和変流手段ＣＴを用いたインバータ回路に適用されており、インバータ回路１０を含む放電灯点灯装置の全体的な構成等については、説明を簡単にするため適宜図示を省略し図１４及び図１５を参照するものとし、同一部分は同一符号を用いて示す（以下の実施の形態でも、順次同様とする）。
【００４５】
本実施の形態では、蛍光ランプ８の制御に関して、始動点灯時には出力端間電圧の変動に応じたゲインの制御を行うが、点灯後の２次電圧発生時には出力端間電圧の変動に関係なく固定的な制御を行う場合を想定している。このため、インピーダンス装置１６による飽和時間変化手段１４に対して、制御切換回路２１が付加されている。この制御切換回路２１中には電源回路７（整流回路３）による整流後の直流出力電圧なる出力端間電圧ＶＤＣの値を検出する抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ 及びコンデンサＣ５ による分圧回路構成の検出部２２が設けられている。そして、この検出部２２の抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ の接続中点に得られる出力端間電圧ＶＤＣ対応の検出電圧がベースに入力され、所定の基準値となる基準電圧ＶＲＥＦ が抵抗Ｒ７ を介してエミッタに与えられてインピーダンス制御手段１７を構成するトランジスタＱ２ が設けられている。このトランジスタＱ２ のコレクタ側はインピーダンス装置１６中のトランジスタＱ１ のゲートに接続されている。このゲートには、基準電圧ＶＲＥＦ を分圧する分圧抵抗Ｒ８ ，Ｒ９ の接続中点が接続されている。請求項１ないし３記載の発明によれば、これらのインピーダンス装置１６や制御切換回路２１を含めてゲイン切換回路２３が構成されている。
【００４６】
次に、作用について説明する。まず、負荷時となる始動点灯時には、出力端間電圧ＶＤＣに対応する検出電圧のほうが基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ２ がアンプとして動作し、検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には、（抵抗Ｒ７ とトランジスタＱ２ の抵抗値と抵抗Ｒ８ ）と抵抗Ｒ９ の分圧比で定まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は例えば、図２中に直線Ａで示すような特性を持って制御され、始動点灯時の適正なゲインが与えられる。一方、蛍光ランプ８が始動点灯して軽負荷（無負荷）状態になると、出力端間電圧ＶＤＣに基づく検出電圧の値が基準電圧ＶＲＥＦ よりも高くなるので、トランジスタＱ２ はオフしてアンプとして動作しなくなる。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には抵抗Ｒ８ ，Ｒ９ の分圧比で決まる固定的な電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は、例えば、図２中に直線Ｂで示すような特性を持ってゲイン制御なしの状態で制御される。
【００４７】
つまり、始動点灯時には直線Ａに従って制御、点灯後の２次電圧発生時には直線Ｂに従って制御されることになり、始動点灯時と点灯後とでは折線特性を持って制御されることになる。これにより、過制御になったり、制御不足になったりすることなく適正なゲインが与えられるように制御される。
【００４８】
図３は第２の実施の形態を示す要部の回路図、図４はその制御特性を示す特性図である。本実施の形態では、蛍光ランプ８の制御に関して、始動点灯時には出力端間電圧の変動に応じた高いゲインの制御を行うが、点灯後の２次電圧発生時には出力端間電圧の変動に応じた低いゲインの制御を行う場合を想定している。このため、抵抗Ｒ６ が抵抗Ｒ６１，Ｒ６２に分割され、抵抗Ｒ５ ，Ｒ６１と抵抗Ｒ６２との接続中点で検出される第２の検出電圧値がベースに与えられて動作制御されるトランジスタＱ３ が抵抗Ｒ８ と直列に設けられている。
【００４９】
次に、作用について説明する。まず、負荷時となる始動点灯時には、出力端間電圧ＶＤＣに対応する検出電圧のほうが基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ２ ，Ｑ３がともにアンプとして動作し、検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には、（抵抗Ｒ７ とトランジスタＱ２ の抵抗値と抵抗Ｒ８ とトランジスタＱ３ の抵抗値）と抵抗Ｒ９ の分圧比で定まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は例えば、図４中に直線Ｃで示すような特性を持って制御され、始動点灯時の適正なゲインが与えられる。一方、蛍光ランプ８が始動点灯して軽負荷（無負荷）状態になると、出力端間電圧ＶＤＣに基づく検出電圧の値が基準電圧ＶＲＥＦ よりも高くなるので、トランジスタＱ２ はオフしてアンプとして動作しなくなる。一方、この時点でも第２の検出電圧の値は基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ３ は依然としてアンプとして動作し、第２の検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には（抵抗Ｒ８ とトランジスタＱ３ の抵抗、）とＲ９ との分圧比で決まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は、例えば、図４中に直線Ｄで示すような特性を持って制御され、点灯時の適正なゲインが与えられる。
【００５０】
つまり、始動点灯時には直線Ｃに従って制御、点灯後の２次電圧発生時には直線Ｄに従って制御されることになり、始動点灯時と点灯後とでは折線特性を持って制御されることになる。これにより、過制御になったり、制御不足になったりすることなく適正なゲインが与えられるように制御される。
【００５１】
図５は第３の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１中に示したＦＥＴによるトランジスタＱ１ に代えて、バイポーラトランジスタＱ４ が用いられている。ここに、バイポーラトランジスタＱ４ の場合、ＦＥＴのように構成上寄生ダイオードを持たないため、ダイオードＤ５ が逆並列接続されている。
【００５２】
本実施の形態による場合も、作用的には、図１に示した構成の場合と同様である。
【００５３】
図６は第４の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１中に示したＰＮＰ形のトランジスタＱ２ によるアンプに代えて、ＮＰＮ形のトランジスタＱ５ によるアンプが用いられている。ＮＰＮ形のトランジスタＱ５ に対応させて抵抗Ｒ８ が抵抗Ｒ８１，Ｒ８２に分割され、その接続中点がトランジスタＱ１ のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ５ のベースと抵抗Ｒ６ との間にはダイオードＤ６ が付加されている。
