JPH1169837A

JPH1169837A - 電源装置

Info

Publication number: JPH1169837A
Application number: JP9220544A
Authority: JP
Inventors: Kazufumi Nagasoe; 和史長添
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-08-15
Filing date: 1997-08-15
Publication date: 1999-03-09
Anticipated expiration: 2017-08-15
Also published as: JP3562251B2

Abstract

(57)【要約】【課題】平滑コンデンサに印加される電圧を低減し、装
置としての信頼性を向上させ、小型化・コストダウンを
実現する。また、低ノイズで電源投入時の突入電流を抑
制して部品の信頼性を向上させる。【解決手段】全波整流器ＤＢの一方の直流出力に一端を
接続されたインダクタＬ１と、インダクタＬ１の他端と
全波整流器ＤＢの他方の直流出力の間に接続されたスイ
ッチング素子Ｑ１と、整流器Ｄ７を介してインダクタＬ
１と並列に接続されたインダクタＬ２及びコンデンサＣ
１の直列回路と、インダクタＬ２及びコンデンサＣ１の
直列回路をスイッチング素子Ｑ１に接続して閉回路を形
成する整流器Ｄ８と、スイッチング素子Ｑ１と並列に接
続されたインダクタＬ３と負荷回路とコンデンサＣ４の
直列回路とを備える電源装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源等の交流
電源を入力として負荷回路に高周波電力を供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、蛍光灯のような放電灯負荷を高周
波で点灯させる装置としては、インバータ点灯装置があ
るが、このインバータ点灯装置は、コンデンサを備えた
整流平滑回路にて交流電源電圧を直流電圧に一旦変換し
て、その直流電圧を電源としてスイッチ手段のオン、オ
フにより高周波電圧を発生せしめて放電灯負荷に供給す
るものである。このインバータ点灯装置では、交流電源
を整流して得た脈流電圧をコンデンサにて平滑している
ために、入力電流に高調波成分を含んだ歪みのある波形
成分が含まれている。そこで、その高調波成分を取り除
くために、チョッパ用チョークコイルとダイオードとス
イッチ手段とによって構成されたチョッパ回路を電源入
力部に付加したインバータ点灯装置が良く知られてい
る。しかし、このインバータ点灯装置はチョッパ回路と
インバータ回路とを組み合わせたものとなり、従って装
置が大型化し、またコスト的にも割高になるという欠点
があった。

【０００３】例えば、電圧共振型一石式インバータ回路
と呼ばれるインバータ点灯装置の代表的な回路方式（特
開平３−７４０９１号）では、ゼロボルトスイッチング
による低ノイズ化が容易に実現できるといった長所があ
るが、特に昇圧型のチョッパ回路と組み合わせると、ス
イッチ手段の耐圧が非常に高くなり、大きなコストアッ
プとなる。

【０００４】ところで、装置の小型化、コストダウンを
図るために、チョッパ回路のスイッチ手段と、インバー
タ回路のスイッチ手段とを共用し、１つのスイッチ手段
で両回路の動作を行わせるものとしては、特願平２−９
８７４４号がある。この電源装置は、入力電源にチョッ
パ用チョークを介して、負荷と平滑用のコンデンサとの
直列回路に接続するとともに、上記負荷と平滑用のコン
デンサとの直列回路にスイッチ手段を接続し、スイッチ
手段をオン、オフ駆動するものであるから、スイッチ手
段がオンした時には入力電源からチョッパ用チョーク、
スイッチ手段、入力電源の閉回路に電流が流れ、同時に
コンデンサの充電電荷がコンデンサ、負荷、スイッチ手
段、コンデンサの閉回路で放電され、スイッチ手段がオ
フしたときには、入力電源からチョーク、負荷、コンデ
ンサ、入力電源、チョークの閉回路で電流が流れ、負荷
を通じてコンデンサを充電する。このようにしてコンデ
ンサには負荷を通じて充電電流、放電電流が流れ、コン
デンサの両端電圧は入力電源電圧とほぼ等しい値とな
る。さらに、この特願平２−９８７４４号を改良して負
荷変動に対する制御性を良くした電源装置が幾つか提案
されている。

