JPH10164859A

JPH10164859A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10164859A
Application number: JP8315313A
Authority: JP
Inventors: Kazufumi Nagasoe; 和史長添
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-11-26
Filing date: 1996-11-26
Publication date: 1998-06-19

Abstract

(57)【要約】【課題】商用電源等の交流電源を入力として蛍光灯のよ
うな放電灯負荷を高周波で点灯させるインバータ点灯装
置のような電源装置において、平滑コンデンサに流れる
充放電電流を低減し、装置としての小型化・コストダウ
ンを実現する。【解決手段】商用電源等の交流電源ＡＣと、その交流電
源ＡＣを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器Ｄ
Ｂの出力に並列的に接続された直流導通素子（インダク
タＬ₂）と平滑用のコンデンサＣ₁の直列回路と、全波
整流器ＤＢの出力に接続された第１の共振回路１と、少
なくとも第１の共振回路に含まれるインダクタＬ₁を介
して全波整流器ＤＢの出力に並列接続されるスイッチ手
段Ｑ₁と、負荷回路を含みスイッチ手段Ｑ₁に並列的に
接続される第２の共振回路２と、上記スイッチ手段Ｑ₁
をオン・オフする制御回路とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は商用電源等の交流電
源を入力とする電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、蛍光灯のような放電灯負荷を高周
波で点灯させる装置としてはインバータ点灯装置があ
る。このインバータ点灯装置は、商用電源等の交流電源
からの入力電圧をコンデンサを備えた整流平滑回路にて
直流電圧に一旦変換して、その直流電圧を電源としてス
イッチ手段のオン、オフにより高周波の出力を発生させ
て放電灯負荷に供給するものである。このインバータ点
灯装置では、交流電源を整流して得た脈流電圧をコンデ
ンサにて平滑しているために入力電流に高調波成分を含
んだ歪みのある波形成分が含まれている。そこで、その
高調波成分を取り除くために、チョッパ用インダクタと
ダイオードとスイッチ手段とによって構成されたチョッ
パ回路からなる電源装置を付加したインバータ点灯装置
が良く知られている。

【０００３】しかし、このインバータ点灯装置はチョッ
パ回路とインバータ回路とを組み合わせたものとなり、
従って装置が大型化し、またコスト的にも割高となると
いう欠点があった。例えば、図２０に示す電圧共振型一
石式インバータ回路と呼ばれるインバータ点灯装置の代
表的な回路方式（特開平３−７４０９１号参照）は、ゼ
ロボルトスイッチングによる低ノイズ化が容易に実現で
きるといった長所があるが、特に昇圧型のチョッパ回路
と組み合わせると、スイッチ手段の耐圧が非常に高くな
り、大きなコストアップとなる。また、降圧型あるいは
昇降圧型のチョッパ回路の場合は、スイッチ手段の駆動
回路とインバータ回路の駆動回路の基準電圧が異なり、
構成が複雑になるといった別の問題点がある。

【０００４】ところで、装置の小型化、コストダウンを
図るために、チョッパ回路のスイッチ手段と、インバー
タ回路のスイッチ手段とを共用し、１つのスイッチ手段
で両回路の動作を行わせるものとして、図２１の電源装
置がある（特願平２−９８７４４号，特開平４−２７１
号）。この電源装置は、入力電源にチョッパ用インダク
タＬ₁を介して負荷４と平滑用のコンデンサＣ₁との直
列回路に接続するとともに、上記直列回路にスイッチ手
段Ｑ₁を接続し、スイッチ手段Ｑ₁をオン、オフ駆動す
るものであり、スイッチ手段Ｑ₁がオンしたときには入
力電源Ｅ₀からチョッパ用インダクタＬ₁、スイッチ手
段Ｑ₁、入力電源Ｅ₀の閉回路に電流が流れ、同時にコ
ンデンサＣ₁の充電電荷がコンデンサＣ₁、負荷４、ス
イッチ手段Ｑ₁、コンデンサＣ₁の閉回路で放電され、
スイッチ手段Ｑ₁がオフしたときには、入力電源Ｅ₀か
らインダクタＬ₁、負荷４、コンデンサＣ₁、入力電源
Ｅ ₀、インダクタＬ₁の閉回路で電流が流れ、負荷４を
通じてコンデンサＣ₁を充電する。このようにしてコン
デンサＣ₁には負荷４を通じて充電電流、放電電流が流
れ、コンデンサＣ₁の両端電圧は入力電源電圧とほぼ等
しい値となる。