【００５４】
本実施の形態による場合も、作用的には、図１に示した構成の場合と同様である。
【００５５】
図７は第５の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１等に示した、所謂、可変容量型のインピーダンス装置１６（１５も同様）に代えて、所謂、リセット抵抗可変型のインピーダンス装置２４として構成されている。即ち、抵抗Ｒ４ が抵抗Ｒ４１，Ｒ４２に分割され、抵抗Ｒ２２に対してエミッタ・コレクタが接続されたトランジスタＱ６ が設けられ、このトランジスタＱ６ のベース電位が制御切換回路２１によって制御されるように構成されている。
【００５６】
本実施の形態による場合、可変されるインピーダンスが容量可変から抵抗可変に変更されたものであり、作用的には、図１等で説明した場合と同様である。
【００５７】
図８は第６の実施の形態を示す概略回路図、図９はその制御特性を示す特性図である。本実施の形態においては、負荷電流（ランプ電流とフィラメント予熱電流）を検出する電流検出器３１が検出部として設けられている。この電流検出部３１で検出される検出値ＩＬ のレベルに応じてゲイン切換回路３２を選択的に動作させ、周波数制御手段３３（発振手段１３に相当）及びドライブ回路３４を介してスイッチング素子４，５の動作周波数を切換制御する構成とされている。
【００５８】
ここに、負荷電流ＩＬ を考えた場合、点灯後よりも始動時のほうが大きな電流が流れて、出力端間電圧ＶＤＣの場合と同様に両者を区別し得るので、図９に示す制御特性のように始動点灯時と点灯後とで制御特性を異ならせて制御することができる。
【００５９】
本発明の照明装置の実施の形態を説明する。
図１０は照明装置の実施の一形態を示す斜視図である。図において、４１は照明器具本体であり、この照明器具本体４１に放電灯である蛍光ランプ８が装着されている。また、照明器具本体４１内には図１等で説明した構成からなる放電灯点灯装置４２が配設されている。もっとも、放電灯点灯装置４２は照明器具本体４１外に配設するようにしてもよい。
【００６０】
【発明の効果】
請求項１ないし５記載の発明によれば、インバータ回路がコンデンサを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力する場合において、出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路を用いるときに、負荷と無負荷時とでは制御ゲインが切り換えられて制御されるので、何れの時点でも過制御や制御不足になることなく出力端間電圧変動に対する制御を適正に行うことができる。
【００６１】
請求項６記載の発明によれば、このような電源装置が用いられているので、適正に制御される放電灯点灯装置を提供できる。
【００６２】
請求項７記載の発明によれば、このような放電灯点灯装置が用いられているので、適正に制御される照明装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第１の実施の形態を示す要部の回路図
【図２】その制御特性を示す特性図
【図３】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第２の実施の形態を示す要部の回路図
【図４】その制御特性を示す特性図
【図５】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第３の実施の形態を示す要部の回路図
【図６】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第４の実施の形態を示す要部の回路図
【図７】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第５の実施の形態を示す要部の回路図
【図８】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第６の実施の形態を示す概略回路図
【図９】その制御特性を示す特性図
【図１０】照明装置の実施の一形態を示す斜視図
【図１１】先行技術を示す回路図
【図１２】先行技術の作用を示す簡略等価回路図
【図１３】先行技術の各部の電流、電圧波形図
【図１４】改良された先行技術を示す回路図
【図１５】そのインピーダンス装置付近の構成の一例を示す回路図
【符号の説明】
３…整流回路
４…第１のスイッチング素子
５…第２のスイッチング素子
６…スイッチング回路
７…電源回路
８…放電灯
９…直列共振回路
１０…インバータ回路
１１…スイッチング制御手段
１４…飽和時間変化手段
１５，１６…インピーダンス装置
１７…インピーダンス制御手段
２１…制御切換回路
２２…検出部
２３…ゲイン切換回路
４１…照明器具本体
４２…放電灯点灯装置
ＣＡ …第１のコンデンサ、コンデンサ
ＣＢ …第２のコンデンサ
ＣＴ…可飽和変流手段
Ｌ２ …インダクタ
Ｎ２２…出力回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本発明の先行技術として、特願平７−７３７５４号に示されるものがある。
図１１は先行技術を示す回路図、図１２は同じく作用を示す簡略等価回路図、図１３は同じく各部の電流、電圧波形図である。
【０００３】
この先行技術は、商用交流電源１にチョークコイルＬ１ 及びコンデンサＣ１ 等からなるフィルタ回路２が接続され、このフィルタ回路２に整流回路３が接続されている。整流回路３は例えば高速スイッチング性のダイオードを含んで形成されている。整流回路３の出力端間には、第１のスイッチング素子４及び第２のスイッチング素子５が互いに直列に接続されている。これらのスイッチング素子４，５は、例えば、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）ＱＡ ，ＱＢ からなるもので、寄生ダイオードを各々逆電流通流用のダイオードとして利用する構成とされている。これらのスイッチング素子４，５によるスイッチング回路６は、整流回路３を主体とする電源回路７から整流された出力端間電圧ＤＣが供給される。
【０００４】
また、第２のスイッチング素子５と並列的関係になるように、インダクタＬ２ としてのリーケッジ形絶縁トランスの１次巻線Ｎ２１及び第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）ＣＡ が接続されている。この第１のコンデンサＣＡ は整流回路３の出力電圧の一部を供給され、この電圧を平滑するような十分大きな容量に設定されている。
【０００５】
インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２には蛍光ランプ８が接続されている。この蛍光ランプ８のフィラメント間には、フィラメント予熱用兼共振用のコンデンサＣ２ ３が接続されている。インダクタＬ２ のリーケッジインダクンスは蛍光ランプ８の限流インピーダンスとしても作用する。また、インダクタとフィラメント予熱兼共振用のコンデンサＣ２ とは直列共振する。
【０００６】
また、第１のスイッチング素子４に対しては、インダクタＬ２ を介して第２のコンデンサＣＢ が並列的に接続されている。この第２のコンデンサＣＢ の容量は第１のコンデンサＣＡ の容量に比べて極端に小さく、インダクタＬ２ のインダクタンスとスイッチング素子４，５のスイッチング周波数において直列共振する値が選定されており、ＬＣ直列共振回路９を形成している。これらのスイッチング回路６、第１のコンデンサＣＡ 及びＬＣ直列共振回路９によりインバータ回路１０が構成されている。
【０００７】
スイッチング素子４，５のオン・オフを制御するスイッチング制御手段１１は、スイッチング素子４，５を例えば略一定で、整流回路３の出力周波数より高い周波数でオン・オフする。また、整流回路３の出力電圧の波高値が大きい期間には、第１のスイッチング素子４のオン期間を小さく、波高値が小さい期間にはオン期間を大きくするように、整流回路３の出力電圧（脈流電圧）のピーク値に沿って連続的に変化させている。従って、第２のスイッチング素子５のオン期間は、これと逆の関係で変化する。具体的には、整流回路３の出力電圧を検知する検知手段１２と、この検知手段１２の検知電圧に応じてオン期間を変化させる発振手段１３とを設けている。発振手段１３としては、例えば、パルス幅変調機能とスイッチング素子駆動機能とを備えている。
【０００８】
次に、作用について説明する。最初に、整流回路３の出力電圧（脈流電圧）の波高値が大きい期間について説明する。この期間では、スイッチング制御手段１１が検知電圧に応じて第１のスイッチング素子４をそのオン期間が相対的に小さくなるように制御する。
【０００９】
まず、図１２（ａ）に示す期間ａにおいては、第１のコンデンサＣＡ 、第２のスイッチング素子５及びインダクタＬ２ の閉回路が形成される。このため、第１のコンデンサＣＡ に蓄積されていた電荷がこの閉回路を放電する。
【００１０】
図１２（ｂ）に示す期間ｂにおいては、第２のスイッチング素子５がオフし、第１のスイッチング素子４はその寄生ダイオードがオンする。これにより、インダクタＬ２ 及び第２のコンデンサＣＢ が直列共振する。これによって、第２のコンデンサＣＢ 、インダクタＬ２ の電圧には共振電圧が現れる。また、第２のコンデンサＣＢ と第１のコンデンサＣＡ との両端電圧にも共振電圧が現れる。この共振電圧のピーク値は、インダクタＬ２ の蓄積エネルギー、即ち、上記期間ａの最後に第２のスイッチング素子５に流れている電流値及び第２のコンデンサＣＢ の両端電圧値によって決定される。
【００１１】
図１２（ｃ）に示す期間ｃにおいては、第１のスイッチング素子４がオンし、共振電流が極性反転して逆向きの共振電流が流れる。上記期間ｂ，ｃにおける共振電圧の波高値は、共振回路の抵抗成分が小さいので、非平滑直流電圧より大きくなる。即ち、昇圧される。
【００１２】
図１２（ｄ）に示す期間ｄにおいては、共振電圧が低下して第２のコンデンサＣＢ 及び第１のコンデンサＣＡ の両端電圧も低下しようとするから、整流回路３から第１のコンデンサＣＡ 、インダクタＬ２ 及び第１のスイッチング素子４を介して電流が流れる。
【００１３】
図１２（ｅ）に示す期間ｅにおいては、第１のスイッチング素子４がオフし、第２のスイッチング素子５の寄生ダイオードがオンして、インダクタＬ２ の蓄積エネルギーにより第２のスイッチング素子５の寄生ダイオード及び第１のコンデンサＣＡ に電流が流れる。この期間ｄ，ｅの電流により第１のコンデンサＣＡ が充電される。そして、期間ａの状態に戻る。
【００１４】
次に、非平滑直流電圧の波高値が小さい期間は、スイッチング制御手段１１が検知電圧に応じて、第１のスイッチング素子４のオン期間が相対的に大きくなるように制御する。この場合の回路動作も基本的には図１２の場合と同様で、図１２（ａ）〜（ｅ）の動作を各スイッチング素子４，５のオン・オフに応じて繰返し行う。なお、この場合、共振電圧の波高値が大きくなる。これは、非平滑直流電圧の波高値が小さい期間には、この波高値に応じて第２のコンデンサＣＢ に充電されている電圧が小さくなり、この分、第２のコンデンサＣＢ に流れ込む電流、即ち、期間ｂにおける初期の共振電流値が大きくなるためである。従って、非平滑直流電圧の波高値が低くなる期間には、より昇圧でき、非平滑直流電圧の谷部を持ち上げることができる。これにより、この波高値が小さくなる期間も第１，２のコンデンサＣＡ ，ＣＢ の両端電圧値を整流回路３の出力電圧値よりも小さくして、整流回路３から期間ｄの電流を流すことができる。一方、波高値が小さい期間には第２のスイッチング素子５のオン期間が相対的に小さくなっている。これにより、第２のスイッチング素子５に流れる電流値が相対的に小さい段階で遮断される。これは、期間ｂにおける初期の共振電流値を小さくするように作用するから、前述のように第２のコンデンサＣＢ の充電電圧との関係で共振電圧が大きくなるものの、極端に昇圧して谷部の電圧値を過度に大きくすることはない。
【００１５】
このような作用により、インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２に高周波交流電圧を誘起して、蛍光ランプ８を高周波点灯させる。そして、交流電源１からの入力電流Ｉｉｎは図１３（ａ）に示すようになる。これは、上述したように、各スイッチング素子４，５のオン・オフに応じて図１２（ａ）〜（ｅ）の動作を繰返し、期間ｄにおける整流回路３からの電流が流れるからである。従って、この電流が、入力力率を高めるとともに、入力電流の低歪に寄与する。なお、入力電流の高周波成分はフィルタ回路２により吸収される。
【００１６】
また、整流回路３の出力端間電圧Ｖｄｃは図１３（ｂ）に示すようになる。さらに、蛍光ランプ８の電流ＩＦＬは図１３（ｃ）に示すようになり、第１のコンデンサＣＡ により平滑されている結果、その包絡線は非平滑直流電圧のリップルを減少したものになる。図１３（ｂ）において、正弦波の白い部分が整流回路３の非平滑直流電圧を示し、正弦波に重畳されている部分が共振により昇圧された電圧を示している。この出力端間電圧Ｖｄｃをより平滑化させるには、スイッチング素子４，５のオン期間の制御を調整すればよい。
【００１７】
このような電源装置は、低歪複合形インバータに好適であるが、低周波交流電源の出力電圧を整流して非平滑直流電圧を出力する整流回路３としては、スイッチング素子４，５側の高周波動作に追従し得るように高速スイッチング性を持つ高周波用ダイオードを含んで構成される。
【００１８】
上述したように、図１１に示す放電灯点灯装置は入力力率の向上及び入力電流の歪みの低減を図る上で極めて有益なものである。