【０００５】一方、インバータ点灯装置として電圧共振
型一石式インバータ回路とともによく用いられる回路方
式として、ハーフブリッジ式のインバータ回路がある。
この回路方式においても、チョッパ回路の部品をインバ
ータ回路と兼用した回路方式として特開昭６１−４６１
８１号がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】昇圧チョッパ回路とイ
ンバータ回路とを組み合わせた構成のインバータ点灯装
置において、チョッパ回路の昇圧率を１に近付ける場
合、平滑コンデンサの電圧は全波整流器出力電圧のピー
ク値より少なくとも高く設計する（昇圧率を１以上とす
る）必要がある。もし、平滑コンデンサの電圧が全波整
流器出力電圧のピーク値より低くなれば、全波整流器出
力と平滑コンデンサの間には、チョッパ用チョークとイ
ンバータ発振用チョークの直流抵抗により限流される
が、基本的にチョッパ回路の無い構成と同様に、平滑コ
ンデンサにラッシュ電流が流れ、入力電流に高調波成分
を含んだ歪みのある波形成分が含まれる。従って、回路
を構成する部品のばらつきや負荷で消費する電流のばら
つき、周囲温度等も含めて昇圧率を１以上にするために
は、マージンを含めて中央値を大きく設定する必要があ
る。しかし、昇圧率を１よりも大きくすると平滑コンデ
ンサ（一般的に電解コンデンサを用いる）やスイッチン
グ素子（ＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタとダ
イオードの並列回路を用いる）に印加される電圧が高く
なり、部品の信頼性に問題がある。また、耐圧の高い部
品を採用すると、コスト面とサイズ面で不利となる。

【０００７】また、従来の回路構成では、いずれも電源
をオンした瞬間に点灯装置に突入電流（平滑コンデンサ
の充電電流）が流れる。この電流は通常動作時の数十倍
の電流が流れ、装置内だけでなくブレーカーや壁スイッ
チ等を構成する部品にもストレスを与える。なお、従来
技術の中では特開昭６１−４６１８１号だけは電源投入
時の突入電流が無く（定常動作時と同程度の電流値に抑
制され）優れているが、インバータ回路方式としてはハ
ーフブリッジ方式であるため、輻射ノイズが比較的大き
く、また２個のスイッチング素子を交互にオン・オフ制
御するための制御・駆動回路が必要である等の課題があ
る。

【０００８】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、平滑コンデンサに
印加される電圧を低減し、装置としての信頼性を向上さ
せ、小型化・コストダウンを実現すること、低ノイズで
電源投入時の突入電流を抑制して部品の信頼性を向上さ
せることにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、交流入力端子に交流電源ＡＣを接続された全波整流
器ＤＢと、全波整流器ＤＢの一方の直流出力端子に一端
を接続されたチョッパ用の第１のインダクタＬ１と、第
１のインダクタＬ１の他端と全波整流器ＤＢの他方の直
流出力端子の間に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、
第１の整流器Ｄ７を介して第１のインダクタＬ１と並列
に接続された発振用の第２のインダクタＬ２及び平滑用
の第１のコンデンサＣ１の直列回路と、第２のインダク
タＬ２及び第１のコンデンサＣ１の直列回路を前記スイ
ッチング素子Ｑ１に接続して閉回路を形成する第２の整
流器Ｄ８と、前記スイッチング素子Ｑ１と並列に接続さ
れた共振用の第３のインダクタＬ３と負荷回路と第２の
コンデンサＣ４の直列回路と、前記スイッチング素子Ｑ
１をオン・オフ制御する制御部とを備え、第１の整流器
Ｄ７は前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に蓄積された
第１のインダクタＬ１の電磁エネルギーをスイッチング
素子Ｑ１のオフ時に第１のコンデンサＣ１に充電する方
向に配置されており、第２の整流器Ｄ８は前記スイッチ
ング素子Ｑ１のオン時に第１のコンデンサＣ１の放電電
流が流れる方向に配置されており、第１及び第２の整流
器Ｄ７，Ｄ８は前記全波整流器ＤＢから第１のコンデン
サＣ１に流れ込む充電電流を阻止する方向に配置されて
いることを特徴とするものである。

