JP3562251B2

JP3562251B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP3562251B2
Application number: JP22054497A
Authority: JP
Inventors: 和史長添
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-08-15
Filing date: 1997-08-15
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2017-08-15
Also published as: JPH1169837A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源等の交流電源を入力として負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、蛍光灯のような放電灯負荷を高周波で点灯させる装置としては、インバータ点灯装置があるが、このインバータ点灯装置は、コンデンサを備えた整流平滑回路にて交流電源電圧を直流電圧に一旦変換して、その直流電圧を電源としてスイッチ手段のオン、オフにより高周波電圧を発生せしめて放電灯負荷に供給するものである。このインバータ点灯装置では、交流電源を整流して得た脈流電圧をコンデンサにて平滑しているために、入力電流に高調波成分を含んだ歪みのある波形成分が含まれている。そこで、その高調波成分を取り除くために、チョッパ用チョークコイルとダイオードとスイッチ手段とによって構成されたチョッパ回路を電源入力部に付加したインバータ点灯装置が良く知られている。しかし、このインバータ点灯装置はチョッパ回路とインバータ回路とを組み合わせたものとなり、従って装置が大型化し、またコスト的にも割高になるという欠点があった。
【０００３】
例えば、電圧共振型一石式インバータ回路と呼ばれるインバータ点灯装置の代表的な回路方式（特開平３−７４０９１号）では、ゼロボルトスイッチングによる低ノイズ化が容易に実現できるといった長所があるが、特に昇圧型のチョッパ回路と組み合わせると、スイッチ手段の耐圧が非常に高くなり、大きなコストアップとなる。
【０００４】
ところで、装置の小型化、コストダウンを図るために、チョッパ回路のスイッチ手段と、インバータ回路のスイッチ手段とを共用し、１つのスイッチ手段で両回路の動作を行わせるものとしては、特願平２−９８７４４号がある。この電源装置は、入力電源にチョッパ用チョークを介して、負荷と平滑用のコンデンサとの直列回路に接続するとともに、上記負荷と平滑用のコンデンサとの直列回路にスイッチ手段を接続し、スイッチ手段をオン、オフ駆動するものであるから、スイッチ手段がオンした時には入力電源からチョッパ用チョーク、スイッチ手段、入力電源の閉回路に電流が流れ、同時にコンデンサの充電電荷がコンデンサ、負荷、スイッチ手段、コンデンサの閉回路で放電され、スイッチ手段がオフしたときには、入力電源からチョーク、負荷、コンデンサ、入力電源、チョークの閉回路で電流が流れ、負荷を通じてコンデンサを充電する。このようにしてコンデンサには負荷を通じて充電電流、放電電流が流れ、コンデンサの両端電圧は入力電源電圧とほぼ等しい値となる。さらに、この特願平２−９８７４４号を改良して負荷変動に対する制御性を良くした電源装置が幾つか提案されている。
【０００５】
一方、インバータ点灯装置として電圧共振型一石式インバータ回路とともによく用いられる回路方式として、ハーフブリッジ式のインバータ回路がある。この回路方式においても、チョッパ回路の部品をインバータ回路と兼用した回路方式として特開昭６１−４６１８１号がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
昇圧チョッパ回路とインバータ回路とを組み合わせた構成のインバータ点灯装置において、チョッパ回路の昇圧率を１に近付ける場合、平滑コンデンサの電圧は全波整流器出力電圧のピーク値より少なくとも高く設計する（昇圧率を１以上とする）必要がある。もし、平滑コンデンサの電圧が全波整流器出力電圧のピーク値より低くなれば、全波整流器出力と平滑コンデンサの間には、チョッパ用チョークとインバータ発振用チョークの直流抵抗により限流されるが、基本的にチョッパ回路の無い構成と同様に、平滑コンデンサにラッシュ電流が流れ、入力電流に高調波成分を含んだ歪みのある波形成分が含まれる。従って、回路を構成する部品のばらつきや負荷で消費する電流のばらつき、周囲温度等も含めて昇圧率を１以上にするためには、マージンを含めて中央値を大きく設定する必要がある。しかし、昇圧率を１よりも大きくすると平滑コンデンサ（一般的に電解コンデンサを用いる）やスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタとダイオードの並列回路を用いる）に印加される電圧が高くなり、部品の信頼性に問題がある。また、耐圧の高い部品を採用すると、コスト面とサイズ面で不利となる。
【０００７】
