JP3394850B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路を用
いた電源装置に関するものである。
いた電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、蛍光灯のような放電灯を高周
波で点灯させるためにインバータ点灯装置が用いられて
いる。インバータ点灯装置は、商用電源のような交流電
源を整流平滑した後、整流平滑によって得た直流を電源
としてインバータ回路を駆動することにより高周波電力
を出力し、この高周波電力を放電灯を含む負荷回路に供
給する。
波で点灯させるためにインバータ点灯装置が用いられて
いる。インバータ点灯装置は、商用電源のような交流電
源を整流平滑した後、整流平滑によって得た直流を電源
としてインバータ回路を駆動することにより高周波電力
を出力し、この高周波電力を放電灯を含む負荷回路に供
給する。
【０００３】ところで、インバータ回路の電源となる直
流を得るために、一般には交流電源を整流して得た脈流
電圧を平滑用コンデンサを用いて平滑しているが、この
ような整流平滑回路で直流を得ると、脈流電圧が比較的
高電圧である期間（山部）でのみ平滑用コンデンサに充
電電流が流れ、脈流電圧が比較的低電圧である期間（谷
部）では平滑コンデンサに充電電流が流れずに入力電流
に休止期間が生じることになる。すなわち、入力電流波
形に歪みが生じ入力電流に多くの高調波成分が含まれる
ことになる。
流を得るために、一般には交流電源を整流して得た脈流
電圧を平滑用コンデンサを用いて平滑しているが、この
ような整流平滑回路で直流を得ると、脈流電圧が比較的
高電圧である期間（山部）でのみ平滑用コンデンサに充
電電流が流れ、脈流電圧が比較的低電圧である期間（谷
部）では平滑コンデンサに充電電流が流れずに入力電流
に休止期間が生じることになる。すなわち、入力電流波
形に歪みが生じ入力電流に多くの高調波成分が含まれる
ことになる。
【０００４】一方、このような高調波成分を低減する構
成として、チョッパ用インダクタとダイオードとスイッ
チ手段とを備えるチョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ
として設け、チョッパ回路の出力によりインバータ回路
を駆動することが考えられている。しかしながら、この
ような構成のインバータ点灯装置では、チョッパ回路と
インバータ回路との両方の構成要素が必要であるから、
構成要素の個数が増加し、結果的に回路基板が大型化す
るとともにコスト増につながるという問題がある。
成として、チョッパ用インダクタとダイオードとスイッ
チ手段とを備えるチョッパ回路をＤＣ−ＤＣコンバータ
として設け、チョッパ回路の出力によりインバータ回路
を駆動することが考えられている。しかしながら、この
ような構成のインバータ点灯装置では、チョッパ回路と
インバータ回路との両方の構成要素が必要であるから、
構成要素の個数が増加し、結果的に回路基板が大型化す
るとともにコスト増につながるという問題がある。
【０００５】また、構成の簡単なインバータ回路として
は、図１４に示すような、電圧共振型の一石式インバー
タ回路が知られている。この回路では、バイポーラトラ
ンジスタよりなるスイッチ手段としてのスイッチング素
子Ｑ1 を、制御回路ＣＮによって高周波でオン、オフさ
せる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオンになる
と、共振用インダクタＬ3 と、放電灯Ｌａおよび安定器
用インダクタＬ2 の直列回路とを通してスイッチング素
子Ｑ1 に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ1 が
オフになると、共振用インダクタＬ3 および安定器用イ
ンダクタＬ2 に蓄積された磁気エネルギの放出により、
共振用コンデンサＣ2 が充電される。その後、共振用コ
ンデンサＣ2 に蓄積された電荷が、安定器用インダクタ
Ｌ2 と放電灯Ｌａとの直列回路を通して放電され、放電
灯Ｌａに高周波電流が流れるのである。
は、図１４に示すような、電圧共振型の一石式インバー
タ回路が知られている。この回路では、バイポーラトラ
ンジスタよりなるスイッチ手段としてのスイッチング素
子Ｑ1 を、制御回路ＣＮによって高周波でオン、オフさ
せる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオンになる
と、共振用インダクタＬ3 と、放電灯Ｌａおよび安定器
用インダクタＬ2 の直列回路とを通してスイッチング素
子Ｑ1 に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ1 が
オフになると、共振用インダクタＬ3 および安定器用イ
ンダクタＬ2 に蓄積された磁気エネルギの放出により、
共振用コンデンサＣ2 が充電される。その後、共振用コ
ンデンサＣ2 に蓄積された電荷が、安定器用インダクタ
Ｌ2 と放電灯Ｌａとの直列回路を通して放電され、放電
灯Ｌａに高周波電流が流れるのである。
【０００６】この構成ではスイッチング素子Ｑ1 の両端
電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）の監視によって、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧がほぼ０Ｖのときにスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにするように制御（いわゆるゼ
ロボルトスイッチング）することができ、スイッチング
ノイズの発生を容易に低減することができるという長所
を持つ。ところで、このインバータ回路の電源として昇
圧型のチョッパ回路を用いた場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチ手段に耐圧の高いものが要求されコスト
高になる。また、降圧型や極性逆転型（昇降圧型ともい
う）のチョッパ回路を用いる場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチ手段の制御回路とインバータ回路のスイ
ッチング素子Ｑ1 の制御回路ＣＮとの基準電圧が異なる
ことになり、レベルシフト回路のような複雑な回路構成
が必要になる。つまり、インバータ回路として構成の簡
単なものを採用しても、チョッパ回路とインバータ回路
とを個別に有するものでは、上述のような各種の問題が
生じる。
電圧（コレクタ・エミッタ間電圧）の監視によって、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧がほぼ０Ｖのときにスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにするように制御（いわゆるゼ
ロボルトスイッチング）することができ、スイッチング
ノイズの発生を容易に低減することができるという長所
を持つ。ところで、このインバータ回路の電源として昇
圧型のチョッパ回路を用いた場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチ手段に耐圧の高いものが要求されコスト
高になる。また、降圧型や極性逆転型（昇降圧型ともい
う）のチョッパ回路を用いる場合には、チョッパ回路に
用いるスイッチ手段の制御回路とインバータ回路のスイ
ッチング素子Ｑ1 の制御回路ＣＮとの基準電圧が異なる
ことになり、レベルシフト回路のような複雑な回路構成
が必要になる。つまり、インバータ回路として構成の簡
単なものを採用しても、チョッパ回路とインバータ回路
とを個別に有するものでは、上述のような各種の問題が
生じる。
【０００７】一方、特開平５−３１６７３３号公報に
は、インバータ回路で発生する高周波電圧をトランスと
平滑コンデンサとを介して整流回路の出力端間に印加す
ることによって高調波成分を取り除く回路が提案されて
いる。また、スイッチング電源として特開平７−１５９
６７号公報には、図１５に示す回路が記載されている。
この回路は、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器Ｄ
Ｂの出力にチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲ′
の制御巻線ｎ3 とを介して平滑コンデンサＣ1 を接続
し、トランスＴＲ′の１次巻線ｎ1 とスイッチング素子
Ｑ1 の直列回路を平滑コンデンサＣ1 に並列接続してあ
る。また、スイッチング素子Ｑ1 には共振用コンデンサ
Ｃ2 を並列接続してあり、トランスＴＲ′の２次巻線ｎ
2 には整流平滑回路ＲＳを接続し、負荷回路Ｚに電力を
供給する構成を採用している。この構成では、１組のス
イッチング素子Ｑ1 と制御回路ＣＮとによって高調波成
分の少ないスイッチング電源を構成できる。
は、インバータ回路で発生する高周波電圧をトランスと
平滑コンデンサとを介して整流回路の出力端間に印加す
ることによって高調波成分を取り除く回路が提案されて
いる。また、スイッチング電源として特開平７−１５９
６７号公報には、図１５に示す回路が記載されている。
この回路は、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器Ｄ
Ｂの出力にチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲ′
の制御巻線ｎ3 とを介して平滑コンデンサＣ1 を接続
し、トランスＴＲ′の１次巻線ｎ1 とスイッチング素子
Ｑ1 の直列回路を平滑コンデンサＣ1 に並列接続してあ
る。また、スイッチング素子Ｑ1 には共振用コンデンサ
Ｃ2 を並列接続してあり、トランスＴＲ′の２次巻線ｎ
2 には整流平滑回路ＲＳを接続し、負荷回路Ｚに電力を
供給する構成を採用している。この構成では、１組のス
イッチング素子Ｑ1 と制御回路ＣＮとによって高調波成
分の少ないスイッチング電源を構成できる。
【０００８】図１５の回路構成で用いた技術を図１４の
インバータ点灯装置に適用すれば、図１６のような回路
が得られる（図ではローパスフィルタを省略してい
る）。すなわち、図１５の回路におけるトランスＴＲ′
の１次巻線ｎ1 に並列的に、インダクタＬ2 と放電灯Ｌ
ａとの直列回路を接続し、予熱用コンデンサＣ3 を放電
灯Ｌａの両フィラメントの非電源側端間に接続した構成
としてある。図１６に示す回路の動作を図１７を用いて
説明する。ここで、図１５に示した回路での負荷回路Ｚ
への出力を取り出す２次巻線ｎ2 は不要であるから、以
下の説明では図１５に示した１次巻線ｎ1 を１次巻線Ｔ
1 とし、制御巻線ｎ3 を２次巻線Ｔ2 として備えるトラ
ンスＴＲを用いる。
インバータ点灯装置に適用すれば、図１６のような回路
が得られる（図ではローパスフィルタを省略してい
る）。すなわち、図１５の回路におけるトランスＴＲ′
の１次巻線ｎ1 に並列的に、インダクタＬ2 と放電灯Ｌ
ａとの直列回路を接続し、予熱用コンデンサＣ3 を放電
灯Ｌａの両フィラメントの非電源側端間に接続した構成
としてある。図１６に示す回路の動作を図１７を用いて
説明する。ここで、図１５に示した回路での負荷回路Ｚ
への出力を取り出す２次巻線ｎ2 は不要であるから、以
下の説明では図１５に示した１次巻線ｎ1 を１次巻線Ｔ
1 とし、制御巻線ｎ3 を２次巻線Ｔ2 として備えるトラ
ンスＴＲを用いる。
【０００９】いま、図１６のＸ点の電位ＶｘとＹ点の電