【００１０】この電源装置では、インダクタＬ１とスイ
ッチング素子Ｑ１、整流器Ｄ７，Ｄ８、コンデンサＣ１
が昇降圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素
子Ｑ１とインダクタＬ２、Ｌ３、コンデンサＣ４、負荷
回路、コンデンサＣ１がインバータ回路を構成してい
る。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、全波整流器Ｄ
Ｂの出力より電源電圧（通常は商用電源）の絶対値に比
例した電流がインダクタＬ１に流れ、電磁エネルギーが
インダクタＬ１に蓄積される。同時にインダクタＬ２と
インダクタＬ３にも電流が流れ、電磁エネルギーが蓄積
される。次にスイッチング素子Ｑ１がオフすると、イン
ダクタＬ１に蓄積した電磁エネルギーを電源として、イ
ンダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣ１、整流器Ｄ７の閉
回路に電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。この
時の電流は電源電圧の絶対値に比例している。従って、
電源ＡＣと全波整流器ＤＢの間に適切なローパスフィル
ターを付加すれば、点灯装置の入力電流が入力電圧と略
相似の波形となり、高調波歪みを抑制できる。

【００１１】また、インバータ回路については、スイッ
チング素子Ｑ１のオン時にはインダクタＬ２とＬ３に電
磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１のオフ
時に、電磁エネルギーが放出されてコンデンサＣ４と負
荷回路に電流が流れる。インダクタＬ３の電磁エネルギ
ーが無くなると、コンデンサＣ４に蓄積された電荷によ
って逆方向の電流が負荷回路に流れる。なお、インダク
タＬ２には、インダクタＬ１を電源とする電流とコンデ
ンサＣ１を電源とする相対する電流が流れる。従って、
インダクタＬ２に流れる電流の向きはインダクタＬ１に
蓄積された電磁エネルギーの大きさにより変化し、全波
整流器ＤＢの出力電圧波形が山部の期間では、インダク
タＬ１→インダクタＬ２→コンデンサＣ１の順に流れ、
全波整流器ＤＢの出力電圧波形が谷部の期間では、イン
ダクタＬ３→インダクタＬ２→コンデンサＣ１の方向に
電流が流れる。

【００１２】

【発明の実施の形態】

（実施例１）本発明の電源装置を放電灯点灯装置に応用
した実施例を図２に示す。ＡＣは交流電源であり、イン
ダクタＬ０とコンデンサＣ０はローパスフィルタ回路を
構成しており、整流器Ｄ１〜Ｄ４は全波整流器ＤＢを構
成している。インダクタＬ１はチョッパ動作用のチョー
ク、インダクタＬ２は限流用チョーク、Ｃ１は平滑用コ
ンデンサ、Ｌａは放電灯、Ｃ３は予熱用コンデンサ、Ｃ
２は共振用コンデンサ、インダクタＬ３は共振用チョー
ク、Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴよりなるスイッチング素子、
ＩＣ１〜ＩＣ３は入力信号の負論理を出力する反転回
路、ＩＣ４は一般的なタイマー用ＩＣ５５５（例えばＮ
ＥＣ（株）のμＰＣ１５５５）であり、ここでは単安定
発振動作を行う。これらのＩＣ１〜ＩＣ４と、抵抗Ｒ１
〜Ｒ７、コンデンサＣ５〜Ｃ９、整流器Ｄ５、Ｄ６は制
御回路を構成する。