【００１９】
また、このような先行技術を踏まえ、さらに改良して、比較的簡単な構成で出力電圧を所望に変化できるように構成した放電灯点灯装置も提案されている。
図１４は、改良された先行技術を示す回路図である。図１１等で示した部分と同一機能ないしは同等の機能を果たす部分には、同一符号を用いて示す。まず、図１４に示す構成例では、第１，２のスイッチング素子４，５としてバイポーラトランジスタＱＡ′ ，ＱＢ′ が用いられており、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ が逆並列に接続されている。また、インダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１に直列に可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ が接続されている。これにより、第１のコンデンサＣＡ は第１のスイッチング素子４のオン期間に整流回路３からの出力電流により充電される。また、第２のスイッチング素子５のオン期間にインダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１及び可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ 及び第２のスイッチング素子５を介して充電電荷を放電する。このような充放電の繰返しにより、整流回路３の出力電圧の一部を平滑する。
【００２０】
直列共振回路９はインダクタＬ２ の１次巻線Ｎ１１、相対的に小容量の第２のコンデンサＣＢ 及び可飽和変流手段ＣＴの１次巻線ＣＴＰ を含んでいる。これによりインダクタＬ２ 及び第２のコンデンサＣＢ が第１，２のスイッチング素子４，５のオン・オフに応じて直列共振する。インダクタＬ２ の２次巻線Ｎ２２を利用した出力回路は、２次巻線Ｎ２２とコンデンサＣ２ とによる直列共振による共振電圧を負荷である蛍光ランプ８に供給して付勢するものである。
【００２１】
可飽和変流手段ＣＴの２つの２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２は各々スイッチング制御手段１１中に挿入されている。１４は飽和時間変化手段で、可飽和変流手段ＣＴの飽和時間を変化させるものである。ここに、スイッチング制御手段１１にあっては、第１，２のトランジスタＱＡ′ ，ＱＢ′ のベース・エミッタ間に設けられた抵抗Ｒ１ 〜Ｒ４ 、ダイオードＤ２ ，Ｄ３ 、可飽和変流手段ＣＴの各々の２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２及び飽和時間変化手段１４中のインピーダンス装置１５，１６を有している。抵抗Ｒ２ 及びダイオードＤ２ の直列回路、抵抗Ｒ４ 及びダイオードＤ３ の直列回路は各々インピーダンス装置１５，１６の放電経路を形成する。
【００２２】
飽和時間変化手段１４は、第１，２のインピーダンス装置１５，１６と、これらのインピーダンス装置１５，１６の容量を変化させるインピーダンス制御手段１７とを有する。各インピーダンス装置１５，１６はスイッチング制御手段１１内において、可飽和変流手段ＣＴの各２次巻線ＣＴＳ１，ＣＴＳ２と直列に接続されている。インピーダンス制御手段１７は例えば蛍光ランプ８の始動シーケンスに応じてタイマ制御されるものが用いられている。
【００２３】
このような構成において、動作的には基本的に図１１の場合に準じて制御される。ここに、図１４に示す構成例の場合、例えば、タイマにより制御される蛍光ランプ８のフィラメント予熱時には、第１のスイッチング素子４側のインピーダンス装置１５の容量を「中」程度にし、第２のスイッチング素子５側のインピーダンス装置１６の容量を「小」程度に可変する。これにより、第１のスイッチング素子４のオン期間を「中」程度にし、第１のコンデンサＣＡ の充電量を「中」程度にして出力回路（第２巻線Ｎ２２）からの出力電圧をある程度制限する。一方、他方のインピーダンス装置１６の容量を「小」にして第２のスイッチング素子５のオン時間を「小」としている。このように、第１のスイッチング素子４のオン期間を「中」、第２のスイッチング素子５のオン期間を「小」とすることにより、インバータ回路１０における発振周波数は相対的に大きなものとなる。これにより、２次巻線Ｎ２２及びコンデンサＣ２ の直列共振回路の出力電圧も相対的に小さいものとなる。これらの作用により、蛍光ランプ８は始動することなく、フィラメントが予熱される。
【００２４】
その後、タイマにより制御される始動時になると、インピーダンス装置１５の容量が「中」程度とされ、インピーダンス装置１６の容量が「大」程度とされる。これにより、第２のスイッチング素子５のオン時間が相対的に大きくなる。従って、２次巻線Ｎ２２及びコンデンサＣ２ の直列共振回路の出力電圧が大きくなり、蛍光ランプ８は始動点灯する。
【００２５】
蛍光ランプ８が点灯した後は、インピーダンス装置１５，１６の双方の容量を「大」程度とする。これにより、第１のコンデンサＣＡ の充電量を大きくし、その両端電圧を大きくするとともに、発振周波数を相対的に小さくすることで、蛍光ランプ８の通常点灯に必要な電力を供給する。
【００２６】
これによれば、始動点灯時の２次電圧の制御と、点灯後の制御とがなされる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
図１５はインピーダンス装置１６付近の構成の一例を示す回路図である。図において、インピーダンス装置１６はコンデンサＣ３ とコンデンサＣ４ との並列回路と、コンデンサＣ４ に直列に接続された、例えば、ＦＥＴ構成のトランジスタＱ１ とにより構成されている。ここに、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間電位ＶＧＳによって定まるトランジスタＱ１ のゲインにてインピーダンス装置１６全体の容量が可変されることにより、上述したような制御がなされる。
【００２８】
ところが、従来にあっては、２次電圧の制御と点灯時の制御とを同一ゲインで行っており、不都合を生ずる。後述する図２を参照すれば、同一ゲインで制御を行った場合の整流回路３で整流後の直流電圧ＶＤＣとトランジスタＱ１ のゲート・ソース間電位ＶＧＳとの関係を示すと、細線で示すような特性となる。よって、本来的に、始動点灯時であれば直流電圧ＶＤＣの変動に応じた高いゲイン制御が要望され、点灯後の２次電圧に関しては直流電圧ＶＤＣの変動に関係のない固定的なゲイン制御あるいは低いゲイン制御が要望されるが、このような要望に応えられない制御となってしまう。例えば、図２において、太線で示す特性が必要とする制御特性であるとすると、同一ゲインによる制御の場合、過剰な制御になったり（始動点灯時のＶｉｎ９０％）、制御が効かなくなったりする（始動点灯時のＶｉｎ１１０％、２次電圧に関するＶｉｎ１００％，１１０％）。