位Ｖｙとは、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ１から
トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 あるいは２次巻線Ｔ2 の両
端電圧を差し引いた電圧であるから、トランスＴＲの巻
数比を１：１とすると、Ｖｘ＝Ｖｙになる。したがっ
て、スイッチング素子Ｑ1 がオンになり、Ｖｙ＝０Ｖに
なると、Ｖｘ＝０Ｖになる。すなわち、Ｘ点と全波整流
回路ＤＢの負極との間に仮想的にスイッチング素子Ｑ2
が存在すると考えることができる。
位Ｖｙとは、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ１から
トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 あるいは２次巻線Ｔ2 の両
端電圧を差し引いた電圧であるから、トランスＴＲの巻
数比を１：１とすると、Ｖｘ＝Ｖｙになる。したがっ
て、スイッチング素子Ｑ1 がオンになり、Ｖｙ＝０Ｖに
なると、Ｖｘ＝０Ｖになる。すなわち、Ｘ点と全波整流
回路ＤＢの負極との間に仮想的にスイッチング素子Ｑ2
が存在すると考えることができる。
【００１０】この回路は、スイッチング素子Ｑ1 および
スイッチング素子Ｑ2 と共振用コンデンサＣ2 との動作
により基本的には図１７に示す４つの動作モードで動作
する。以下の説明は安定な動作状態について説明する。
また、図中の矢印は電流の向きを示す。図１７（ａ）
は、スイッチ手段がオンである状態を示している。この
とき、共振用コンデンサＣ2 の両端は短絡されて機能せ
ず、平滑用コンデンサＣ1 からトランスＴＲの１次巻線
Ｔ1 と、放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）および安
定器用インダクタＬ2 の直列回路とにそれぞれ電流が流
れ、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と安定器用インダクタ
Ｌ2 とに磁気エネルギが蓄積される。また、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンになるから、全波整流器ＤＢからチョ
ッパ用インダクタＬ 1 に電流が流れ、チョッパ用インダ
クタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波整流器Ｄ
Ｂの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に等しいか
ら、チョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流は交流電源
ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
スイッチング素子Ｑ2 と共振用コンデンサＣ2 との動作
により基本的には図１７に示す４つの動作モードで動作
する。以下の説明は安定な動作状態について説明する。
また、図中の矢印は電流の向きを示す。図１７（ａ）
は、スイッチ手段がオンである状態を示している。この
とき、共振用コンデンサＣ2 の両端は短絡されて機能せ
ず、平滑用コンデンサＣ1 からトランスＴＲの１次巻線
Ｔ1 と、放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）および安
定器用インダクタＬ2 の直列回路とにそれぞれ電流が流
れ、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と安定器用インダクタ
Ｌ2 とに磁気エネルギが蓄積される。また、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンになるから、全波整流器ＤＢからチョ
ッパ用インダクタＬ 1 に電流が流れ、チョッパ用インダ
クタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波整流器Ｄ
Ｂの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に等しいか
ら、チョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流は交流電源
ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
【００１１】次に、図１７（ｂ）のようにスイッチング
素子Ｑ1 がオフになった直後では、トランスの１次巻線
Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 とに蓄積された磁気エネ
ルギが放出されるから、トランスの１次巻線Ｔ1 と安定
器用インダクタＬ2 には図１７（ａ）と同じ向きに電流
が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。した
がって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチン
グ素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。ま
た、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオフであるから、
チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出され、
チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２次巻
線Ｔ2 にも図１７（ａ）と同じ向きに電流が流れ続け
る。チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２
次巻線Ｔ2 に流れる電流の大きさはチョッパ用インダク
タＬ1 に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源Ａ
Ｃの電圧の絶対値に比例する。その後、トランスＴＲの
１次巻線Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネル
ギが放出されてしまうと、図１７（ｃ）のように共振用
コンデンサＣ2 が放電を開始する。このときの放電電流
はトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と、安定器用インダクタ
Ｌ2 および放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列
回路とを通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流にな
る。また、この状態でもチョッパ用インダクタＬ1 は磁
気エネルギを放出し続けるから、チョッパ用インダクタ
Ｌ1 を流れる電流は平滑用コンデンサＣ1への充電電流
になる。
素子Ｑ1 がオフになった直後では、トランスの１次巻線
Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 とに蓄積された磁気エネ
ルギが放出されるから、トランスの１次巻線Ｔ1 と安定
器用インダクタＬ2 には図１７（ａ）と同じ向きに電流
が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電される。した
がって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（スイッチン
グ素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇する。ま
た、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオフであるから、
チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出され、
チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２次巻
線Ｔ2 にも図１７（ａ）と同じ向きに電流が流れ続け
る。チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２
次巻線Ｔ2 に流れる電流の大きさはチョッパ用インダク
タＬ1 に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源Ａ
Ｃの電圧の絶対値に比例する。その後、トランスＴＲの
１次巻線Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネル
ギが放出されてしまうと、図１７（ｃ）のように共振用
コンデンサＣ2 が放電を開始する。このときの放電電流
はトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と、安定器用インダクタ
Ｌ2 および放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）の直列
回路とを通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流にな
る。また、この状態でもチョッパ用インダクタＬ1 は磁
気エネルギを放出し続けるから、チョッパ用インダクタ
Ｌ1 を流れる電流は平滑用コンデンサＣ1への充電電流
になる。
【００１２】共振用コンデンサＣ2 の放電が終了する
と、図１７（ｄ）のように、トランスＴＲの１次巻線Ｔ
1 と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギによっ
て、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位
よりも下がり、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオード
Ｄｐが導通する。その結果、トランスＴＲの１次巻線Ｔ
1および安定器用インダクタＬ2 は図１７（ｃ）と同じ
方向に平滑用コンデンサＣ 1 への充電電流を流し続け
る。また、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐ
がオンになるから、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオ
ン状態になり、図１７（ａ）と同様にチョッパ用インダ
クタＬ1 に電流が流れる。ここに、チョッパ用インダク
タＬ1 の値によってはチョッパ用インダクタＬ1 に流れ
る電流には休止期間が生じることもある。
と、図１７（ｄ）のように、トランスＴＲの１次巻線Ｔ
1 と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギによっ
て、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位
よりも下がり、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオード
Ｄｐが導通する。その結果、トランスＴＲの１次巻線Ｔ
1および安定器用インダクタＬ2 は図１７（ｃ）と同じ
方向に平滑用コンデンサＣ 1 への充電電流を流し続け
る。また、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐ
がオンになるから、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオ
ン状態になり、図１７（ａ）と同様にチョッパ用インダ
クタＬ1 に電流が流れる。ここに、チョッパ用インダク
タＬ1 の値によってはチョッパ用インダクタＬ1 に流れ
る電流には休止期間が生じることもある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した動作より明ら
かなように、上記構成では、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流が負荷回路Ｚを流れる。しかるに、負荷回路Ｚ
として放電灯Ｌａのように、各種の動作状態（たとえ
ば、予熱、調光点灯、定常点灯）あるいは周囲温度の変
化などによってインピーダンスが変化するものを含む場
合には、上記回路構成では平滑用コンデンサＣ1 への充
電電流が変動し、結果的に平滑用コンデンサＣ1 の両端
電圧が変動することになる。つまりは、放電灯Ｌａのラ
ンプ電流も変動することになり、ランプ電流を所定の値
に制御するためには複雑な回路構成を要することにな
る。
かなように、上記構成では、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流が負荷回路Ｚを流れる。しかるに、負荷回路Ｚ
として放電灯Ｌａのように、各種の動作状態（たとえ
ば、予熱、調光点灯、定常点灯）あるいは周囲温度の変
化などによってインピーダンスが変化するものを含む場
合には、上記回路構成では平滑用コンデンサＣ1 への充
電電流が変動し、結果的に平滑用コンデンサＣ1 の両端
電圧が変動することになる。つまりは、放電灯Ｌａのラ
ンプ電流も変動することになり、ランプ電流を所定の値
に制御するためには複雑な回路構成を要することにな
る。
【００１４】また、スイッチング素子Ｑ1 はチョッパ回
路とインバータ回路とのスイッチ手段として兼用されて
いるから、チョッパ回路を流れる電流とインバータ回路
を流れる電流とが加算された形でスイッチング素子Ｑ1
に流れる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 のストレスが大き
くなる。
路とインバータ回路とのスイッチ手段として兼用されて
いるから、チョッパ回路を流れる電流とインバータ回路
を流れる電流とが加算された形でスイッチング素子Ｑ1
に流れる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 のストレスが大き
くなる。
【００１５】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、第１の目的は、簡単な構成ながら負荷回路への出
力を所定値に容易に制御することができる電源装置を提
供することにあり、第２の目的は、スイッチ手段に流れ
る電流を低減した電源装置を提供することにある。
あり、第１の目的は、簡単な構成ながら負荷回路への出
力を所定値に容易に制御することができる電源装置を提
供することにあり、第２の目的は、スイッチ手段に流れ
る電流を低減した電源装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、交
流電源を全波整流器により整流し、全波整流器の出力端
間にチョッパ用インダクタとトランスの２次巻線とを介
して平滑用コンデンサを接続し、平滑用コンデンサの両
端間にトランスの１次巻線とオン、オフ制御されるスイ
ッチ手段との直列回路を接続し、スイッチ手段とトラン
スの１次巻線との一方に共振用コンデンサを並列接続
し、安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用のコ
ンデンサとの直列回路をスイッチ手段の両端間に接続し
てある。
流電源を全波整流器により整流し、全波整流器の出力端
間にチョッパ用インダクタとトランスの２次巻線とを介
して平滑用コンデンサを接続し、平滑用コンデンサの両
端間にトランスの１次巻線とオン、オフ制御されるスイ
ッチ手段との直列回路を接続し、スイッチ手段とトラン
スの１次巻線との一方に共振用コンデンサを並列接続
し、安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用のコ
ンデンサとの直列回路をスイッチ手段の両端間に接続し
てある。
【００１７】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、トランスの１次巻線と２次巻線とは、１次巻線に
電流が流れる向きとその電流により２次巻線に誘起され
る電圧の極性とが一致する向きで直列接続されている。
いて、トランスの１次巻線と２次巻線とは、１次巻線に
電流が流れる向きとその電流により２次巻線に誘起され
る電圧の極性とが一致する向きで直列接続されている。
【００１８】請求項３の発明では、交流電源を全波整流
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間にトランスの
１次巻線とオン、オフ制御されるスイッチ手段との直列
回路を接続し、スイッチ手段とトランスの１次巻線との
一方に共振用コンデンサを並列接続し、安定器用インダ
クタと負荷回路との直列回路をトランスの２次巻線の両
端間に接続してある。
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間にトランスの
１次巻線とオン、オフ制御されるスイッチ手段との直列
回路を接続し、スイッチ手段とトランスの１次巻線との
一方に共振用コンデンサを並列接続し、安定器用インダ
クタと負荷回路との直列回路をトランスの２次巻線の両
端間に接続してある。
【００１９】請求項４の発明では、トランスの２次巻線
と平滑用コンデンサとの直列回路の両端間に、共振用コ
ンデンサを接続すると共に、安定器用インダクタと負荷
回路と直流カット用のコンデンサとの直列回路を接続し
てある。請求項５の発明では、請求項１の発明におい
て、チョッパ用インダクタを全波整流器の負極側出力端
と平滑用コンデンサの負極側端との間に接続してある。
と平滑用コンデンサとの直列回路の両端間に、共振用コ
ンデンサを接続すると共に、安定器用インダクタと負荷
回路と直流カット用のコンデンサとの直列回路を接続し
てある。請求項５の発明では、請求項１の発明におい
て、チョッパ用インダクタを全波整流器の負極側出力端
と平滑用コンデンサの負極側端との間に接続してある。
【００２０】請求項６の発明では、請求項１の発明にお
いて、トランスの１次巻線とスイッチ手段との接続点に
全波整流器の正極側出力端を接続し、トランスの２次巻
線を全波整流器の負極側出力端に２次巻線から全波整流
器に向かう電流を阻止する極性のダイオードを介して接
続してある。請求項７の発明では、交流電源を全波整流
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間に負荷回路と
安定器用インダクタとスイッチ手段との直列回路を接続
し、負荷回路の両端間にトランスの１次巻線を接続して
ある。
いて、トランスの１次巻線とスイッチ手段との接続点に
全波整流器の正極側出力端を接続し、トランスの２次巻
線を全波整流器の負極側出力端に２次巻線から全波整流
器に向かう電流を阻止する極性のダイオードを介して接
続してある。請求項７の発明では、交流電源を全波整流
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間に負荷回路と
安定器用インダクタとスイッチ手段との直列回路を接続
し、負荷回路の両端間にトランスの１次巻線を接続して
ある。
【００２１】請求項８の発明では、交流電源を全波整流
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間にトランスの
１次巻線とオン、オフ制御されるスイッチ手段との直列
回路を接続し、スイッチ手段とトランスの１次巻線との
一方に共振用コンデンサを並列接続し、安定器用インダ
クタと負荷回路との直列回路をトランスの１次巻線の両
端間に接続し、トランスの１次巻線と２次巻線とを、１
次巻線に電流が流れる向きとその電流により２次巻線に
誘起される電圧の極性とが逆向きになるように直列接続
し、かつ２次巻線の巻数を１次巻線よりも多くしてあ
る。
器により整流し、全波整流器の出力端間にチョッパ用イ
ンダクタとトランスの２次巻線とを介して平滑用コンデ
ンサを接続し、平滑用コンデンサの両端間にトランスの
１次巻線とオン、オフ制御されるスイッチ手段との直列
回路を接続し、スイッチ手段とトランスの１次巻線との
一方に共振用コンデンサを並列接続し、安定器用インダ
クタと負荷回路との直列回路をトランスの１次巻線の両
端間に接続し、トランスの１次巻線と２次巻線とを、１
次巻線に電流が流れる向きとその電流により２次巻線に
誘起される電圧の極性とが逆向きになるように直列接続
し、かつ２次巻線の巻数を１次巻線よりも多くしてあ
る。
【００２２】請求項９の発明では、請求項１ないし請求
項８の発明において、負荷回路は放電灯を含んでいる。
項８の発明において、負荷回路は放電灯を含んでいる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。 （実施形態１） 基本的な回路構成を図１に示し、図２に具体回路を示
す。図１を図１６と比較すれば明らかであるが、図１６
に示した従来構成では平滑用コンデンサＣ1 とトランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 との接続点に負荷回路Ｚ（放電灯Ｌ
ａ、予熱用コンデンサＣ3 ）の一端を接続していたのに
対して、本実施形態では負荷回路Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱
用コンデンサＣ3 ）に安定器用インダクタＬ 2 に加えて
直流カット用のコンデンサＣ4 を直列接続し、負荷回路
ＺとコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチ手段として
のバイポーラトランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
1 に並列接続してある。すなわち、平滑用コンデンサＣ
1 はチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの２次巻
線Ｔ2 とを介して全波整流器ＤＢに接続され、負荷回路
ＺはコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチング素子Ｑ
1 に並列接続したことになる。また、スイッチング素子
Ｑ1 はチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの１次
巻線Ｔ1 および２次巻線Ｔ2 とを介して全波整流器ＤＢ
に接続される。ここに、スイッチング素子Ｑ1 には回生
電流を流すためのダイオードＤ1 がコレクタ・エミッタ
に逆並列に接続されている。
に基づいて説明する。 （実施形態１） 基本的な回路構成を図１に示し、図２に具体回路を示
す。図１を図１６と比較すれば明らかであるが、図１６
に示した従来構成では平滑用コンデンサＣ1 とトランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 との接続点に負荷回路Ｚ（放電灯Ｌ
ａ、予熱用コンデンサＣ3 ）の一端を接続していたのに
対して、本実施形態では負荷回路Ｚ（放電灯Ｌａ、予熱