また、従来の回路構成では、いずれも電源をオンした瞬間に点灯装置に突入電流（平滑コンデンサの充電電流）が流れる。この電流は通常動作時の数十倍の電流が流れ、装置内だけでなくブレーカーや壁スイッチ等を構成する部品にもストレスを与える。なお、従来技術の中では特開昭６１−４６１８１号だけは電源投入時の突入電流が無く（定常動作時と同程度の電流値に抑制され）優れているが、インバータ回路方式としてはハーフブリッジ方式であるため、輻射ノイズが比較的大きく、また２個のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御するための制御・駆動回路が必要である等の課題がある。
【０００８】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、平滑コンデンサに印加される電圧を低減し、装置としての信頼性を向上させ、小型化・コストダウンを実現すること、低ノイズで電源投入時の突入電流を抑制して部品の信頼性を向上させることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の電源装置にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流入力端子に交流電源ＡＣを接続された全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの一方の直流出力端子に一端を接続されたチョッパ用の第１のインダクタＬ１と、第１のインダクタＬ１の他端と全波整流器ＤＢの他方の直流出力端子の間に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、第１の整流器Ｄ７を介して第１のインダクタＬ１と並列に接続された発振用の第２のインダクタＬ２及び平滑用の第１のコンデンサＣ１の直列回路と、第２のインダクタＬ２及び第１のコンデンサＣ１の直列回路を前記スイッチング素子Ｑ１に接続して閉回路を形成する第２の整流器Ｄ８と、前記スイッチング素子Ｑ１と並列に接続された共振用の第３のインダクタＬ３と負荷回路と第２のコンデンサＣ４の直列回路と、全波整流器ＤＢの出力電圧が０Ｖ近傍となる谷部と全波整流器ＤＢの出力電圧が最大値近傍となる山部とでは第２のインダクタＬ２に流れる電流が逆方向となるように、前記スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する制御部とを備え、第１の整流器Ｄ７は前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に蓄積された第１のインダクタＬ１の電磁エネルギーをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に第１のコンデンサＣ１に充電する方向に配置されており、第２の整流器Ｄ８は前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に第１のコンデンサＣ１の放電電流が流れる方向に配置されており、第１及び第２の整流器Ｄ７，Ｄ８は前記全波整流器ＤＢから第１のコンデンサＣ１に流れ込む充電電流を阻止する方向に配置されており、平滑用の第１のコンデンサＣ１の電圧は全波整流器ＤＢの出力電圧のピーク値よりも低く設定されることを特徴とするものである。
【００１０】
この電源装置では、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１、整流器Ｄ７，Ｄ８、コンデンサＣ１が昇降圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ２、Ｌ３、コンデンサＣ４、負荷回路、コンデンサＣ１がインバータ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、全波整流器ＤＢの出力より電源電圧（通常は商用電源）の絶対値に比例した電流がインダクタＬ１に流れ、電磁エネルギーがインダクタＬ１に蓄積される。同時にインダクタＬ２とインダクタＬ３にも電流が流れ、電磁エネルギーが蓄積される。次にスイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積した電磁エネルギーを電源として、インダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣ１、整流器Ｄ７の閉回路に電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。この時の電流は電源電圧の絶対値に比例している。従って、電源ＡＣと全波整流器ＤＢの間に適切なローパスフィルターを付加すれば、点灯装置の入力電流が入力電圧と略相似の波形となり、高調波歪みを抑制できる。
【００１１】