【００１３】以下、制御回路の動作について説明する。
この制御回路は、スイッチング素子Ｑ１の電圧が略零ボ
ルトであることを検出して、一定期間スイッチング素子
Ｑ１のオン駆動信号を出力する零ボルトスイッチング動
作を実現している。図３に制御回路の各部の電圧波形を
示す。図中のａ〜ｌは図２の回路中に記した点ａ〜ｌの
電圧波形を示している。電源を投入すると、反転回路Ｉ
Ｃ３の入力ｋはＬｏｗ論理であるから、反転回路ＩＣ３
の出力ｌはＨｉｇｈ論理であり、整流器Ｄ６と抵抗Ｒ３
を介してスイッチング素子Ｑ１をオンする（図３−ｉ、
ｊ，ｋ，ｌ）。制御電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ６を介してコ
ンデンサＣ９が充電されるから、一定時間後、反転回路
ＩＣ３の入力ｋが所定の電圧になり、反転回路ＩＣ３の
出力ｌがＨｉｇｈからＬｏｗに反転し、スイッチング素
子Ｑ１がオフする。上記の起動信号によりインバータ回
路（主回路）が動き出して、インダクタＬ１、Ｌ２とコ
ンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ１が電圧共振スイッ
チを構成しているから、スイッチング素子Ｑ１のドレイ
ン電圧（ａ点の電圧）が上昇する（図３−ａ）。

【００１４】ＬＣ共振動作によりａ点の電圧が略０Ｖに
戻ると、抵抗Ｒ１とＲ２による分圧（ｂ点の電圧）も０
Ｖに戻る（図３−ｂ）。ここで、コンデンサＣ５は誤動
作防止のための遅延用コンデンサである。反転回路ＩＣ
１の入力ｂがＬｏｗ論理になると、反転回路ＩＣ１の出
力ｃはＨｉｇｈ論理になる（図３−ｃ）。ｃ論理が反転
すると、コンデンサＣ６を介したｄ点の電圧もＨｉｇｈ
論理となるが、すぐに抵抗Ｒ７を介して放電する（図３
−ｄ）。ｄ点の電圧がＨｉｇｈ論理に変化すると、反転
回路ＩＣ２の出力信号ｅが立ち下がる（図３−ｅ）。こ
の信号ｅはタイマー回路ＩＣ４のトリガー端子（２番ピ
ン）に入力されており、信号ｅが立ち下がると抵抗Ｒ４
とコンデンサＣ８で構成する積分回路により、コンデン
サＣ８の電圧ｇは上昇する（図３−ｇ）。コンデンサＣ
８の電圧ｇがタイマー回路ＩＣ４の電源電圧Ｖｃｃの２
／３まで上昇すると、タイマー回路ＩＣ４の放電端子
（７番ピン）によりコンデンサＣ８が放電して急激に立
ち下がる。コンデンサＣ８の充電中、タイマー回路ＩＣ
４の出力ｈはＨｉｇｈ論理であり（図３−ｈ）、整流器
Ｄ５、抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ１をオンす
る。

【００１５】なお、反転回路ＩＣ３とタイマー回路ＩＣ
４がスイッチング素子Ｑ１を駆動するために必要な電流
を供給できない場合には駆動回路が必要であるが、図２
では省略している。また、タイマー回路ＩＣ４のコント
ロール端子ｆはタイマー回路ＩＣ４の内部抵抗とコンデ
ンサＣ７の積分回路により所定の時定数でＬｏｗからＨ
ｉｇｈに論理が反転するが、Ｌｏｗの期間タイマー回路
ＩＣ４の出力はＬｏｗに固定される（図３−ｆ）。従っ
て、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は抵抗Ｒ４とコン
デンサＣ８によって設定できるが、スイッチング素子Ｑ
１のオフ時間はａ点の電圧が０Ｖに戻るまでの時間で決
まる。すなわち主回路の状態によって変化する。

【００１６】次に、主回路（図２）の動作を図４〜図１
１によって説明する。主回路の動作はスイッチング素子
Ｑ１とコンデンサＣ２の状態により大きく４つのモード
に分かれる。さらに、全波整流器ＤＢの出力電圧（ＡＣ
電圧の絶対値）により電流の方向が異なる。ここでは、
全波整流器ＤＢの出力電圧の０Ｖ近傍（以後「谷部」と
表記）の動作モードａ〜ｄを図４〜図７に示し、全波整
流器ＤＢ出力電圧の最大値近傍（以後「山部」と表記）
の動作モードｅ〜ｈを図８〜図１１に示す。