用コンデンサＣ3 ）に安定器用インダクタＬ 2 に加えて
直流カット用のコンデンサＣ4 を直列接続し、負荷回路
ＺとコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチ手段として
のバイポーラトランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
1 に並列接続してある。すなわち、平滑用コンデンサＣ
1 はチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの２次巻
線Ｔ2 とを介して全波整流器ＤＢに接続され、負荷回路
ＺはコンデンサＣ4 との直列回路をスイッチング素子Ｑ
1 に並列接続したことになる。また、スイッチング素子
Ｑ1 はチョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの１次
巻線Ｔ1 および２次巻線Ｔ2 とを介して全波整流器ＤＢ
に接続される。ここに、スイッチング素子Ｑ1 には回生
電流を流すためのダイオードＤ1 がコレクタ・エミッタ
に逆並列に接続されている。
【００２４】図２に示すように、具体回路では、フィル
タ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とから
なるローパスフィルタ回路を、交流電源ＡＣと全波整流
器ＤＢとの間に挿入することにより、入力電流の高調波
歪成分を低減してある。図１に示す基本回路の動作につ
いて説明する。この回路はスイッチング素子Ｑ 1 と共振
用コンデンサＣ2 との動作により基本的には図３に示す
４つの動作モードで動作する。以下では安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。
タ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサＣ0 とから
なるローパスフィルタ回路を、交流電源ＡＣと全波整流
器ＤＢとの間に挿入することにより、入力電流の高調波
歪成分を低減してある。図１に示す基本回路の動作につ
いて説明する。この回路はスイッチング素子Ｑ 1 と共振
用コンデンサＣ2 との動作により基本的には図３に示す
４つの動作モードで動作する。以下では安定な動作状態
での動作について説明する。また、図中の矢印は電流の
流れを示す。
【００２５】図３（ａ）は、スイッチング素子Ｑ1 がオ
ンである状態を示している。このとき、共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 からトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 に電流が流れる
とともに、コンデンサＣ4 から安定器用インダクタＬ2
と放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路に
電流が流れ、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と安定器用イ
ンダクタＬ2 とに磁気エネルギが蓄積される。また、ス
イッチング素子Ｑ2 がオンになり、全波整流器ＤＢから
チョッパ用インダクタＬ1 に電流が流れ、チョッパ用イ
ンダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波整流
器ＤＢの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に略等
しいから、チョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流は交
流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
ンである状態を示している。このとき、共振用コンデン
サＣ2 の両端間は短絡されて機能せず、平滑用コンデン
サＣ 1 からトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 に電流が流れる
とともに、コンデンサＣ4 から安定器用インダクタＬ2
と放電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路に
電流が流れ、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と安定器用イ
ンダクタＬ2 とに磁気エネルギが蓄積される。また、ス
イッチング素子Ｑ2 がオンになり、全波整流器ＤＢから
チョッパ用インダクタＬ1 に電流が流れ、チョッパ用イ
ンダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積される。全波整流
器ＤＢの出力電圧は交流電源ＡＣの電圧の絶対値に略等
しいから、チョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流は交
流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例した値になる。
【００２６】次に、図３（ｂ）のようにスイッチング素
子Ｑ1 がオフになった直後では、トランスＴＲの１次巻
線Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 とに蓄積された磁気エ
ネルギが放出されるから、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
および安定器用インダクタＬ 2 には図３（ａ）と同じ向
きに電流が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電され
る。したがって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（ス
イッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇す
る。また、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 はオフである
から、チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出
され、チョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの２次
巻線Ｔ2 にも図３（ａ）と同じ向きに電流が流れ続け
る。チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２
次巻線Ｔ2に流れる電流の大きさはチョッパ用インダク
タＬ1 に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源Ａ
Ｃの電圧の絶対値に比例する。
子Ｑ1 がオフになった直後では、トランスＴＲの１次巻
線Ｔ1 と安定器用インダクタＬ2 とに蓄積された磁気エ
ネルギが放出されるから、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
および安定器用インダクタＬ 2 には図３（ａ）と同じ向
きに電流が流れ続け、共振用コンデンサＣ2 が充電され
る。したがって、共振用コンデンサＣ2 の両端電圧（ス
イッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース電圧）が上昇す
る。また、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 はオフである
から、チョッパ用インダクタＬ1 の磁気エネルギが放出
され、チョッパ用インダクタＬ1 とトランスＴＲの２次
巻線Ｔ2 にも図３（ａ）と同じ向きに電流が流れ続け
る。チョッパ用インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２
次巻線Ｔ2に流れる電流の大きさはチョッパ用インダク
タＬ1 に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電源Ａ
Ｃの電圧の絶対値に比例する。
【００２７】その後、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と安
定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギが放出されてし
まうと、図３（ｃ）のように共振用コンデンサＣ2 が放
電を開始する。このときの放電電流はトランスＴＲの１
次巻線Ｔ1 を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流
になる。このとき同時に、安定器用インダクタＬ2 と放
電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路を通し
てコンデンサＣ4 に充電電流が流れる。また、チョッパ
用インダクタＬ1 は磁気エネルギを放出し続けるから、
チョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流は平滑用コンデ
ンサＣ1 への充電電流になる。
定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギが放出されてし
まうと、図３（ｃ）のように共振用コンデンサＣ2 が放
電を開始する。このときの放電電流はトランスＴＲの１
次巻線Ｔ1 を通して平滑用コンデンサＣ1 への充電電流
になる。このとき同時に、安定器用インダクタＬ2 と放
電灯Ｌａ（予熱用コンデンサＣ3 ）との直列回路を通し
てコンデンサＣ4 に充電電流が流れる。また、チョッパ
用インダクタＬ1 は磁気エネルギを放出し続けるから、
チョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流は平滑用コンデ
ンサＣ1 への充電電流になる。
【００２８】共振用コンデンサＣ2 の放電が終了する
と、図３（ｄ）のように、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギによって、
スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位より
も下がり、スイッチング素子Ｑ 1 の寄生ダイオードＤｐ
が導通する。その結果、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 は
図３（ｃ）と同じ方向に平滑用コンデンサＣ1 への充電
電流を流し続け、安定器用インダクタＬ2 はコンデンサ
Ｃ4 への充電電流を流し続ける。また、また、スイッチ
ング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐがオンになることに
より、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオン状態とな
り、図３（ａ）と同様にチョッパ用インダクタＬ1 に電
流が流れ、平滑用コンデンサＣ1 を充電し続ける。ここ
に、チョッパ用インダクタＬ1 のインダクタンスによっ
てはチョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期
間が生じることもある。
と、図３（ｄ）のように、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
と安定器用インダクタＬ2 との磁気エネルギによって、