また、インバータ回路については、スイッチング素子Ｑ１のオン時にはインダクタＬ２とＬ３に電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣ４と負荷回路に電流が流れる。インダクタＬ３の電磁エネルギーが無くなると、コンデンサＣ４に蓄積された電荷によって逆方向の電流が負荷回路に流れる。なお、インダクタＬ２には、インダクタＬ１を電源とする電流とコンデンサＣ１を電源とする相対する電流が流れる。従って、インダクタＬ２に流れる電流の向きはインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーの大きさにより変化し、全波整流器ＤＢの出力電圧波形が山部の期間では、インダクタＬ１→インダクタＬ２→コンデンサＣ１の順に流れ、全波整流器ＤＢの出力電圧波形が谷部の期間では、コンデンサＣ１→インダクタＬ２の方向に電流が流れる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
本発明の電源装置を放電灯点灯装置に応用した実施例を図２に示す。ＡＣは交流電源であり、インダクタＬ０とコンデンサＣ０はローパスフィルタ回路を構成しており、整流器Ｄ１〜Ｄ４は全波整流器ＤＢを構成している。インダクタＬ１はチョッパ動作用のチョーク、インダクタＬ２は限流用チョーク、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｌａは放電灯、Ｃ３は予熱用コンデンサ、Ｃ２は共振用コンデンサ、インダクタＬ３は共振用チョーク、Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子、ＩＣ１〜ＩＣ３は入力信号の負論理を出力する反転回路、ＩＣ４は一般的なタイマー用ＩＣ５５５（例えばＮＥＣ（株）のμＰＣ１５５５）であり、ここでは単安定発振動作を行う。これらのＩＣ１〜ＩＣ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ７、コンデンサＣ５〜Ｃ９、整流器Ｄ５、Ｄ６は制御回路を構成する。
【００１３】
以下、制御回路の動作について説明する。この制御回路は、スイッチング素子Ｑ１の電圧が略零ボルトであることを検出して、一定期間スイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号を出力する零ボルトスイッチング動作を実現している。図３に制御回路の各部の電圧波形を示す。図中のａ〜ｌは図２の回路中に記した点ａ〜ｌの電圧波形を示している。電源を投入すると、反転回路ＩＣ３の入力ｋはＬｏｗ論理であるから、反転回路ＩＣ３の出力ｌはＨｉｇｈ論理であり、整流器Ｄ６と抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ１をオンする（図３−ｉ、ｊ，ｋ，ｌ）。制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ９が充電されるから、一定時間後、反転回路ＩＣ３の入力ｋが所定の電圧になり、反転回路ＩＣ３の出力ｌがＨｉｇｈからＬｏｗに反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフする。上記の起動信号によりインバータ回路（主回路）が動き出して、インダクタＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ１が電圧共振スイッチを構成しているから、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧（ａ点の電圧）が上昇する（図３−ａ）。
【００１４】
ＬＣ共振動作によりａ点の電圧が略０Ｖに戻ると、抵抗Ｒ１とＲ２による分圧（ｂ点の電圧）も０Ｖに戻る（図３−ｂ）。ここで、コンデンサＣ５は誤動作防止のための遅延用コンデンサである。反転回路ＩＣ１の入力ｂがＬｏｗ論理になると、反転回路ＩＣ１の出力ｃはＨｉｇｈ論理になる（図３−ｃ）。ｃ論理が反転すると、コンデンサＣ６を介したｄ点の電圧もＨｉｇｈ論理となるが、すぐに抵抗Ｒ７を介して放電する（図３−ｄ）。ｄ点の電圧がＨｉｇｈ論理に変化すると、反転回路ＩＣ２の出力信号ｅが立ち下がる（図３−ｅ）。この信号ｅはタイマー回路ＩＣ４のトリガー端子（２番ピン）に入力されており、信号ｅが立ち下がると抵抗Ｒ４とコンデンサＣ８で構成する積分回路により、コンデンサＣ８の電圧ｇは上昇する（図３−ｇ）。コンデンサＣ８の電圧ｇがタイマー回路ＩＣ４の電源電圧Ｖｃｃの２／３まで上昇すると、タイマー回路ＩＣ４の放電端子（７番ピン）によりコンデンサＣ８が放電して急激に立ち下がる。コンデンサＣ８の充電中、タイマー回路ＩＣ４の出力ｈはＨｉｇｈ論理であり（図３−ｈ）、整流器Ｄ５、抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ１をオンする。
【００１５】
なお、反転回路ＩＣ３とタイマー回路ＩＣ４がスイッチング素子Ｑ１を駆動するために必要な電流を供給できない場合には駆動回路が必要であるが、図２では省略している。また、タイマー回路ＩＣ４のコントロール端子ｆはタイマー回路ＩＣ４の内部抵抗とコンデンサＣ７の積分回路により所定の時定数でＬｏｗからＨｉｇｈに論理が反転するが、Ｌｏｗの期間タイマー回路ＩＣ４の出力はＬｏｗに固定される（図３−ｆ）。従って、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は抵抗Ｒ４とコンデンサＣ８によって設定できるが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間はａ点の電圧が０Ｖに戻るまでの時間で決まる。すなわち主回路の状態によって変化する。