【０００５】さらに、図２１の回路を改良して負荷変動
に対する制御性を良くした電源装置として図２３の構成
が提案されている。その具体的な回路構成を図２４に示
す。交流電源ＡＣを整流する全波整流器ＤＢの出力端子
間にチョッパ用インダクタＬ ₁とＭＯＳ−ＦＥＴよりな
るスイッチ手段Ｑ₁の直列回路を接続し、スイッチ手段
Ｑ₁と並列に発振用インダクタＬ₂と平滑コンデンサＣ
₁の直列回路を接続する。さらに共振用コンデンサＣ₂
をスイッチ手段Ｑ₁に並列的に接続する。共振用インダ
クタＬ₃と放電灯Ｌａと直流カット用コンデンサＣ₄の
直列回路をスイッチ手段Ｑ₁に並列的に接続する。さら
に予熱用コンデンサＣ₃を放電灯Ｌａの２次側に接続す
る。

【０００６】この回路はスイッチ手段Ｑ₁と共振用コン
デンサＣ₂の動作モードによって大きく４つのモードに
分けることができる。以下に図２５（ａ）〜（ｄ）を用
いて動作を説明する。（ａ）スイッチ手段Ｑ₁がオンのモードスイッチ手段Ｑ₁がオンすることにより、平滑コンデン
サＣ₁からインダクタＬ₂、コンデンサＣ₄からインダ
クタＬ₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ₃）の直列回路に
電流が流れ、インダクタＬ₂とＬ₃に磁気エネルギーが
蓄積される。また、インダクタＬ₁に全波整流器ＤＢの
出力電圧が印加される。全波整流器ＤＢの出力電圧は交
流電源電圧の絶対値に等しいからインダクタＬ₁に流れ
る電流も交流電源電圧の絶対値に比例した値になる。イ
ンダクタＬ₁にも磁気エネルギーが蓄積される。

【０００７】（ｂ）スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデン
サＣ₂が充電されるモードスイッチ手段Ｑ₁がオフすると、インダクタＬ₂とイン
ダクタＬ₃の蓄積された磁気エネルギーにより動作モー
ド（ａ）と同じ方向に電流が流れ続け、コンデンサＣ₂
が充電される。その結果として、コンデンサＣ₂の両端
電圧（スイッチ手段Ｑ₁のドレイン−ソース間電圧）が
上昇する。スイッチ手段Ｑ₁がオフ状態であるから、イ
ンダクタＬ₁の磁気エネルギーにより動作モード（ａ）
と同じ方向に入力電流が流れる。その大きさはインダク
タＬ₁の磁気エネルギー、すなわち交流電源電圧の絶対
値に比例する。

【０００８】（ｃ）スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデン
サＣ₂が放電されるモードインダクタＬ₂とＬ₃の磁気エネルギーが無くなると、
コンデンサＣ₂が放電を開始する。その放電電流はイン
ダクタＬ₂を介してコンデンサＣ₁に充電される。同時
にインダクタＬ₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ₃）の直
列回路を介してコンデンサＣ₄に充電する。また、イン
ダクタＬ₁の磁気エネルギーにより、チョッパ電流がイ
ンダクタＬ₂を介してコンデンサＣ₁に充電される。

【０００９】（ｄ）スイッチ手段Ｑ₁の内蔵ダイオード
がオンのモードコンデンサＣ₂の放電が終了すると、インダクタＬ₂と
Ｌ₃の磁気エネルギーによってスイッチ手段Ｑ₁のドレ
イン−ソース間電圧が０Ｖより低くなり、スイッチ手段
Ｑ₁の内蔵ダイオードがオンする。その結果、動作モー
ド（ｃ）と同じ方向に電流が流れ、コンデンサＣ₁が充
電する。また、動作モード（ｃ）と同様にインダクタＬ
₁の電流がコンデンサＣ₁及びＣ₄に充電される。但
し、インダクタＬ₁の値によりチョッパ電流波形に休止
区間が発生することもある。