スイッチング素子Ｑ1 のドレイン電位がソース電位より
も下がり、スイッチング素子Ｑ 1 の寄生ダイオードＤｐ
が導通する。その結果、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 は
図３（ｃ）と同じ方向に平滑用コンデンサＣ1 への充電
電流を流し続け、安定器用インダクタＬ2 はコンデンサ
Ｃ4 への充電電流を流し続ける。また、また、スイッチ
ング素子Ｑ1 の寄生ダイオードＤｐがオンになることに
より、仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオン状態とな
り、図３（ａ）と同様にチョッパ用インダクタＬ1 に電
流が流れ、平滑用コンデンサＣ1 を充電し続ける。ここ
に、チョッパ用インダクタＬ1 のインダクタンスによっ
てはチョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流には休止期
間が生じることもある。
【００２９】図４に図１の回路の各部の動作を示す。図
４の（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ平滑用コンデンサＣ1
の充放電電流ＩC1、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 を流れ
る電流ＩT1、放電灯Ｌａのランプ電流ＩLa、チョッパ用
インダクタＬ1 を流れる電流ＩL1、スイッチング素子Ｑ
1 のドレイン電圧Ｖｄｓ、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電流Ｉｄｓを示している。また、全波整流器ＤＢの
出力電圧ＶDBとチョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流
ＩL1との関係を図５に示す。ここに、図４は図５に対し
て時間軸を拡大して示している。全波整流器ＤＢの出力
電圧ＶDBは交流電源ＡＣの電圧値の絶対値に相当し、チ
ョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流Ｉ L1のピーク値
は、全波整流器ＤＢの出力電圧ＶDBに比例しているか
ら、フィルタ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサ
Ｃ0 とを最適値に選べば入力電流の高周波成分をカット
することができ、交流電源ＡＣからの入力電流は全期間
で入力電圧波形に相似となる。したがって、この電源装
置の力率が向上し、入力電流高調波が改善される。
４の（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ平滑用コンデンサＣ1
の充放電電流ＩC1、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 を流れ
る電流ＩT1、放電灯Ｌａのランプ電流ＩLa、チョッパ用
インダクタＬ1 を流れる電流ＩL1、スイッチング素子Ｑ
1 のドレイン電圧Ｖｄｓ、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電流Ｉｄｓを示している。また、全波整流器ＤＢの
出力電圧ＶDBとチョッパ用インダクタＬ1 に流れる電流
ＩL1との関係を図５に示す。ここに、図４は図５に対し
て時間軸を拡大して示している。全波整流器ＤＢの出力
電圧ＶDBは交流電源ＡＣの電圧値の絶対値に相当し、チ
ョッパ用インダクタＬ1 を流れる電流Ｉ L1のピーク値
は、全波整流器ＤＢの出力電圧ＶDBに比例しているか
ら、フィルタ用インダクタＬ0 とフィルタ用コンデンサ
Ｃ0 とを最適値に選べば入力電流の高周波成分をカット
することができ、交流電源ＡＣからの入力電流は全期間
で入力電圧波形に相似となる。したがって、この電源装
置の力率が向上し、入力電流高調波が改善される。
【００３０】また、図１６に示した従来の電源装置とは
異なり、平滑用コンデンサＣ1 への充電電流が放電灯Ｌ
ａを流れないから、放電灯Ｌａのようにインピーダンス
の変動する負荷回路Ｚを接続している場合であっても、
平滑用コンデンサＣ1 の電圧が大きく変動することはな
い。すなわち、図１６の回路構成では平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電電流と放電電流とがともに変動するのに対し
て、本実施形態では平滑用コンデンサＣ1 の放電電流の
みが負荷回路Ｚの変動に伴って変動するから、従来構成
に比較すると、インバータ回路の電源電圧が安定し、イ
ンバータ回路の出力を所定の値に制御するのが容易にな
るのである。
異なり、平滑用コンデンサＣ1 への充電電流が放電灯Ｌ
ａを流れないから、放電灯Ｌａのようにインピーダンス
の変動する負荷回路Ｚを接続している場合であっても、
平滑用コンデンサＣ1 の電圧が大きく変動することはな
い。すなわち、図１６の回路構成では平滑用コンデンサ
Ｃ1 の充電電流と放電電流とがともに変動するのに対し
て、本実施形態では平滑用コンデンサＣ1 の放電電流の
みが負荷回路Ｚの変動に伴って変動するから、従来構成
に比較すると、インバータ回路の電源電圧が安定し、イ
ンバータ回路の出力を所定の値に制御するのが容易にな
るのである。
【００３１】ところで、制御回路ＣＮは、図２に示すよ
うに、一対の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路をスイッチング
素子Ｑ1 に並列接続することにより、スイッチング素子
Ｑ1の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）に比例する
電圧を検出し、抵抗Ｒ2 に並列接続したコンデンサＣ5
を用いてスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧に比例する電
圧を積分する。コンデンサＣ5 の両端電圧は、反転回路
ＩＣ1 により波形整形された後に、コンデンサＣ6 およ
び抵抗Ｒ7 よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ2 で
波形整形される。この反転回路ＩＣ2 の出力信号は、汎
用のタイマ用集積回路（たとえば、ＮＥＣ社製のμＰＣ
１５５５）ＩＣ4 を主構成要素とする単安定マルチバイ
ブレータにトリガ信号として入力される。この単安定マ
ルチバイブレータは、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 とによ
り時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防
止用にコンデンサＣ7 を備える。一方、電源投入直後に
スイッチング素子Ｑ1 を起動するために、図示しない別
途の制御電源ＶDD（交流電源ＡＣから得る）の両端に接
続された抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との直列回路と、抵
抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との接続点に接続された反転回
路ＩＣ3 とを備える。上述した単安定マルチバイブレー
タと反転回路ＩＣ3 との出力は、それぞれワイヤードオ
アを構成するダイオードＤ5 ，Ｄ6 および抵抗Ｒ3 を通
してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに接続される。ま
た、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソードにはプルダウン抵
抗Ｒ5 も接続される。
うに、一対の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路をスイッチング
素子Ｑ1 に並列接続することにより、スイッチング素子
Ｑ1の両端電圧（ドレイン・ソース間電圧）に比例する
電圧を検出し、抵抗Ｒ2 に並列接続したコンデンサＣ5
を用いてスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧に比例する電
圧を積分する。コンデンサＣ5 の両端電圧は、反転回路
ＩＣ1 により波形整形された後に、コンデンサＣ6 およ
び抵抗Ｒ7 よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ2 で
波形整形される。この反転回路ＩＣ2 の出力信号は、汎
用のタイマ用集積回路（たとえば、ＮＥＣ社製のμＰＣ
１５５５）ＩＣ4 を主構成要素とする単安定マルチバイ
ブレータにトリガ信号として入力される。この単安定マ
ルチバイブレータは、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 とによ
り時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防
止用にコンデンサＣ7 を備える。一方、電源投入直後に
スイッチング素子Ｑ1 を起動するために、図示しない別
途の制御電源ＶDD（交流電源ＡＣから得る）の両端に接
続された抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との直列回路と、抵
抗Ｒ6 とコンデンサＣ9 との接続点に接続された反転回
路ＩＣ3 とを備える。上述した単安定マルチバイブレー
タと反転回路ＩＣ3 との出力は、それぞれワイヤードオ
アを構成するダイオードＤ5 ，Ｄ6 および抵抗Ｒ3 を通
してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに接続される。ま
た、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 のカソードにはプルダウン抵
抗Ｒ5 も接続される。
【００３２】次に、制御回路ＣＮの動作について図６を
参照して説明する。図６の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図
２のａ〜ｌで示す各部の信号である。この制御回路ＣＮ
は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されたスイッチング素子
Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ1 を一定期間オンにするように駆動信号
を出力し、いわゆるゼロボルトスイッチングを行なう。
参照して説明する。図６の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図
２のａ〜ｌで示す各部の信号である。この制御回路ＣＮ
は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧されたスイッチング素子
Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ1 を一定期間オンにするように駆動信号
を出力し、いわゆるゼロボルトスイッチングを行なう。
【００３３】まず、電源を投入した時点では反転回路Ｉ
Ｃ3 の入力ｋはＬレベルであり（図６（ｋ））、反転回
路ＩＣ3 の出力ｌはＨレベルであるから（図６
（ｌ））、ダイオードＤ6 と抵抗Ｒ3 とを介してスイッ
チング素子Ｑ1 がオンになる（図６（ｉ）（ｊ））。そ
の後、制御電源ＶDDから抵抗Ｒ6 を介してコンデンサＣ
9 が充電され、一定時間後に反転回路ＩＣ3 の入力ｋが