【００１６】
次に、主回路（図２）の動作を図４〜図１１によって説明する。主回路の動作はスイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ２の状態により大きく４つのモードに分かれる。さらに、全波整流器ＤＢの出力電圧（ＡＣ電圧の絶対値）により電流の方向が異なる。ここでは、全波整流器ＤＢの出力電圧の０Ｖ近傍（以後「谷部」と表記）の動作モードａ〜ｄを図４〜図７に示し、全波整流器ＤＢ出力電圧の最大値近傍（以後「山部」と表記）の動作モードｅ〜ｈを図８〜図１１に示す。
【００１７】
（ａ）図４は全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオンである場合の動作を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンすることにより、コンデンサＣ１の放電電流がインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、整流器Ｄ８を介して流れ、また、全波整流器ＤＢの出力電流（装置の入力電流）がインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる。負荷側では、コンデンサＣ４から放電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ３）とインダクタＬ３の直列回路に電流が流れ、インダクタＬ２、Ｌ１とＬ３に電磁エネルギーが蓄積される。このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧は交流電源電圧の絶対値に等しいから、全波整流器ＤＢからインダクタＬ１に流れる電流も交流電源電圧の絶対値に比例した値になる。
【００１８】
（ｂ）図５は全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２が充電モードである場合の動作を示している。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ２、Ｌ１とＬ３に蓄積された電磁エネルギーにより動作モードａと同じ方向に電流が流れ続け、コンデンサＣ２が充電される。その結果としてコンデンサＣ２の両端電圧（スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧）が上昇する。また、全波整流器ＤＢからインダクタＬ１の電磁エネルギーにより動作モードａと同じ方向に流れる入力電流の大きさは、インダクタＬ１の電磁エネルギー、すなわち交流電源電圧の絶対値に比例する。
【００１９】
（ｃ）図６は全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２が放電モードである場合の動作を示している。インダクタＬ３の電磁エネルギーが無くなると、コンデンサＣ２が放電を開始する。その放電電流はインダクタＬ３と放電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ３）の直列回路を介してコンデンサＣ４を充電する。また、インダクタＬ１、Ｌ２の電磁エネルギーにより、インダクタＬ１、Ｌ２を流れる電流も同じ経路でコンデンサＣ４を充電する。
【００２０】
（ｄ）図７は全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部で、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオンである場合の動作を示している。コンデンサＣ２の放電が終了すると、インダクタＬ３の電磁エネルギーによってスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電圧が０Ｖより低くなり、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオンする。その結果、動作モードｃと同じ方向に電流が流れる。また、動作モードｃと同様に、インダクタＬ１、Ｌ２の電流がコンデンサＣ４に充電される。但し、インダクタＬ１、Ｌ２の値により入力電流波形に休止区間が発生することもある。
【００２１】
（ｅ）図８は全波整流器ＤＢの出力電圧が山部で、スイッチング素子Ｑ１がオンである場合の動作を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンすることにより、コンデンサＣ４から放電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ３）とインダクタＬ３の直列回路に電流が流れ、インダクタＬ３に電磁エネルギーが蓄積される。また、インダクタＬ１に全波整流器ＤＢの出力電圧が印加されて、インダクタＬ１にも電磁エネルギーが蓄積される。このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧は交流電源電圧の絶対値に等しいから、インダクタＬ１に流れる電流も交流電源電圧の絶対値に比例した値になる。インダクタＬ２を流れる電流はインダクタＬ２の値により異なる。