【００１０】全波整流器ＤＢの入力端子にローパスフィ
ルタを追加すれば、この回路の入力電流波形は入力電圧
波形と相似となり、入力電流高調波歪を改善できる。

【００１１】なお、これまでは電圧共振型一石式インバ
ータ回路を基本に説明したが、電流共振型ハーフブリッ
ジ式インバータ回路に対しても力率改善回路とインバー
タ回路の一部の部品を兼用して小型化・コストダウンを
実現した構成が提案されており、例えばドイツ特許ＤＥ
−３０２５４２１−Ｃ２（図２２）では、インダクタＬ
₁とコンデンサＣ₂より構成される共振回路の動作電流
がダイオードＤ₂₁を介して平滑用コンデンサＣ₁に充電
される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】図２２又は図２４のイ
ンバータ点灯装置では、チョッパ回路とインバータ回路
とを組み合わせた構成より小型化・コストダウンが図ら
れているが、さらに小型化・コストダウンを行うために
平滑コンデンサに着目する。平滑コンデンサ（一般的に
電解コンデンサを用いる）を小型化するためには、印加
電圧を下げて耐圧レベルを下げるか、もしくは容量値を
下げれば良い。印加電圧については図２４のインバータ
点灯装置で既に昇圧率が略１に設計可能である。容量値
を下げることによる課題は、電圧リップルによる光出力
の変動（ちらつき）と、充放電電流（リップル電流）に
よる発熱が原因の寿命低下である。ここで一般的にリッ
プル電流による制約の方が影響度として大きい。従っ
て、平滑コンデンサのリップル電流を低減することによ
り、装置としての小型化・コストダウンが実現できる。

【００１３】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
商用電源等の交流電源を入力として蛍光灯のような放電
灯負荷を高周波で点灯させるインバータ点灯装置のよう
な電源装置において、平滑コンデンサに流れる充放電電
流を低減し、装置としての小型化・コストダウンを実現
することを目的とするものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、商用電源等の交流電源ＡＣと、その交流電源ＡＣを
全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力
に並列的に接続された直流導通素子（インダクタＬ₂）
と平滑用のコンデンサＣ₁の直列回路と、上記全波整流
器ＤＢの出力に接続された第１の共振回路１と、少なく
とも第１の共振回路に含まれるインダクタＬ₁を介して
上記全波整流器ＤＢの出力に並列接続されるスイッチ手
段Ｑ₁と、負荷回路を含み上記スイッチ手段Ｑ₁に並列
的に接続される第２の共振回路２と、上記スイッチ手段
Ｑ₁をオン・オフする制御回路３で構成されることを特
徴とするものである。

【００１５】この構成では、スイッチ手段Ｑ₁をオンす
ることにより、全波整流器ＤＢより第１の共振回路、あ
るいは第１及び第２の共振回路の両方に交流電源ＡＣの
電圧の絶対値（全波整流器ＤＢの出力電圧）に比例した
電流が流れ、スイッチ手段Ｑ ₁のオフ時に第１の共振回
路、あるいは第１及び第２の共振回路の両方からインダ
クタＬ₂を介してコンデンサＣ₁に充電される。ここ
で、スイッチ手段Ｑ₁は少なくとも第１の共振回路に含
まれるインダクタＬ₁を介して上記全波整流器ＤＢの出
力に並列接続されており、コンデンサＣ₁の充電電流は
インダクタＬ₁を往復してインダクタＬ₂を通る。従っ
て、コンデンサＣ₁の充電電流のピーク値（充電電流の
高周波成分）を低減できる。また、放電電流のピーク値
も少なくともインダクタＬ₂とＬ₁を通ることから低減
できる。

【００１６】

【発明の実施の形態】図２に本発明を放電灯点灯装置に
応用した実施例を示す。また、その制御回路を含めた詳
細な構成を図３に示す。図中、ＡＣは交流電源、Ｌ₀は
インダクタ、Ｃ₀はコンデンサである。これらのインダ
クタＬ₀とコンデンサＣ₀はローパスフィルタ回路を構
成する。また、Ｄ₁〜Ｄ₄は全波整流回路ＤＢを構成す
る。Ｌ ₁はチョッパ動作用インダクタ、Ｌ₂は限流用イ
ンダクタ、Ｃ₁は平滑用コンデンサ、Ｌａは放電灯、Ｃ
₃は予熱用コンデンサ、Ｃ₂は共振用コンデンサ、Ｌ₃
は共振用インダクタである。Ｑ₁はＭＯＳ−ＦＥＴより
なるスイッチ手段であり、ＩＣ₁〜ＩＣ₃は入力信号の
負論理を出力する反転回路（電源端子は省略）である。
ＩＣ₄は一般的なタイマー用ＩＣ（例えばＮＥＣ（株）
のμＰＣ１５５５）であり、単安定発振動作を行う。こ
れらのＩＣ₁〜ＩＣ₄と抵抗Ｒ₁〜抵抗Ｒ ₇、コンデン
サＣ₅〜Ｃ₉、ダイオードＤ₅，Ｄ₆は制御回路を構成
する。