【００２９】
そこで、本発明は、コンデンサの両端電圧の影響を受けて電源回路の出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変動するような場合おいて、負荷時と無負荷時とでともに適正なゲインを与える制御が可能な電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続され出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値を所定の基準値と比較して検出値がこの基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを折線特性を持って切り換えるゲイン切換回路と；を備えている。
【００３１】
請求項２記載の発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続されて出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値が所定の基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを異なる制御特性に基づき制御するゲイン切換回路と；を備えている。
【００３２】
これらの発明において、インバータ回路としては、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力する形式のものであればよく、各種形式のものを用い得る。好適には、低歪複合形インバータ回路が好ましい。インバータ回路に直流的な出力端間電圧を供給する電源回路も、充放電を繰り返すコンデンサの両端電圧の影響を受けて、その出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変化するものが対象となる。例えば、請求項３記載の発明のように、負荷である放電灯の始動点灯時と２次電圧発生時とで２次電圧発生時のほうが高くなるように出力端間電圧が変化する電源回路が対象となる。ゲイン切換回路中の検出部としては、電源回路から得られる出力端間電圧の変化を直接的に電圧として検出するものはもちろん、例えば、出力端間電圧の変化に相当するランプ電流の変化を検出することにより結果として出力端間電圧の変化を検出するものであってもよい。ゲイン切換回路によるゲイン切換えは、基準値対応で折線的にゲイン特性を切換えるものであればよく、折線部を境に片側がゲイン制御なしの固定的な制御となる場合であってもよい。以上の事項は、以下の発明についても同様である。
【００３３】
これらの発明においては、電源回路の出力端間電圧の変化が検出部により検出され、その検出値を所定の基準値と比較し、両者の大小関係に応じてゲインを切り換えているので、負荷である放電灯の始動点灯時（負荷時）と点灯後の２次電圧（無負荷時）とに関して、各々適正なゲインを与える制御が行われる。よって、過制御や不足制御のない適正な制御が可能となる。
【００３４】
請求項４記載の発明は、低周波交流電源の出力電圧を整流した非平滑直流電圧を出力端間電圧として出力する整流回路を含み、出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変化する電源回路と；互いに直列的に設けられた第１及び第２のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子に整流回路の出力端間電圧が印加されるスイッチング回路と；各スイッチング素子を高周波で交互にオン・オフ制御するスイッチング制御手段と；第１のスイッチング素子のオン期間に第１のスイッチング素子を介して整流回路からの出力電流が供給されて充電するとともに、第２のスイッチング素子のオン期間に充電電荷を第２のスイッチング素子を介して放電することにより、平滑作用を行う第１のコンデンサと；第１のコンデンサの充電電流及び放電電流が通流する経路に設けられたインダクタと、スイッチング回路の各スイッチング素子のオン・オフに応じてインダクタと直列共振する第２のコンデンサとを含み、直列共振の共振電圧により第１のコンデンサの両端電圧値を整流回路の出力端間電圧値より低下させる直列共振回路と；直列共振回路による共振電圧を負荷装置に供給して付勢する出力回路と；直列共振回路による共振電流に応じてスイッチング制御手段を制御する可飽和変流手段と；可飽和変流手段の飽和時間を変化させる飽和時間変化手段と；電源回路の出力端間電圧の変化を検出する電圧検出部を含み、電圧検出部で検出される出力端間電圧が所定の基準値を超えるか否かにより飽和時間変化手段を異なる制御特性に基づき動作させる制御切換回路と；を備えている。
【００３５】
本発明においては、請求項１ないし３記載の発明中のインバータ回路や、ゲイン切換回路の構成の一例が明らかにされている。まず、インバータ回路を構成するスイッチング回路と第１のコンデンサと直列共振回路と出力回路と可飽和変流手段とが明示されている。また、ゲイン切換回路を構成する飽和時間変化手段と制御切換回路とが明示されている。ここに、スイッチング回路中のスイッチング素子としては、どのようなものでもよく、例えば、電界効果型トランジスタを用いることができる。この場合、電界効果型トランジスタがその構成上内蔵している寄生ダイオードを逆電流通流用に利用することができる。また、バイポーラ形のトランジスタのようにコレクタ・エミッタ間に寄生ダイオードを内蔵しないスイッチ素子を用いる場合であれば、導通方向を逆にしてダイオードをコレクタ・エミッタ間に並列接続すればよい。また、本発明においては、一対のスイッチング素子を交互にオン・オフするが、実質的に両スイッチング素子が同時にオフしている期間が存在していてもいなくてもよい。また、一対のスイッチング素子をオン・オフする周波数は低周波交流電源の周波数よりも高いものであり、数ｋＨｚ以上が好適であり、さらには、可聴周波数以上の２０ｋＨｚ以上であることがより好ましい。また、スイッチング制御手段は、全てが可飽和変流手段の一部で構成されていてもよいし、一部に可飽和変流手段の一部を含むように構成されていてもよい。さらに、本発明において、「直列的」とは、他の電気部品が介在している場合と、介在していない場合との両方を含む意味である。
【００３６】
また、「非平滑直流電圧」とは、実質的に平滑されていない脈流電圧を意味し、脈流電圧の谷部が僅かに持上げられているような電圧を含む。整流回路は、正出力端を挾む２辺及び負出力端を挾む２辺のうちの少なくとも一方の２辺の高速スイッチング性のダイオードを用いた全波整流器とすることが好ましい、しかし、低速スイッチング性のダイオードで整流回路を構成し、高速スイッチング性のダイオードを別に設けるようにしてもよい。また、第１のコンデンサ（平滑コンデンサ）が第１のスイッチング素子のオン期間に電源回路からの出力電流を供給されて充電するとは、電源回路からの出力電流により直接充電する場合を含む他、整流回路からの電流により蓄積されたインダクタのエネルギーにより充電する場合も含む。