【００２２】
（ｆ）図９は全波整流器ＤＢの出力電圧が山部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２が充電モードである場合の動作を示している。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ３の蓄積された電磁エネルギーにより動作モードａと同じ方向に電流が流れ続け、コンデンサＣ２が充電される。その結果として、コンデンサＣ２の両端電圧（スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電圧）が上昇する。スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であるから、インダクタＬ１の電磁エネルギーにより整流器Ｄ７→インダクタＬ１→インダクタＬ２→コンデンサＣ１のループに電流が流れる。その大きさはインダクタＬ１の電磁エネルギー、すなわち交流電源電圧の絶対値に比例する。
【００２３】
（ｇ）図１０は全波整流器ＤＢの出力電圧が山部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２が放電モードである場合の動作を示している。インダクタＬ３の電磁エネルギーが無くなると、コンデンサＣ２が放電を開始して、インダクタＬ３と放電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ３）の直列回路を介してコンデンサＣ４に充電する。また、動作モードｆと同様に、インダクタＬ１の電磁エネルギーを電源として、整流器Ｄ７→インダクタＬ１→インダクタＬ２→コンデンサＣ１のループに電流が流れて、コンデンサＣ１が充電される。
【００２４】
（ｈ）図１１は全波整流器ＤＢの出力電圧が山部で、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオンである場合の動作を示している。コンデンサＣ２の放電が終了すると、インダクタＬ１とＬ３の電磁エネルギーによって、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電圧が０Ｖより低くなり、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオンする。その結果、動作モードｇと同じ方向に電流が流れ、コンデンサＣ４が充電される。
【００２５】
図１２に全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部であるときのスイッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖｄｓ（図１２−Ａ）、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｉｄ（図１２−Ｂ）、ランプ電流Ｉｌａ（Ｃ）、インダクタＬ２の電流Ｉ_Ｌ２（図１２−Ｄ）、インダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌ１（図１２−Ｅ）を示す。また、図１３に全波整流器ＤＢの出力電圧が山部であるときのスイッチング素子Ｑ１の電流Ｉｄ（図１３−Ｆ）、インダクタＬ２の電流Ｉ_Ｌ２（図１３−Ｇ）、インダクタＬ１の電流Ｉ_Ｌ１（図１３−Ｈ）、全波整流器ＤＢの入力電流Ｉ_ＤＢ（図１３−Ｉ）の各波形を示す。図中のａ〜ｈは、上述の各動作モードａ〜ｈに対応している。
【００２６】
また、全波整流器ＤＢの出力電圧ＶＤＢと全波整流器ＤＢの出力電流Ｉ_ＤＢを図１４に示す。ただし、図１３−Ｉは図１４−ｂを時間軸方向に拡大したものである。全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_ＤＢは交流入力電圧を全波整流したものであり、全波整流器ＤＢの出力電流Ｉ_ＤＢのピーク電流が全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_ＤＢに比例していることから、インダクタＬ０とコンデンサＣ０を最適に選べば、入力電流の高周波成分をカットして入力電流は全期間で入力電圧波形に比例した波形になる。従って、装置の力率を向上し、入力電流高調波歪みを低減することができる。
【００２７】
ところで、この回路はチョッパ回路の方式として昇降圧チョッパ回路方式に分類される。すなわち、整流器Ｄ８が存在することによって全波整流器ＤＢの出力電流を直接コンデンサＣ１に充電することができないため、コンデンサＣ１の両端電圧（昇圧率）に関らずラッシュ電流が流れることはなく、入力電流の高調波歪みを抑制することができる。従来は、回路を構成する部品のばらつきや負荷で消費する電流のばらつき、周囲温度等も含めて昇圧率を１に近づけるために細心の注意を払ってインダクタＬ１の値や動作周波数等の設計を行わなければならなかったが、本発明では昇圧率を１以下に設計しても高調波歪みを大きく悪化させることはない。また、昇圧率を１以下に設計することによって、コンデンサＣ１やスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧を抑えることができ、部品の信頼性を向上させ、耐圧レベルの低い部品を選定してコストダウンや小型化を実現できる。