閾値に達して反転回路ＩＣ3 の出力ｌがＨレベルからＬ
レベルに変化し、スイッチング素子Ｑ1 がオフになるの
である。
Ｃ3 の入力ｋはＬレベルであり（図６（ｋ））、反転回
路ＩＣ3 の出力ｌはＨレベルであるから（図６
（ｌ））、ダイオードＤ6 と抵抗Ｒ3 とを介してスイッ
チング素子Ｑ1 がオンになる（図６（ｉ）（ｊ））。そ
の後、制御電源ＶDDから抵抗Ｒ6 を介してコンデンサＣ
9 が充電され、一定時間後に反転回路ＩＣ3 の入力ｋが
閾値に達して反転回路ＩＣ3 の出力ｌがＨレベルからＬ
レベルに変化し、スイッチング素子Ｑ1 がオフになるの
である。
【００３４】上述のような起動時の制御により動作を開
始する。すなわち、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより構成された
電圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが上昇する（図６（ａ））。その後、共振用
インダクタＬ2 と共振用コンデンサＣ2 とによる直列共
振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが略０Ｖになると（図６（ａ））、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された電圧ｂも０Ｖになる（図６
（ｂ））。ここで、反転回路ＩＣ1 の入力端にはコンデ
ンサＣ5 を接続しているから、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電圧の変化は遅延され、チャタリングによる誤
動作が防止される。反転回路ＩＣ1 の入力がＬレベルに
なると、反転回路ＩＣ1 の出力ｃはＨレベルになる（図
６（ｃ））。反転回路ＩＣ1 の出力が立ち上がると、コ
ンデンサＣ6 および抵抗Ｒ7 による微分回路を通して反
転回路ＩＣ2 の入力ｄ（図６（ｄ））が短時間だけＨレ
ベルになり、反転回路ＩＣ2 からは短時間だけＬレベル
になる出力ｅが発生する（図６（ｅ））。
始する。すなわち、共振用インダクタＬ2 と共振用コン
デンサＣ2 とスイッチング素子Ｑ1 とにより構成された
電圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが上昇する（図６（ａ））。その後、共振用
インダクタＬ2 と共振用コンデンサＣ2 とによる直列共
振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧ａが略０Ｖになると（図６（ａ））、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された電圧ｂも０Ｖになる（図６
（ｂ））。ここで、反転回路ＩＣ1 の入力端にはコンデ
ンサＣ5 を接続しているから、スイッチング素子Ｑ1 の
ドレイン電圧の変化は遅延され、チャタリングによる誤
動作が防止される。反転回路ＩＣ1 の入力がＬレベルに
なると、反転回路ＩＣ1 の出力ｃはＨレベルになる（図
６（ｃ））。反転回路ＩＣ1 の出力が立ち上がると、コ
ンデンサＣ6 および抵抗Ｒ7 による微分回路を通して反
転回路ＩＣ2 の入力ｄ（図６（ｄ））が短時間だけＨレ
ベルになり、反転回路ＩＣ2 からは短時間だけＬレベル
になる出力ｅが発生する（図６（ｅ））。
【００３５】このようにして得られた反転回路ＩＣ2 の
出力ｅにより単安定マルチバイブレータがトリガされ、
時定数を決める抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の
電位ｇが上昇する（図６（ｇ））。タイマ用集積回路Ｉ
Ｃ4 では、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の電位
ｇが、制御電圧ＶDDの２／３に達するとコンデンサＣ 8
を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ8 の充電中
にはタイマ用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＨレベルであっ
て（図６（ｈ））、ダイオードＤ5 、抵抗Ｒ3を介して
スイッチング素子Ｑ1 がオンに制御される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖになると、スイ
ッチング素子Ｑ1 は一定時間だけオンになる。
出力ｅにより単安定マルチバイブレータがトリガされ、
時定数を決める抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の
電位ｇが上昇する（図６（ｇ））。タイマ用集積回路Ｉ
Ｃ4 では、抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ8 との接続点の電位
ｇが、制御電圧ＶDDの２／３に達するとコンデンサＣ 8
を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ8 の充電中
にはタイマ用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＨレベルであっ
て（図６（ｈ））、ダイオードＤ5 、抵抗Ｒ3を介して
スイッチング素子Ｑ1 がオンに制御される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1 の両端電圧が略０Ｖになると、スイ
ッチング素子Ｑ1 は一定時間だけオンになる。
【００３６】また、タイマ用集積回路ＩＣ4 のうちコン
デンサＣ7 が接続されている端子の電位ｆは、タイマ用
集積回路ＩＣ4 の内部の抵抗とコンデンサＣ7 とにより
決定される時定数で、電源投入後から徐々に上昇し（図
６（ｆ））、この電位ｆが所定値以下の期間にはタイマ
用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＬレベルに保たれる。した
がって、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間は抵抗Ｒ4 と
コンデンサＣ8 とによって設定され、オフ時間はスイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電圧ａが０Ｖに戻るまでの時
間で決まる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 を含む回
路の状態によってオフ時間が調節されることになる。
デンサＣ7 が接続されている端子の電位ｆは、タイマ用
集積回路ＩＣ4 の内部の抵抗とコンデンサＣ7 とにより
決定される時定数で、電源投入後から徐々に上昇し（図
６（ｆ））、この電位ｆが所定値以下の期間にはタイマ
用集積回路ＩＣ4 の出力ｈはＬレベルに保たれる。した
がって、スイッチング素子Ｑ1 のオン時間は抵抗Ｒ4 と
コンデンサＣ8 とによって設定され、オフ時間はスイッ
チング素子Ｑ1 のドレイン電圧ａが０Ｖに戻るまでの時
間で決まる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 を含む回
路の状態によってオフ時間が調節されることになる。
【００３７】（実施形態２）図７に示すように、図１６
に示した従来構成において、安定器用インダクタＬ
2 を、放電灯Ｌａとスイッチング素子Ｑ1 との間に挿入
する代わりに、放電灯Ｌａとチョッパ用インダクタＬ1
およびトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 の接続点との間に接
続したものである。
に示した従来構成において、安定器用インダクタＬ
2 を、放電灯Ｌａとスイッチング素子Ｑ1 との間に挿入
する代わりに、放電灯Ｌａとチョッパ用インダクタＬ1
およびトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 の接続点との間に接
続したものである。
【００３８】このような構成としても仮想的なスイッチ
ング素子Ｑ2 を考えることができる。そのスイッチング
素子Ｑ2 のドレイン電圧はスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧と常に等しいから、インバータ回路としての動
作は図１６の回路構成と同様である。ここで、図１６
（ｃ）における共振用コンデンサＣ2 から平滑用コンデ
ンサＣ1 への充電電流は、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
および安定器用インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ（予熱用コ
ンデンサＣ3 ）の直列回路を流れているが、本実施形態
ではトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 のみを流れることにな
る。したがって、実施形態１と同様に平滑用コンデンサ
Ｃ1 への充電電流は放電灯Ｌａを流れず、インバータ回
路出力を所定の値に容易に制御することができる。他の
構成および動作は図１６に示した従来構成と同様である
から説明を省略する。
ング素子Ｑ2 を考えることができる。そのスイッチング
素子Ｑ2 のドレイン電圧はスイッチング素子Ｑ1 のドレ
イン電圧と常に等しいから、インバータ回路としての動
作は図１６の回路構成と同様である。ここで、図１６
（ｃ）における共振用コンデンサＣ2 から平滑用コンデ
ンサＣ1 への充電電流は、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1
および安定器用インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ（予熱用コ
ンデンサＣ3 ）の直列回路を流れているが、本実施形態
ではトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 のみを流れることにな
る。したがって、実施形態１と同様に平滑用コンデンサ
Ｃ1 への充電電流は放電灯Ｌａを流れず、インバータ回
路出力を所定の値に容易に制御することができる。他の
構成および動作は図１６に示した従来構成と同様である
から説明を省略する。
【００３９】（実施形態３）本実施形態は、図８に示す
ように、図１に示した実施形態１の構成において、安定
器用インダクタＬ2 を放電灯Ｌａとスイッチング素子Ｑ
1 との間に挿入する代わりに、放電灯Ｌａとチョッパ用
インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 の接
続点との間に接続したものである。また、共振用コンデ
ンサＣ2 を、スイッチング素子Ｑ1 には並列接続せず、
安定器用インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ（予熱用コンデン
サＣ3 ）とコンデンサＣ4 との直列回路にのみ並列接続
してある。
ように、図１に示した実施形態１の構成において、安定
器用インダクタＬ2 を放電灯Ｌａとスイッチング素子Ｑ
1 との間に挿入する代わりに、放電灯Ｌａとチョッパ用
インダクタＬ1 およびトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 の接
続点との間に接続したものである。また、共振用コンデ
ンサＣ2 を、スイッチング素子Ｑ1 には並列接続せず、