【００１７】以下、制御回路の動作を説明する。この制
御回路はスイッチ手段Ｑ₁の電圧が略零ボルトであるこ
とを検出して、一定期間スイッチ手段Ｑ₁の駆動信号を
出力する零ボルトスイッチングを行うことを特徴として
いる。図４に制御回路の各部の電圧波形を示す。電源を
投入すると、反転回路ＩＣ₃の入力ｋは“Ｌｏｗ”レベ
ルであるから、出力ｌは“Ｈｉｇｈ”レベルであり、ダ
イオードＤ₆と抵抗Ｒ ₃を介してスイッチ手段Ｑ₁をオ
ンする（図４（ｉ），（ｊ），（ｋ），（ｌ）参照）。
制御電源Ｖ_DDから抵抗Ｒ₆を介してコンデンサＣ₉が充
電されるから、一定時間後、反転回路ＩＣ₃の入力ｋが
所定の電圧になり、出力信号ｌが反転し、“Ｈｉｇｈ”
レベルから“Ｌｏｗ”レベルに変化し、スイッチ手段Ｑ
₁がオフする。この起動信号によりインバータ回路（主
回路）が動き出して、インダクタＬ₁、Ｌ₂とコンデン
サＣ₂とスイッチ手段Ｑ₁が電圧共振スイッチを構成し
ているから、スイッチ手段Ｑ₁のドレイン電圧（ａ点）
が上昇する。ＬＣ共振動作により、ａ点の電圧が略０Ｖ
に戻る（図４（ａ））と、抵抗Ｒ₁と抵抗Ｒ₂による分
圧（ｂ点の電圧）も０Ｖに戻る（図４（ｂ））。

【００１８】ここで、Ｃ₅は誤動作防止のための遅延用
コンデンサである。反転回路ＩＣ₁の入力（ｂ点）が
“Ｌｏｗ”レベルになると、出力信号（ｃ点）は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルになる（図４（ｃ））。ｃ点の論理が反転
すると、コンデンサＣ₆を介してｄ点も“Ｈｉｇｈ”レ
ベルとなるが、すぐに抵抗Ｒ₇を介して放電する（図４
（ｄ））。ｄ点が“Ｈｉｇｈ”レベルに変化すると、反
転回路ＩＣ₂の出力信号（ｅ点）が立ち下がる（図４
（ｅ））。ｅ点はタイマー回路ＩＣ₄のトリガー端子で
あり、立ち下がると抵抗Ｒ₄とコンデンサＣ₈で構成す
る積分回路によりコンデンサＣ₈の電圧（ｇ点）は上昇
する（図４（ｇ））。ｇ点の電圧がタイマー回路ＩＣ₄
の電源電圧Ｖ_DDの２／３の電圧まで上昇すると、コンデ
ンサＣ₈が放電してｇ点の電圧は急激に立ち下がる。コ
ンデンサＣ₈の充電中、タイマー回路ＩＣ₄の出力（ｈ
点）は“Ｈｉｇｈ”レベルであり（図４（ｈ））、ダイ
オードＤ₅、抵抗Ｒ₃を介してスイッチ手段Ｑ₁をオン
する。なお、反転回路ＩＣ₃とタイマー回路ＩＣ₄がス
イッチ手段Ｑ₁を駆動するために必要な電流を供給でき
ない場合は別の駆動回路が必要であるが、図３では省略
している。また、タイマー回路ＩＣ₄のコントロール端
子ｆは、タイマー回路ＩＣ₄内部の抵抗とコンデンサＣ
₇の積分回路により所定の時定数により“Ｌｏｗ”レベ
ルから“Ｈｉｇｈ”レベルに論理が反転するが、“Ｌｏ
ｗ”レベルの期間、タイマー回路ＩＣ₄の出力は“Ｌｏ
ｗ”レベルに固定される（図４（ｆ））。従って、スイ
ッチ手段Ｑ ₁のオン時間は抵抗Ｒ₄とコンデンサＣ₈に
よって設定できるが、オフ時間はａ点の電圧が０Ｖに戻
るまでの時間で決まる。すなわち、主回路の状態によっ
て変化する。

【００１９】次に、主回路（図２）の動作を図５〜図８
によって説明する。主回路の動作はスイッチ手段Ｑ₁と
コンデンサＣ₂の状態により大きく４つのモードに分か
れる。さらに全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DB（交流電源
ＡＣの電圧の絶対値）により電流の方向が異なる。ここ
では、全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBの０Ｖ近傍（以後
「谷部」と表記）の動作を図５（ａ）〜（ｄ）に、全波
整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBの最大値近傍（以後「山部」
と表記）を図６（ｅ）〜（ｈ）に示す。