【００１７】（ａ）図４は全波整流器ＤＢの出力電圧が
谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオンである場合の動作
を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンすることに
より、コンデンサＣ１の放電電流がインダクタＬ２、ス
イッチング素子Ｑ１、整流器Ｄ８を介して流れ、また、
全波整流器ＤＢの出力電流（装置の入力電流）がインダ
クタＬ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる。負荷側で
は、コンデンサＣ４から放電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ
３）とインダクタＬ３の直列回路に電流が流れ、インダ
クタＬ２、Ｌ１とＬ３に電磁エネルギーが蓄積される。
このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧は交流電源電圧の
絶対値に等しいから、全波整流器ＤＢからインダクタＬ
１に流れる電流も交流電源電圧の絶対値に比例した値に
なる。

【００１８】（ｂ）図５は全波整流器ＤＢの出力電圧が
谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２
が充電モードである場合の動作を示している。スイッチ
ング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ２、Ｌ１とＬ
３に蓄積された電磁エネルギーにより動作モードａと同
じ方向に電流が流れ続け、コンデンサＣ２が充電され
る。その結果としてコンデンサＣ２の両端電圧（スイッ
チング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧）が上昇す
る。また、全波整流器ＤＢからインダクタＬ１の電磁エ
ネルギーにより動作モードａと同じ方向に流れる入力電
流の大きさは、インダクタＬ１の電磁エネルギー、すな
わち交流電源電圧の絶対値に比例する。

【００１９】（ｃ）図６は全波整流器ＤＢの出力電圧が
谷部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２
が放電モードである場合の動作を示している。インダク
タＬ３の電磁エネルギーが無くなると、コンデンサＣ２
が放電を開始する。その放電電流はインダクタＬ３と放
電灯Ｌａ（及びコンデンサＣ３）の直列回路を介してコ
ンデンサＣ４を充電する。また、インダクタＬ１、Ｌ２
の電磁エネルギーにより、インダクタＬ１、Ｌ２を流れ
る電流も同じ経路でコンデンサＣ４を充電する。

【００２０】（ｄ）図７は全波整流器ＤＢの出力電圧が
谷部で、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオン
である場合の動作を示している。コンデンサＣ２の放電
が終了すると、インダクタＬ３の電磁エネルギーによっ
てスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電圧が０Ｖ
より低くなり、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオード
がオンする。その結果、動作モードｃと同じ方向に電流
が流れる。また、動作モードｃと同様に、インダクタＬ
１、Ｌ２の電流がコンデンサＣ４に充電される。但し、
インダクタＬ１、Ｌ２の値により入力電流波形に休止区
間が発生することもある。

【００２１】（ｅ）図８は全波整流器ＤＢの出力電圧が
山部で、スイッチング素子Ｑ１がオンである場合の動作
を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンすることに
より、コンデンサＣ４から放電灯Ｌａ（及びコンデンサ
Ｃ３）とインダクタＬ３の直列回路に電流が流れ、イン
ダクタＬ３に電磁エネルギーが蓄積される。また、イン
ダクタＬ１に全波整流器ＤＢの出力電圧が印加されて、
インダクタＬ１にも電磁エネルギーが蓄積される。この
とき、全波整流器ＤＢの出力電圧は交流電源電圧の絶対
値に等しいから、インダクタＬ１に流れる電流も交流電
源電圧の絶対値に比例した値になる。インダクタＬ２を
流れる電流はインダクタＬ２の値により異なる。

【００２２】（ｆ）図９は全波整流器ＤＢの出力電圧が
山部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ２
が充電モードである場合の動作を示している。スイッチ
ング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ３の蓄積され
た電磁エネルギーにより動作モードａと同じ方向に電流
が流れ続け、コンデンサＣ２が充電される。その結果と
して、コンデンサＣ２の両端電圧（スイッチング素子Ｑ
１のドレイン−ソース電圧）が上昇する。スイッチング
素子Ｑ１がオフ状態であるから、インダクタＬ１の電磁
エネルギーにより整流器Ｄ７→インダクタＬ１→インダ
クタＬ２→コンデンサＣ１のループに電流が流れる。そ
の大きさはインダクタＬ１の電磁エネルギー、すなわち
交流電源電圧の絶対値に比例する。