【００３７】
さらに、インダクタと直列共振する第２のコンデンサは直列共振回路を形成できればどこに設けてもよい。例えば、第１のスイッチング素子及びインダクタの直列回路と並列的に設けることができる。また、整流回路の出力端間に接続してもよい、さらには、第２のコンデンサの一部又は全部を整流回路の一方の出力端と一対のスイッチング素子との間に設けてもよい。また、複数個のコンデンサを組み合わせて第２のコンデンサとしてもよい。さらには、インダクタは第２のコンデンサとともに共振し得るものであればよく、例えば、チョークコイル、トランス等を使用できる。
【００３８】
また、可飽和変流手段は、少なくとも共振電流に応じてスイッチング制御手段を制御できればよく、その挿入位置は、インダクタと直列、出力回路側等、任意である。しかし、簡単な構成で共振電流が流れない期間も第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフできる点で、共振電流及び第１のコンデンサの充放電電流の全てが流れる位置に設けるのが好ましい。また個数は１個でもスイッチング素子に対応して複数個設けてもよい。
【００３９】
さらに、飽和時間変化手段は、要は、可飽和変流手段の飽和時間を変化できればよく、可飽和変流手段から見た出力インピーダンス値を変化させる、直流励磁量を変化させる等の手段を用いることができる。飽和時間変化手段によって第１及び第２のスイッチング素子の両方のオン期間を制御するか、何れか一方のみのオン期間を制御するかは任意である。より具体的には、請求項５記載の発明のように、飽和時間変化手段が、可飽和変流手段の負荷となるように設けられたインピーダンス値可変のインピーダンス装置と；インピーダンス装置のインピーダンス値を変化させるインピーダンス制御手段と；を有している。この場合のインピーダンス装置は、抵抗、コンデンサ、インダクタ或いはこれらの組合せとして構成できる。また、これらに半導体スイッチ素子を組み合わせ、半導体スイッチ素子をスイッチ又は可変抵抗として作用させてもよい。さらには、半導体スイッチ素子のみを用い、これを可変抵抗として作用させてもよい。
【００４０】
請求項４記載の発明においては、可飽和変流手段の飽和時間を変化させると、第１及び第２のスイッチング素子の一方又は両方のオン期間が変化する。従って、第１のコンデンサの充電量、即ち、第１のコンデンサの電圧値が変化したり、共振電圧値が変化したり、或いは、両方が変化する。これにより、出力回路からの出力電圧値が変化される。この場合の可飽和変流手段の飽和時間は、制御切換回路によって出力端間電圧が基準値を超えるか否かによって異なる制御特性に基づき制御される。即ち、始動点灯時と点灯後の２次電圧発生時とでは異なる適正なゲインとなるように制御が切り換えられる。
【００４１】
特に、請求項５記載の発明においては、インピーダンス装置のインピーダンス値を変化させると、可飽和変流手段における電圧の積分値（電圧×時間）が所定値に達するまでの時間、即ち、飽和時間が変化する。これにより、第１及び第２のスイッチング素子の両方又は一方のオン時間が変化する。従って、請求項４記載のものと同様に作用する。
【００４２】
請求項６記載の発明は、請求項１ないし５の何れか一記載の電源装置と；電源装置の出力回路により付勢される放電灯と；を備えている。従って、請求項１ないし５記載の発明による適正なゲイン制御が実行される放電灯点灯装置となる。
【００４３】
請求項７記載の発明は、照明器具本体と；請求項６記載の放電灯点灯装置と；照明器具本体に設けられ放電灯点灯装置により付勢される放電灯と；を備えている。従って、適正なゲイン制御が実行される照明装置となる。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の実施の形態を説明する。
図１は第１の実施の形態を示す要部の回路図、図２はその制御特性を示す特性図である。なお、本実施の形態は可飽和変流手段ＣＴを用いたインバータ回路に適用されており、インバータ回路１０を含む放電灯点灯装置の全体的な構成等については、説明を簡単にするため適宜図示を省略し図１４及び図１５を参照するものとし、同一部分は同一符号を用いて示す（以下の実施の形態でも、順次同様とする）。
【００４５】
本実施の形態では、蛍光ランプ８の制御に関して、始動点灯時には出力端間電圧の変動に応じたゲインの制御を行うが、点灯後の２次電圧発生時には出力端間電圧の変動に関係なく固定的な制御を行う場合を想定している。このため、インピーダンス装置１６による飽和時間変化手段１４に対して、制御切換回路２１が付加されている。この制御切換回路２１中には電源回路７（整流回路３）による整流後の直流出力電圧なる出力端間電圧ＶＤＣの値を検出する抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ 及びコンデンサＣ５ による分圧回路構成の検出部２２が設けられている。そして、この検出部２２の抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ の接続中点に得られる出力端間電圧ＶＤＣ対応の検出電圧がベースに入力され、所定の基準値となる基準電圧ＶＲＥＦ が抵抗Ｒ７ を介してエミッタに与えられてインピーダンス制御手段１７を構成するトランジスタＱ２ が設けられている。このトランジスタＱ２ のコレクタ側はインピーダンス装置１６中のトランジスタＱ１ のゲートに接続されている。このゲートには、基準電圧ＶＲＥＦ を分圧する分圧抵抗Ｒ８ ，Ｒ９ の接続中点が接続されている。請求項１ないし３記載の発明によれば、これらのインピーダンス装置１６や制御切換回路２１を含めてゲイン切換回路２３が構成されている。
【００４６】
次に、作用について説明する。まず、負荷時となる始動点灯時には、出力端間電圧ＶＤＣに対応する検出電圧のほうが基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ２ がアンプとして動作し、検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には、（抵抗Ｒ７ とトランジスタＱ２ の抵抗値と抵抗Ｒ８ ）と抵抗Ｒ９ の分圧比で定まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は例えば、図２中に直線Ａで示すような特性を持って制御され、始動点灯時の適正なゲインが与えられる。一方、蛍光ランプ８が始動点灯して軽負荷（無負荷）状態になると、出力端間電圧ＶＤＣに基づく検出電圧の値が基準電圧ＶＲＥＦ よりも高くなるので、トランジスタＱ２ はオフしてアンプとして動作しなくなる。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には抵抗Ｒ８ ，Ｒ９ の分圧比で決まる固定的な電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は、例えば、図２中に直線Ｂで示すような特性を持ってゲイン制御なしの状態で制御される。