【００２８】
さらに、全波整流器ＤＢの出力電流は整流器Ｄ８によって直接コンデンサＣ１に充電することができない構成であるから、コンデンサＣ２やＣ３、Ｃ４の充電電流は流れても、コンデンサＣ１に比べれば小さい容量のコンデンサであるから、実質的に電源投入時の突入電流がなく、定常動作時と同程度の電流値に抑制されるものであり、部品の信頼性を向上させることができる。
【００２９】
（実施例２）
本発明の第２の実施例を図１５に示す。この実施例は図１の回路（基本構成）のインダクタＬ１を全波整流器ＤＢの低圧側に接続している。それに伴って、コンデンサＣ１とインダクタＬ２、整流器Ｄ７、Ｄ８の配置も異なるが、それぞれの部品の役割は基本構成と同じである。この構成では平滑コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ１、制御回路の基準となる端子（グランド端子）が共通であるから、各種の検出信号の基準電位も共通で制御回路の安定性が向上し、回路構成が複雑にならない、という長所がある。
【００３０】
（実施例３）
本発明の第３の実施例を図１６に示す。この実施例では、図２の回路のコンデンサＣ２をインダクタＬ２に並列接続している。インダクタＬ２とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ１が電圧共振スイッチを構成している点は図２の回路と同様であるから、回路動作は図２の回路とほぼ同じである。
【００３１】
（実施例４）
本発明の第４の実施例を図１７に示す。この実施例は、図２（第１の実施例）の回路において、負荷回路とインダクタＬ３とコンデンサＣ４の直列回路をインダクタＬ２に並列的に接続し、コンデンサＣ１０と整流器Ｄ９、Ｄ１０を追加した構成である。負荷回路を介してコンデンサＣ１に電流が流れるため、図２の回路よりコンデンサＣ１のリップル電流は増加するが、コンデンサＣ４を削除可能になるという利点がある。また、コンデンサＣ１０と整流器Ｄ９、Ｄ１０を追加することによって、インダクタＬ１が蓄積した電磁エネルギーを放出した直後に逆向きの電流を全波整流器ＤＢの方向に流し、全波整流器ＤＢに過電圧が印加されることを防ぐ効果が期待できる（インダクタＬ１の逆向きの電流がインダクタＬ１、整流器Ｄ９、Ｄ１０で構成する閉回路を流れるため、全波整流器ＤＢにストレスを与えない）。それ以外の回路動作は図２とほぼ同じである。
【００３２】
なお、上記実施例はいずれも負荷を放電灯として説明したが、高周波電流を通電する負荷であれば何でも良く、整流平滑回路を備え、交流を直流に変換する電源装置でも適用できる。また、負荷は複数でも良く、負荷を並列あるいは直列に接続した構成でも良い。さらに、ローパスフィルタのみあるいは全波整流器ＤＢとローパスフィルタ以外を個別に構成してもよい。
【００３３】
【発明の効果】
本発明の構成によれば、平滑用のコンデンサの両端電圧に関らず交流電源からのラッシュ電流が流れることはなく、入力電流の高調波歪みを抑制することができ、設計の自由度が高い。したがって、昇圧率を１以下に設計することによって、平滑用のコンデンサやスイッチング素子に印加する電圧を抑えることができ、部品の信頼性の向上や、耐圧レベルの低い部品を選定してコストダウンや小型化を実現できる。また、実質的に電源投入時の突入電流が無く、定常動作時と同程度の電流値に抑制されるから、部品の信頼性を向上できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施例の回路図である。
【図３】本発明の第１の実施例の制御回路の各部の電圧波形を示す波形図である。
【図４】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が谷部である場合の第１の動作を説明するための回路図である。
【図５】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が谷部である場合の第２の動作を説明するための回路図である。
【図６】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が谷部である場合の第３の動作を説明するための回路図である。
【図７】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が谷部である場合の第４の動作を説明するための回路図である。
【図８】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が山部である場合の第１の動作を説明するための回路図である。
【図９】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が山部である場合の第２の動作を説明するための回路図である。