【００２３】（ｇ）図１０は全波整流器ＤＢの出力電圧
が山部で、スイッチング素子Ｑ１がオフ、コンデンサＣ
２が放電モードである場合の動作を示している。インダ
クタＬ３の電磁エネルギーが無くなると、コンデンサＣ
２が放電を開始して、インダクタＬ３と放電灯Ｌａ（及
びコンデンサＣ３）の直列回路を介してコンデンサＣ４
に充電する。また、動作モードｆと同様に、インダクタ
Ｌ１の電磁エネルギーを電源として、整流器Ｄ７→イン
ダクタＬ１→インダクタＬ２→コンデンサＣ１のループ
に電流が流れて、コンデンサＣ１が充電される。

【００２４】（ｈ）図１１は全波整流器ＤＢの出力電圧
が山部で、スイッチング素子Ｑ１の内蔵ダイオードがオ
ンである場合の動作を示している。コンデンサＣ２の放
電が終了すると、インダクタＬ１とＬ３の電磁エネルギ
ーによって、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース
電圧が０Ｖより低くなり、スイッチング素子Ｑ１の内蔵
ダイオードがオンする。その結果、動作モードｇと同じ
方向に電流が流れ、コンデンサＣ４が充電される。

【００２５】図１２に全波整流器ＤＢの出力電圧が谷部
であるときのスイッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖｄｓ
（図１２−Ａ）、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｉｄ（図
１２−Ｂ）、ランプ電流Ｉｌａ（Ｃ）、インダクタＬ２
の電流Ｉ_L2（図１２−Ｄ）、インダクタＬ１の電流Ｉ_L1
（図１２−Ｅ）を示す。また、図１３に全波整流器ＤＢ
の出力電圧が山部であるときのスイッチング素子Ｑ１の
電流Ｉｄ（図１３−Ｆ）、インダクタＬ２の電流Ｉ
_L2（図１３−Ｇ）、インダクタＬ１の電流Ｉ_L1（図１３
−Ｈ）、全波整流器ＤＢの入力電流Ｉ_DB（図１３−Ｉ）
の各波形を示す。図中のａ〜ｈは、上述の各動作モード
ａ〜ｈに対応している。

【００２６】また、全波整流器ＤＢの出力電圧ＶＤＢと
全波整流器ＤＢの出力電流Ｉ_DBを図１４に示す。ただ
し、図１３−Ｉは図１４−ｂを時間軸方向に拡大したも
のである。全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBは交流入力電
圧を全波整流したものであり、全波整流器ＤＢの出力電
流Ｉ_DBのピーク電流が全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBに
比例していることから、インダクタＬ０とコンデンサＣ
０を最適に選べば、入力電流の高周波成分をカットして
入力電流は全期間で入力電圧波形に比例した波形にな
る。従って、装置の力率を向上し、入力電流高調波歪み
を低減することができる。

【００２７】ところで、この回路はチョッパ回路の方式
として昇降圧チョッパ回路方式に分類される。すなわ
ち、整流器Ｄ８が存在することによって全波整流器ＤＢ
の出力電流を直接コンデンサＣ１に充電することができ
ないため、コンデンサＣ１の両端電圧（昇圧率）に関ら
ずラッシュ電流が流れることはなく、入力電流の高調波
歪みを抑制することができる。従来は、回路を構成する
部品のばらつきや負荷で消費する電流のばらつき、周囲
温度等も含めて昇圧率を１に近づけるために細心の注意
を払ってインダクタＬ１の値や動作周波数等の設計を行
わなければならなかったが、本発明では昇圧率を１以下
に設計しても高調波歪みを大きく悪化させることはな
い。また、昇圧率を１以下に設計することによって、コ
ンデンサＣ１やスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧
を抑えることができ、部品の信頼性を向上させ、耐圧レ
ベルの低い部品を選定してコストダウンや小型化を実現
できる。