【００４７】
つまり、始動点灯時には直線Ａに従って制御、点灯後の２次電圧発生時には直線Ｂに従って制御されることになり、始動点灯時と点灯後とでは折線特性を持って制御されることになる。これにより、過制御になったり、制御不足になったりすることなく適正なゲインが与えられるように制御される。
【００４８】
図３は第２の実施の形態を示す要部の回路図、図４はその制御特性を示す特性図である。本実施の形態では、蛍光ランプ８の制御に関して、始動点灯時には出力端間電圧の変動に応じた高いゲインの制御を行うが、点灯後の２次電圧発生時には出力端間電圧の変動に応じた低いゲインの制御を行う場合を想定している。このため、抵抗Ｒ６ が抵抗Ｒ６１，Ｒ６２に分割され、抵抗Ｒ５ ，Ｒ６１と抵抗Ｒ６２との接続中点で検出される第２の検出電圧値がベースに与えられて動作制御されるトランジスタＱ３ が抵抗Ｒ８ と直列に設けられている。
【００４９】
次に、作用について説明する。まず、負荷時となる始動点灯時には、出力端間電圧ＶＤＣに対応する検出電圧のほうが基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ２ ，Ｑ３がともにアンプとして動作し、検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には、（抵抗Ｒ７ とトランジスタＱ２ の抵抗値と抵抗Ｒ８ とトランジスタＱ３ の抵抗値）と抵抗Ｒ９ の分圧比で定まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は例えば、図４中に直線Ｃで示すような特性を持って制御され、始動点灯時の適正なゲインが与えられる。一方、蛍光ランプ８が始動点灯して軽負荷（無負荷）状態になると、出力端間電圧ＶＤＣに基づく検出電圧の値が基準電圧ＶＲＥＦ よりも高くなるので、トランジスタＱ２ はオフしてアンプとして動作しなくなる。一方、この時点でも第２の検出電圧の値は基準電圧ＶＲＥＦ よりも低いので、トランジスタＱ３ は依然としてアンプとして動作し、第２の検出電圧に応じた抵抗値を示す。よって、トランジスタＱ１ のゲート・ソース間には（抵抗Ｒ８ とトランジスタＱ３ の抵抗、）とＲ９ との分圧比で決まる電圧が供給される。これにより、トランジスタＱ１ は、例えば、図４中に直線Ｄで示すような特性を持って制御され、点灯時の適正なゲインが与えられる。
【００５０】
つまり、始動点灯時には直線Ｃに従って制御、点灯後の２次電圧発生時には直線Ｄに従って制御されることになり、始動点灯時と点灯後とでは折線特性を持って制御されることになる。これにより、過制御になったり、制御不足になったりすることなく適正なゲインが与えられるように制御される。
【００５１】
図５は第３の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１中に示したＦＥＴによるトランジスタＱ１ に代えて、バイポーラトランジスタＱ４ が用いられている。ここに、バイポーラトランジスタＱ４ の場合、ＦＥＴのように構成上寄生ダイオードを持たないため、ダイオードＤ５ が逆並列接続されている。
【００５２】
本実施の形態による場合も、作用的には、図１に示した構成の場合と同様である。
【００５３】
図６は第４の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１中に示したＰＮＰ形のトランジスタＱ２ によるアンプに代えて、ＮＰＮ形のトランジスタＱ５ によるアンプが用いられている。ＮＰＮ形のトランジスタＱ５ に対応させて抵抗Ｒ８ が抵抗Ｒ８１，Ｒ８２に分割され、その接続中点がトランジスタＱ１ のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ５ のベースと抵抗Ｒ６ との間にはダイオードＤ６ が付加されている。
【００５４】
本実施の形態による場合も、作用的には、図１に示した構成の場合と同様である。
【００５５】
図７は第５の実施の形態を示す要部の回路図である。本実施の形態においては、図１等に示した、所謂、可変容量型のインピーダンス装置１６（１５も同様）に代えて、所謂、リセット抵抗可変型のインピーダンス装置２４として構成されている。即ち、抵抗Ｒ４ が抵抗Ｒ４１，Ｒ４２に分割され、抵抗Ｒ２２に対してエミッタ・コレクタが接続されたトランジスタＱ６ が設けられ、このトランジスタＱ６ のベース電位が制御切換回路２１によって制御されるように構成されている。
【００５６】
本実施の形態による場合、可変されるインピーダンスが容量可変から抵抗可変に変更されたものであり、作用的には、図１等で説明した場合と同様である。
【００５７】
図８は第６の実施の形態を示す概略回路図、図９はその制御特性を示す特性図である。本実施の形態においては、負荷電流（ランプ電流とフィラメント予熱電流）を検出する電流検出器３１が検出部として設けられている。この電流検出部３１で検出される検出値ＩＬ のレベルに応じてゲイン切換回路３２を選択的に動作させ、周波数制御手段３３（発振手段１３に相当）及びドライブ回路３４を介してスイッチング素子４，５の動作周波数を切換制御する構成とされている。
【００５８】
ここに、負荷電流ＩＬ を考えた場合、点灯後よりも始動時のほうが大きな電流が流れて、出力端間電圧ＶＤＣの場合と同様に両者を区別し得るので、図９に示す制御特性のように始動点灯時と点灯後とで制御特性を異ならせて制御することができる。
【００５９】
本発明の照明装置の実施の形態を説明する。
図１０は照明装置の実施の一形態を示す斜視図である。図において、４１は照明器具本体であり、この照明器具本体４１に放電灯である蛍光ランプ８が装着されている。また、照明器具本体４１内には図１等で説明した構成からなる放電灯点灯装置４２が配設されている。もっとも、放電灯点灯装置４２は照明器具本体４１外に配設するようにしてもよい。
【００６０】
【発明の効果】
請求項１ないし５記載の発明によれば、インバータ回路がコンデンサを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力する場合において、出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路を用いるときに、負荷と無負荷時とでは制御ゲインが切り換えられて制御されるので、何れの時点でも過制御や制御不足になることなく出力端間電圧変動に対する制御を適正に行うことができる。
【００６１】
請求項６記載の発明によれば、このような電源装置が用いられているので、適正に制御される放電灯点灯装置を提供できる。
【００６２】