【図１０】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が山部である場合の第３の動作を説明するための回路図である。
【図１１】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が山部である場合の第４の動作を説明するための回路図である。
【図１２】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が谷部であるときの動作波形図である。
【図１３】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧が山部であるときの動作波形図である。
【図１４】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧と出力電流の波形図である。
【図１５】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第３の実施例の回路図である。
【図１７】本発明の第４の実施例の回路図である。
【符号の説明】
Ｑ１スイッチング素子
Ｃ１平滑用コンデンサ
Ｌ１チョッパ用インダクタ
Ｌ２限流用インダクタ
Ｌ３共振用インダクタ
ＤＢ全波整流器
ＡＣ交流電源
Ｄ７第１の整流器
Ｄ８第２の整流器

Claims

交流入力端子に交流電源を接続された全波整流器と、全波整流器の一方の直流出力端子に一端を接続されたチョッパ用の第１のインダクタと、第１のインダクタの他端と全波整流器の他方の直流出力端子の間に接続されたスイッチング素子と、第１の整流器を介して第１のインダクタと並列に接続された第２のインダクタ及び平滑用の第１のコンデンサの直列回路と、第２のインダクタ及び第１のコンデンサの直列回路を前記スイッチング素子に接続して閉回路を形成する第２の整流器と、前記スイッチング素子と並列に接続された第３のインダクタと負荷回路と第２のコンデンサの直列回路と、全波整流器の出力電圧が０Ｖ近傍となる谷部と全波整流器の出力電圧が最大値近傍となる山部とでは第２のインダクタに流れる電流が逆方向となるように、前記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備え、第１の整流器は前記スイッチング素子のオン時に蓄積された第１のインダクタの電磁エネルギーをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに充電する方向に配置されており、第２の整流器は前記スイッチング素子のオン時に第１のコンデンサの放電電流が流れる方向に配置されており、第１及び第２の整流器は前記全波整流器から第１のコンデンサに流れ込む充電電流を阻止する方向に配置されており、平滑用の第１のコンデンサの電圧は全波整流器の出力電圧のピーク値よりも低く設定されることを特徴とする電源装置。
前記スイッチング素子又は第２のインダクタと並列に第３のコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記スイッチング素子の両端電圧を検出する検出手段を備え、前記制御回路はスイッチング素子の両端電圧が略０Ｖに戻ったタイミングでスイッチング素子のオンを開始することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
前記負荷回路は放電灯と予熱用コンデンサの並列回路であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電源装置。
交流入力端子に交流電源を接続された全波整流器と、全波整流器の一方の直流出力端子に一端を接続されたチョッパ用の第１のインダクタと、第１のインダクタの他端と全波整流器の他方の直流出力端子の間に接続されたスイッチング素子と、第１の整流器を介して第１のインダクタと並列に接続された第２のインダクタ及び平滑用の第１のコンデンサの直列回路と、第２のインダクタ及び第１のコンデンサの直列回路を前記スイッチング素子に接続して閉回路を形成する第２の整流器と、第２のインダクタと並列に接続された第３のインダクタと負荷回路と第２のコンデンサの直列回路と、全波整流器の出力電圧が０Ｖ近傍となる谷部と全波整流器の出力電圧が最大値近傍となる山部とでは第２のインダクタに流れる電流が逆方向となるように、前記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備え、第１の整流器は前記スイッチング素子のオン時に蓄積された第１のインダクタの電磁エネルギーをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに充電する方向に配置されており、第２の整流器は前記スイッチング素子のオン時に第１のコンデンサの放電電流が流れる方向に配置されており、第１及び第２の整流器は前記全波整流器から第１のコンデンサに流れ込む充電電流を阻止する方向に配置されており、平滑用の第１のコンデンサの電圧は全波整流器の出力電圧のピーク値よりも低く設定されることを特徴とする電源装置。