【００２８】さらに、全波整流器ＤＢの出力電流は整流
器Ｄ８によって直接コンデンサＣ１に充電することがで
きない構成であるから、コンデンサＣ２やＣ３、Ｃ４の
充電電流は流れても、コンデンサＣ１に比べれば小さい
容量のコンデンサであるから、実質的に電源投入時の突
入電流がなく、定常動作時と同程度の電流値に抑制され
るものであり、部品の信頼性を向上させることができ
る。

【００２９】（実施例２）本発明の第２の実施例を図１
５に示す。この実施例は図１の回路（基本構成）のイン
ダクタＬ１を全波整流器ＤＢの低圧側に接続している。
それに伴って、コンデンサＣ１とインダクタＬ２、整流
器Ｄ７、Ｄ８の配置も異なるが、それぞれの部品の役割
は基本構成と同じである。この構成では平滑コンデンサ
Ｃ１とスイッチング素子Ｑ１、制御回路の基準となる端
子（グランド端子）が共通であるから、各種の検出信号
の基準電位も共通で制御回路の安定性が向上し、回路構
成が複雑にならない、という長所がある。

【００３０】（実施例３）本発明の第３の実施例を図１
６に示す。この実施例では、図２の回路のコンデンサＣ
２をインダクタＬ２に並列接続している。インダクタＬ
２とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ１が電圧共振
スイッチを構成している点は図２の回路と同様であるか
ら、回路動作は図２の回路とほぼ同じである。

【００３１】（実施例４）本発明の第４の実施例を図１
７に示す。この実施例は、図２（第１の実施例）の回路
において、負荷回路とインダクタＬ３とコンデンサＣ４
の直列回路をインダクタＬ２に並列的に接続し、コンデ
ンサＣ１０と整流器Ｄ９、Ｄ１０を追加した構成であ
る。負荷回路を介してコンデンサＣ１に電流が流れるた
め、図２の回路よりコンデンサＣ１のリップル電流は増
加するが、コンデンサＣ４を削除可能になるという利点
がある。また、コンデンサＣ１０と整流器Ｄ９、Ｄ１０
を追加することによって、インダクタＬ１が蓄積した電
磁エネルギーを放出した直後に逆向きの電流を全波整流
器ＤＢの方向に流し、全波整流器ＤＢに過電圧が印加さ
れることを防ぐ効果が期待できる（インダクタＬ１の逆
向きの電流がインダクタＬ１、整流器Ｄ９、Ｄ１０で構
成する閉回路を流れるため、全波整流器ＤＢにストレス
を与えない）。それ以外の回路動作は図２とほぼ同じで
ある。

【００３２】なお、上記実施例はいずれも負荷を放電灯
として説明したが、高周波電流を通電する負荷であれば
何でも良く、整流平滑回路を備え、交流を直流に変換す
る電源装置でも適用できる。また、負荷は複数でも良
く、負荷を並列あるいは直列に接続した構成でも良い。
さらに、ローパスフィルタのみあるいは全波整流器ＤＢ
とローパスフィルタ以外を個別に構成してもよい。

【００３３】

【発明の効果】本発明の構成によれば、平滑用のコンデ
ンサの両端電圧に関らず交流電源からのラッシュ電流が
流れることはなく、入力電流の高調波歪みを抑制するこ
とができ、設計の自由度が高い。したがって、昇圧率を
１以下に設計することによって、平滑用のコンデンサや
スイッチング素子に印加する電圧を抑えることができ、
部品の信頼性の向上や、耐圧レベルの低い部品を選定し
てコストダウンや小型化を実現できる。また、実質的に
電源投入時の突入電流が無く、定常動作時と同程度の電
流値に抑制されるから、部品の信頼性を向上できるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図３】本発明の第１の実施例の制御回路の各部の電圧
波形を示す波形図である。