安定器用インダクタＬ2 と放電灯Ｌａ（予熱用コンデン
サＣ3 ）とコンデンサＣ4 との直列回路にのみ並列接続
してある。
【００４０】この回路も仮想的なスイッチング素子Ｑ2
を考えることができる。そのスイッチング素子Ｑ2 のド
レイン電圧はスイッチング素子Ｑ1 のドレイン電圧と常
に等しいから、インバータ回路としての動作は図１の回
路構成と同様である。ここで、図２（ｃ）ではトランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を介して共振用コンデンサＣ2 の充
放電を行なっているが、本実施形態ではトランスＴＲの
２次巻線Ｔ2 を介して共振用コンデンサＣ2 の充放電を
行なっている。したがって、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流はトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 を通るが、平滑
用コンデンサＣ 1 の充電電流は負荷回路を流れないか
ら、インバータ回路出力を所定の値に容易に制御するこ
とができる。他の構成および動作は実施形態１と同様で
あるから説明を省略する。
を考えることができる。そのスイッチング素子Ｑ2 のド
レイン電圧はスイッチング素子Ｑ1 のドレイン電圧と常
に等しいから、インバータ回路としての動作は図１の回
路構成と同様である。ここで、図２（ｃ）ではトランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を介して共振用コンデンサＣ2 の充
放電を行なっているが、本実施形態ではトランスＴＲの
２次巻線Ｔ2 を介して共振用コンデンサＣ2 の充放電を
行なっている。したがって、平滑用コンデンサＣ1 への
充電電流はトランスＴＲの２次巻線Ｔ2 を通るが、平滑
用コンデンサＣ 1 の充電電流は負荷回路を流れないか
ら、インバータ回路出力を所定の値に容易に制御するこ
とができる。他の構成および動作は実施形態１と同様で
あるから説明を省略する。
【００４１】（実施形態４）本実施形態は、図９に示す
ように、図１に示す実施形態１の構成において、チョッ
パ用インダクタＬ1 を全波整流器ＤＢの負極側出力端と
スイッチング素子Ｑ 1 のソースとの間に接続した点のみ
が相違する。この回路構成でも実施形態１と同様に動作
する。
ように、図１に示す実施形態１の構成において、チョッ
パ用インダクタＬ1 を全波整流器ＤＢの負極側出力端と
スイッチング素子Ｑ 1 のソースとの間に接続した点のみ
が相違する。この回路構成でも実施形態１と同様に動作
する。
【００４２】（実施形態５）本実施形態は、図１０に示
すように、図９に示す実施形態４の構成において、全波
整流器ＤＢの正極側出力端を、トランスＴＲの２次巻線
Ｔ2 とは切り離してトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 とスイ
ッチング素子Ｑ1 との接続点に接続し、トランスＴＲの
２次巻線Ｔ2 の一端をダイオードＤ2 を介して全波整流
器ＤＢの負極側出力端に接続してある。つまり、実施形
態４の回路ではチョッパ回路としては昇圧型として動作
するように構成していたのに対して、本実施形態ではス
イッチング素子Ｑ1 とチョッパ用インダクタＬ1 とダイ
オードＤ2 とにより、極性反転型（昇降圧型）のチョッ
パ回路として動作するようにしてある。この回路におい
ても平滑用コンデンサＣ1 の充電電流は放電灯Ｌａを流
れることはない。
すように、図９に示す実施形態４の構成において、全波
整流器ＤＢの正極側出力端を、トランスＴＲの２次巻線
Ｔ2 とは切り離してトランスＴＲの１次巻線Ｔ1 とスイ
ッチング素子Ｑ1 との接続点に接続し、トランスＴＲの
２次巻線Ｔ2 の一端をダイオードＤ2 を介して全波整流
器ＤＢの負極側出力端に接続してある。つまり、実施形
態４の回路ではチョッパ回路としては昇圧型として動作
するように構成していたのに対して、本実施形態ではス
イッチング素子Ｑ1 とチョッパ用インダクタＬ1 とダイ
オードＤ2 とにより、極性反転型（昇降圧型）のチョッ
パ回路として動作するようにしてある。この回路におい
ても平滑用コンデンサＣ1 の充電電流は放電灯Ｌａを流
れることはない。
【００４３】（実施形態６）本実施形態は、図１１に示
すように、図１６に示した従来構成において、トランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を２次巻線Ｔ2 とスイッチング素子
Ｑ1 との間に挿入する代わりに、放電灯Ｌａに並列接続
した構成を採用している。この回路構成では、スイッチ
ング素子Ｑ1 がインバータ回路として動作するときにス
イッチング素子Ｑ1 に安定器用インダクタＬ2 が直列的
に接続されるから、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
を低減することができる。他の構成および動作は図１６
に示した従来構成と同様である。
すように、図１６に示した従来構成において、トランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を２次巻線Ｔ2 とスイッチング素子
Ｑ1 との間に挿入する代わりに、放電灯Ｌａに並列接続
した構成を採用している。この回路構成では、スイッチ
ング素子Ｑ1 がインバータ回路として動作するときにス
イッチング素子Ｑ1 に安定器用インダクタＬ2 が直列的
に接続されるから、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
を低減することができる。他の構成および動作は図１６
に示した従来構成と同様である。
【００４４】（実施形態７）本実施形態は、図１２に示
すように、図１６に示した従来構成において、トランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を２次巻線Ｔ2 とスイッチング素子
Ｑ1 との間に挿入する代わりに、予熱用コンデンサＣ3
に並列接続した構成を採用している。この回路構成でも
図１１に示した実施形態６の構成と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ1 がインバータ回路として動作するときに、安
定器用インダクタＬ2 がスイッチング素子Ｑ1 に直列的
に接続されるから、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が低減される。また、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 が放
電灯Ｌａのフィラメントの非電源側に接続されているか
ら、放電灯Ｌａが外されたとき（つまり、無負荷時）に
スイッチング素子Ｑ1 に電流を供給する経路が開放され
ることになり、特別な制御回路を用いることなく無負荷
時における不要な電力消費を防止することができる。
すように、図１６に示した従来構成において、トランス
ＴＲの１次巻線Ｔ1 を２次巻線Ｔ2 とスイッチング素子
Ｑ1 との間に挿入する代わりに、予熱用コンデンサＣ3
に並列接続した構成を採用している。この回路構成でも
図１１に示した実施形態６の構成と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ1 がインバータ回路として動作するときに、安
定器用インダクタＬ2 がスイッチング素子Ｑ1 に直列的
に接続されるから、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
が低減される。また、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 が放
電灯Ｌａのフィラメントの非電源側に接続されているか
ら、放電灯Ｌａが外されたとき（つまり、無負荷時）に
スイッチング素子Ｑ1 に電流を供給する経路が開放され
ることになり、特別な制御回路を用いることなく無負荷
時における不要な電力消費を防止することができる。
【００４５】（実施形態８）本実施形態は、図１３に示
すように、図１６に示した従来構成においてトランスＴ
Ｒの２次巻線Ｔ2 の極性を逆にしたものである。他の構
成は図１６に示した従来構成と同様である。この回路構
成では、スイッチング素子Ｑ1 がオンの時に仮想的なス
イッチング素子Ｑ2 がオフになり、スイッチング素子Ｑ
1 がオフのとき仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオンに
なる（同時にオフになる期間もある）点が従来構成と相
違する。つまり、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに
は、チョッパ回路のスイッチ手段となるスイッチング素
子Ｑ2 がオフになっているから、スイッチング素子Ｑ 1
はインバータ回路として動作する電流のみが流れること
になる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流を
図１６に示した従来構成の回路に対して約１／２に低減
することができる。
すように、図１６に示した従来構成においてトランスＴ
Ｒの２次巻線Ｔ2 の極性を逆にしたものである。他の構
成は図１６に示した従来構成と同様である。この回路構
成では、スイッチング素子Ｑ1 がオンの時に仮想的なス
イッチング素子Ｑ2 がオフになり、スイッチング素子Ｑ
1 がオフのとき仮想的なスイッチング素子Ｑ2 がオンに
なる（同時にオフになる期間もある）点が従来構成と相
違する。つまり、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに
は、チョッパ回路のスイッチ手段となるスイッチング素
子Ｑ2 がオフになっているから、スイッチング素子Ｑ 1
はインバータ回路として動作する電流のみが流れること
になる。つまり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流を
図１６に示した従来構成の回路に対して約１／２に低減
することができる。
【００４６】ここにおいて、スイッチング素子Ｑ2 がオ
ンのときにチョッパ用インダクタＬ 1 に印加される電圧
は、全波整流器ＤＢの出力電圧より大きくなるから、交
流電源からの入力電流は図１６に示した従来構成の回路
における入力電流に直流成分を重畳した波形になる。つ
まり、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と２次巻線Ｔ2 との
巻数比を１：１に設定すると、図１６に示した従来構成
と比較して入力電流高調波は増加することになる。一
方、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と２次巻線Ｔ2との巻
数比を、（Ｔ2 の巻数）÷（Ｔ1 の巻数）＜１に設定す
ると、スイッチング素子Ｑ2 のオン状態でのチョッパ用
インダクタＬ1 への印加電圧が全波整流器ＤＢの出力電
圧に近づくことになり上記直流成分は少なくなる。この
とき、スイッチング素子Ｑ2 がオンになっている期間が
短くなるから、スイッチング素子Ｑ 1 に流れる電流が巻
数比が１：１のときと比較して増加する。つまり、入力
電流高調波の特性とスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
とは相反する関係になるから、両特性を比較して目標値
に近くなるように巻数比を設計すればよい。