請求項７記載の発明によれば、このような放電灯点灯装置が用いられているので、適正に制御される照明装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第１の実施の形態を示す要部の回路図
【図２】その制御特性を示す特性図
【図３】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第２の実施の形態を示す要部の回路図
【図４】その制御特性を示す特性図
【図５】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第３の実施の形態を示す要部の回路図
【図６】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第４の実施の形態を示す要部の回路図
【図７】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第５の実施の形態を示す要部の回路図
【図８】本発明の電源装置及び放電灯点灯装置の第６の実施の形態を示す概略回路図
【図９】その制御特性を示す特性図
【図１０】照明装置の実施の一形態を示す斜視図
【図１１】先行技術を示す回路図
【図１２】先行技術の作用を示す簡略等価回路図
【図１３】先行技術の各部の電流、電圧波形図
【図１４】改良された先行技術を示す回路図
【図１５】そのインピーダンス装置付近の構成の一例を示す回路図
【符号の説明】
３…整流回路
４…第１のスイッチング素子
５…第２のスイッチング素子
６…スイッチング回路
７…電源回路
８…放電灯
９…直列共振回路
１０…インバータ回路
１１…スイッチング制御手段
１４…飽和時間変化手段
１５，１６…インピーダンス装置
１７…インピーダンス制御手段
２１…制御切換回路
２２…検出部
２３…ゲイン切換回路
４１…照明器具本体
４２…放電灯点灯装置
ＣＡ …第１のコンデンサ、コンデンサ
ＣＢ …第２のコンデンサ
ＣＴ…可飽和変流手段
Ｌ２ …インダクタ
Ｎ２２…出力回路
Claims (7)
- スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；
インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；
整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続され出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；
電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値を所定の基準値と比較して検出値がこの基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを折線特性を持って切り換えるゲイン切換回路と；
を備えることを特徴とする電源装置。 - スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；
インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；
整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続されて出力端間電圧が負荷時と無負荷時とでコンデンサの両端電圧の影響を受けて変化する電源回路と；
電源回路の出力端間電圧の変化を検出する検出部を含み、検出部で検出される検出値が所定の基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを異なる制御特性に基づき制御するゲイン切換回路と；
を備えることを特徴とする電源装置。 - スイッチング素子と、スイッチング素子のスイッチングに応じて充放電を繰り返すコンデンサとを含み、コンデンサの放電電荷を入力の一部として高周波電圧を出力するインバータ回路と；
インバータ回路の出力により付勢される負荷装置と；
整流回路を含み、インバータ回路の入力側に接続されて出力端間電圧がコンデンサの両端電圧の影響を受けて放電灯の点灯時と２次電圧発生時とで２次電圧発生時のほうが高くなるように変化する電源回路と；
電源回路の出力端間電圧の変化を検出する電圧検出部を含み、電圧検出部で検出される電源回路の出力端間電圧が点灯時と２次電圧発生時との境目に相当する所定の基準値を超えるか否かによりインバータ回路のゲインを異なる制御特性に基づき制御するゲイン切換回路と；
を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 低周波交流電源の出力電圧を整流した非平滑直流電圧を出力端間電圧として出力する整流回路を含み、出力端間電圧が負荷時と無負荷時とで変化する電源回路と；
互いに直列的に設けられた第１及び第２のスイッチング素子を含み、これらのスイッチング素子に整流回路の出力端間電圧が印加されるスイッチング回路と；各スイッチング素子を高周波で交互にオン・オフ制御するスイッチング制御手段と；
第１のスイッチング素子のオン期間に第１のスイッチング素子を介して整流回路からの出力電流が供給されて充電するとともに、第２のスイッチング素子のオン期間に充電電荷を第２のスイッチング素子を介して放電することにより、平滑作用を行う第１のコンデンサと；
第１のコンデンサの充電電流及び放電電流が通流する経路に設けられたインダクタと、スイッチング回路の各スイッチング素子のオン・オフに応じてインダクタと直列共振する第２のコンデンサとを含み、直列共振の共振電圧により第１のコンデンサの両端電圧値を整流回路の出力端間電圧値より低下させる直列共振回路と；
直列共振回路による共振電圧を負荷装置に供給して付勢する出力回路と；
直列共振回路による共振電流に応じてスイッチング制御手段を制御する可飽和変流手段と；
可飽和変流手段の飽和時間を変化させる飽和時間変化手段と；
電源回路の出力端間電圧の変化を検出する電圧検出部を含み、電圧検出部で検出される電源電圧が所定の基準値を超えるか否かにより飽和時間変化手段を異なる制御特性に基づき動作させる制御切換回路と；
を備えることを特徴とする電源装置。 - 飽和時間変化手段は、
可飽和変流手段の負荷となるように設けられたインピーダンス値可変のインピーダンス装置と；
インピーダンス装置のインピーダンス値を変化させるインピーダンス制御手段と；
を有していることを特徴とする請求項４記載の電源装置。 - 請求項１ないし５の何れか一記載の電源装置と；
電源装置の出力回路により付勢される放電灯と；
を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 照明器具本体と；
請求項６記載の放電灯点灯装置と；
照明器具本体に設けられ放電灯点灯装置により付勢される放電灯と；
を備えることを特徴とする照明装置。
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