【図４】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が谷部である場合の第１の動作を説明するための回路図
である。

【図５】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が谷部である場合の第２の動作を説明するための回路図
である。

【図６】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が谷部である場合の第３の動作を説明するための回路図
である。

【図７】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が谷部である場合の第４の動作を説明するための回路図
である。

【図８】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が山部である場合の第１の動作を説明するための回路図
である。

【図９】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電圧
が山部である場合の第２の動作を説明するための回路図
である。

【図１０】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電
圧が山部である場合の第３の動作を説明するための回路
図である。

【図１１】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電
圧が山部である場合の第４の動作を説明するための回路
図である。

【図１２】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電
圧が谷部であるときの動作波形図である。

【図１３】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電
圧が山部であるときの動作波形図である。

【図１４】本発明の第１の実施例の全波整流器の出力電
圧と出力電流の波形図である。

【図１５】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第４の実施例の回路図である。

【符号の説明】

Ｑ１スイッチング素子Ｃ１平滑用コンデンサＬ１チョッパ用インダクタＬ２限流用インダクタＬ３共振用インダクタＤＢ全波整流器ＡＣ交流電源Ｄ７第１の整流器Ｄ８第２の整流器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力端子に交流電源を接続された
全波整流器と、全波整流器の一方の直流出力端子に一端
を接続されたチョッパ用の第１のインダクタと、第１の
インダクタの他端と全波整流器の他方の直流出力端子の
間に接続されたスイッチング素子と、第１の整流器を介
して第１のインダクタと並列に接続された第２のインダ
クタ及び平滑用の第１のコンデンサの直列回路と、第２
のインダクタ及び第１のコンデンサの直列回路を前記ス
イッチング素子に接続して閉回路を形成する第２の整流
器と、前記スイッチング素子と並列に接続された第３の
インダクタと負荷回路と第２のコンデンサの直列回路
と、前記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回
路とを備え、第１の整流器は前記スイッチング素子のオ
ン時に蓄積された第１のインダクタの電磁エネルギーを
スイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに充電す
る方向に配置されており、第２の整流器は前記スイッチ
ング素子のオン時に第１のコンデンサの放電電流が流れ
る方向に配置されており、第１及び第２の整流器は前記
全波整流器から第１のコンデンサに流れ込む充電電流を
阻止する方向に配置されていることを特徴とする電源装
置。
【請求項２】前記スイッチング素子又は第２のイン
ダクタと並列に第３のコンデンサを接続したことを特徴
とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記スイッチング素子の両端電圧を検
出する検出手段を備え、前記制御回路はスイッチング素
子の両端電圧が略０Ｖに戻ったタイミングでスイッチン
グ素子のオンを開始することを特徴とする請求項２記載
の電源装置。
【請求項４】前記負荷回路は放電灯と予熱用コンデ
ンサの並列回路であることを特徴とする請求項１乃至３
のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】交流入力端子に交流電源を接続された
全波整流器と、全波整流器の一方の直流出力端子に一端
を接続されたチョッパ用の第１のインダクタと、第１の
インダクタの他端と全波整流器の他方の直流出力端子の
間に接続されたスイッチング素子と、第１の整流器を介
して第１のインダクタと並列に接続された第２のインダ
クタ及び平滑用の第１のコンデンサの直列回路と、第２
のインダクタ及び第１のコンデンサの直列回路を前記ス
イッチング素子に接続して閉回路を形成する第２の整流
器と、第２のインダクタと並列に接続された第３のイン
ダクタと負荷回路と第２のコンデンサの直列回路と、前
記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを
備え、第１の整流器は前記スイッチング素子のオン時に
蓄積された第１のインダクタの電磁エネルギーをスイッ
チング素子のオフ時に第１のコンデンサに充電する方向
に配置されており、第２の整流器は前記スイッチング素
子のオン時に第１のコンデンサの放電電流が流れる方向
に配置されており、第１及び第２の整流器は前記全波整
流器から第１のコンデンサに流れ込む充電電流を阻止す
る方向に配置されていることを特徴とする電源装置。