ンのときにチョッパ用インダクタＬ 1 に印加される電圧
は、全波整流器ＤＢの出力電圧より大きくなるから、交
流電源からの入力電流は図１６に示した従来構成の回路
における入力電流に直流成分を重畳した波形になる。つ
まり、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と２次巻線Ｔ2 との
巻数比を１：１に設定すると、図１６に示した従来構成
と比較して入力電流高調波は増加することになる。一
方、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 と２次巻線Ｔ2との巻
数比を、（Ｔ2 の巻数）÷（Ｔ1 の巻数）＜１に設定す
ると、スイッチング素子Ｑ2 のオン状態でのチョッパ用
インダクタＬ1 への印加電圧が全波整流器ＤＢの出力電
圧に近づくことになり上記直流成分は少なくなる。この
とき、スイッチング素子Ｑ2 がオンになっている期間が
短くなるから、スイッチング素子Ｑ 1 に流れる電流が巻
数比が１：１のときと比較して増加する。つまり、入力
電流高調波の特性とスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流
とは相反する関係になるから、両特性を比較して目標値
に近くなるように巻数比を設計すればよい。
【００４７】上述した各実施形態では、負荷回路Ｚが放
電灯Ｌａを含んでいる例を示したが、高周波電流を通電
する負荷回路Ｚであればどのようなものでもよく、整流
平滑回路を備え交流から直流に変換する電源装置を備え
るような負荷回路Ｚであってもよい。また、負荷回路Ｚ
が複数であってもよく、負荷回路Ｚを並列あるいは直列
に接続した構成でもローパスフィルタのみを共用した
り、全波整流回路ＤＢとローパスフィルタとを共用した
りすることが可能である。さらにまた、共振用コンデン
サＣ2 はスイッチング素子Ｑ1 に並列接続するのではな
く、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 に並列接続してもよ
い。なお、トランスＴＲは非飽和状態で使用するのが好
ましい。
電灯Ｌａを含んでいる例を示したが、高周波電流を通電
する負荷回路Ｚであればどのようなものでもよく、整流
平滑回路を備え交流から直流に変換する電源装置を備え
るような負荷回路Ｚであってもよい。また、負荷回路Ｚ
が複数であってもよく、負荷回路Ｚを並列あるいは直列
に接続した構成でもローパスフィルタのみを共用した
り、全波整流回路ＤＢとローパスフィルタとを共用した
りすることが可能である。さらにまた、共振用コンデン
サＣ2 はスイッチング素子Ｑ1 に並列接続するのではな
く、トランスＴＲの１次巻線Ｔ1 に並列接続してもよ
い。なお、トランスＴＲは非飽和状態で使用するのが好
ましい。
【００４８】
【発明の効果】請求項１ないし請求項６の発明は、平滑
用コンデンサへの充電電流が負荷回路を流れないから、
負荷回路に放電灯のようなインピーダンスの変化する要
素が含まれている場合であっても、平滑用コンデンサの
両端電圧への影響が少ないのである。すなわち、電源と
なる平滑用コンデンサの両端電圧が安定することによっ
て、負荷回路の動作を安定させることができる。とく
に、請求項９の発明のように負荷回路に放電灯を含む場
合にはランプ電流の変動を抑制することができ、ランプ
電流を所望値に容易に制御することができるという利点
がある。また、チョッパ回路とインバータ回路とを兼用
した動作を行なうから、交流電源と全波整流器との間に
簡単なフィルタを挿入する程度で、入力高調波歪を大幅
に改善することができる。
用コンデンサへの充電電流が負荷回路を流れないから、
負荷回路に放電灯のようなインピーダンスの変化する要
素が含まれている場合であっても、平滑用コンデンサの
両端電圧への影響が少ないのである。すなわち、電源と
なる平滑用コンデンサの両端電圧が安定することによっ
て、負荷回路の動作を安定させることができる。とく
に、請求項９の発明のように負荷回路に放電灯を含む場
合にはランプ電流の変動を抑制することができ、ランプ
電流を所望値に容易に制御することができるという利点
がある。また、チョッパ回路とインバータ回路とを兼用
した動作を行なうから、交流電源と全波整流器との間に
簡単なフィルタを挿入する程度で、入力高調波歪を大幅
に改善することができる。
【００４９】請求項７、８の発明は、スイッチ手段への
電流経路にインダクタが挿入され、スイッチ手段に流れ
る電流量を従来よりも低減することが可能になり、スイ
ッチ手段へのストレスが低減されるという利点がある。
電流経路にインダクタが挿入され、スイッチ手段に流れ
る電流量を従来よりも低減することが可能になり、スイ
ッチ手段へのストレスが低減されるという利点がある。
【図１】実施形態１の基本構成を示す回路図である。
【図２】実施形態１の具体回路図である。
【図３】実施形態１の動作説明図である。
【図４】実施形態１の動作説明図である。
【図５】実施形態１の動作説明図である。
【図６】実施形態１に用いる制御回路の動作説明図であ
る。
る。
【図７】実施形態２の回路図である。
【図８】実施形態３の回路図である。
【図９】実施形態４の回路図である。
【図１０】実施形態５の回路図である。
【図１１】実施形態６の回路図である。
【図１２】実施形態７の回路図である。
【図１３】実施形態８の回路図である。
【図１４】従来構成の回路図である。
【図１５】他の従来構成の回路図である。
【図１６】さらに他の従来構成の回路図である。
【図１７】図１６に示した従来構成の動作説明図であ
る。
る。
ＡＣ 交流電源
Ｃ1 平滑用コンデンサ
Ｃ2 共振用コンデンサ
Ｃ4 コンデンサ
ＤＢ 全波整流器
Ｌ1 チョッパ用インダクタ
Ｌ2 安定器用インダクタ
Ｌａ 放電灯
Ｑ1 スイッチング素子
ＴＲ トランス
Ｔ1 １次巻線
Ｔ2 ２次巻線
Ｚ 負荷回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/537
H02M 7/48
H05B 41/24
Claims (9)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流器により整流し、全
波整流器の出力端間にチョッパ用インダクタとトランス
の２次巻線とを介して平滑用コンデンサを接続し、平滑
用コンデンサの両端間にトランスの１次巻線とオン、オ
フ制御されるスイッチ手段との直列回路を接続し、スイ
ッチ手段とトランスの１次巻線との一方に共振用コンデ
ンサを並列接続し、安定器用インダクタと負荷回路と直
流カット用のコンデンサとの直列回路をスイッチ手段の
両端間に接続して成ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 トランスの１次巻線と２次巻線とは、１
次巻線に電流が流れる向きとその電流により２次巻線に
誘起される電圧の極性とが一致する向きで直列接続され
ていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 交流電源を全波整流器により整流し、全
波整流器の出力端間にチョッパ用インダクタとトランス
の２次巻線とを介して平滑用コンデンサを接続し、平滑
用コンデンサの両端間にトランスの１次巻線とオン、オ
フ制御されるスイッチ手段との直列回路を接続し、スイ
ッチ手段とトランスの１次巻線との一方に共振用コンデ
ンサを並列接続し、安定器用インダクタと負荷回路との
直列回路をトランスの２次巻線の両端間に接続したこと
を特徴とする電源装置。 - 【請求項４】 トランスの２次巻線と平滑用コンデンサ
との直列回路の両端間に、共振用コンデンサを接続する
と共に、安定器用インダクタと負荷回路と直流カット用
のコンデンサとの直列回路を接続したことを特徴とする
請求項１記載の電源装置。 - 【請求項５】 チョッパ用インダクタを全波整流器の負
極側出力端と平滑用コンデンサの負極側端との間に接続
して成ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項６】 トランスの１次巻線とスイッチ手段との
接続点に全波整流器の正極側出力端を接続し、トランス
の２次巻線を全波整流器の負極側出力端に２次巻線から
全波整流器に向かう電流を阻止する極性のダイオードを
介して接続して成ることを特徴とする請求項１記載の電
源装置。 - 【請求項７】 交流電源を全波整流器により整流し、全
波整流器の出力端間にチョッパ用インダクタとトランス
の２次巻線とを介して平滑用コンデンサを接続し、平滑
用コンデンサの両端間に負荷回路と安定器用インダクタ
とスイッチ手段との直列回路を接続し、負荷回路の両端
間にトランスの１次巻線を接続して成ることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項８】 交流電源を全波整流器により整流し、全
波整流器の出力端間にチョッパ用インダクタとトランス
の２次巻線とを介して平滑用コンデンサを接続し、平滑
用コンデンサの両端間にトランスの１次巻線とオン、オ
フ制御されるスイッチ手段との直列回路を接続し、スイ
ッチ手段とトランスの１次巻線との一方に共振用コンデ
ンサを並列接続し、安定器用インダクタと負荷回路との
直列回路をトランスの１次巻線の両端間に接続し、トラ
ンスの１次巻線と２次巻線とを、１次巻線に電流が流れ
る向きとその電流により２次巻線に誘起される電圧の極
性とが逆向きになるように直列接続し、かつ２次巻線の
巻数を１次巻線よりも多くしたことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項９】 負荷回路は放電灯を含むことを特徴とす
る請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載の電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16773995A JP3394850B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16773995A JP3394850B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923662A JPH0923662A (ja) | 1997-01-21 |
| JP3394850B2 true JP3394850B2 (ja) | 2003-04-07 |
Family
ID=15855232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16773995A Expired - Fee Related JP3394850B2 (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3394850B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107070218B (zh) * | 2017-05-17 | 2023-10-03 | 洛阳科诺工业设备有限公司 | 一种大功率软开关斩波电路 |
-
1995
- 1995-07-03 JP JP16773995A patent/JP3394850B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0923662A (ja) | 1997-01-21 |
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