【００２０】（ａ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが谷
部、スイッチ手段Ｑ₁がオンのモードスイッチ手段Ｑ₁がオンすることにより、コンデンサＣ
₁の放電電流がインダクタＬ₂を介して全波整流器ＤＢ
の出力電流（装置の入力電流）と合成されてインダクタ
Ｌ₁に流れる。また、コンデンサＣ₄からインダクタＬ
₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ₃）の直列回路に電流が
流れ、インダクタＬ₂とＬ₁、Ｌ₃に磁気エネルギーが
蓄積される。このとき、全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DB
は交流電源電圧の絶対値に等しいから、全波整流器ＤＢ
からインダクタＬ₁に流れる電流も交流電源電圧の絶対
値に比例した値になる。

【００２１】（ｂ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが谷
部、スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデンサＣ₂が充電さ
れるモードスイッチ手段Ｑ₁がオフすると、インダクタＬ₂と
Ｌ₁、Ｌ₃に蓄積された磁気エネルギーにより動作モー
ド（ａ）と同じ方向に電流が流れ続け、コンデンサＣ₂
が充電される。その結果として、コンデンサＣ₂の両端
電圧（スイッチ手段Ｑ₁のドレイン−ソース間電圧）が
上昇する。また、全波整流器ＤＢからインダクタＬ₁の
磁気エネルギーにより、動作モード（ａ）と同じ方向に
流れる入力電流の大きさはインダクタＬ₁の磁気エネル
ギー、すなわち、交流電源電圧の絶対値に比例する。

【００２２】（ｃ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが谷
部、スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデンサＣ₂が放電さ
れるモードインダクタＬ₃の磁気エネルギーが無くなると、コンデ
ンサＣ₂が放電を開始する。その放電電流はインダクタ
Ｌ₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ₃）の直列回路を介し
てコンデンサＣ₄に充電する。また、インダクタＬ₁と
Ｌ₂の磁気エネルギーより、インダクタＬ₁を流れる合
成電流も同じ経路でコンデンサＣ₄に充電する。

【００２３】（ｄ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが谷
部、スイッチ手段Ｑ₁の内蔵ダイオードがオンのモードコンデンサＣ₂の放電が終了すると、インダクタＬ₃の
磁気エネルギーによってスイッチ手段Ｑ₁のドレイン−
ソース間電圧が０Ｖより低くなり、スイッチ手段Ｑ₁の
内蔵ダイオードがオンする。その結果、動作モード
（ｃ）と同じ方向に電流が流れる。また、動作モード
（ｃ）と同様に、インダクタＬ₁の電流がコンデンサＣ
₄に充電される。但し、インダクタＬ₁、Ｌ₂の値によ
り入力電流波形に休止区間が発生することもある。

【００２４】（ｅ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが山
部、スイッチ手段Ｑ₁がオンのモードスイッチ手段Ｑ₁がオンすることにより、コンデンサＣ
₄からインダクタＬ₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ₃）
の直列回路に電流が流れ、インダクタＬ₃に磁気エネル
ギーが蓄積される。また、インダクタＬ₁に全波整流器
ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが印加される。全波整流器ＤＢの出
力電圧Ｖ_DBは、交流電源電圧の絶対値に等しいからイン
ダクタＬ₁に流れる電流も交流電源電圧の絶対値に比例
した値になる。インダクタＬ₁にも磁気エネルギーが蓄
積される。

【００２５】（ｆ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが山
部、スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデンサＣ₂が充電さ
れるモードスイッチ手段Ｑ₁がオフすると、インダクタＬ₃の蓄積
された磁気エネルギーにより動作モード（ａ）と同じ方
向に電流が流れ続け、コンデンサＣ₂が充電される。そ
の結果としてコンデンサＣ₂の両端電圧（スイッチ手段
Ｑ₁のドレイン−ソース間電圧）が上昇する。スイッチ
手段Ｑ₁がオフ状態であるから、インダクタＬ₁の磁気
エネルギーにより動作モード（ａ）と同じ方向に入力電
流が流れる。その大きさはインダクタＬ₁の磁気エネル
ギー、すなわち交流電源電圧の絶対値に比例する。

【００２６】（ｇ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが山
部、スイッチ手段Ｑ₁がオフ、コンデンサＣ₂が放電さ
れるモードインダクタＬ₁とＬ₃の磁気エネルギーが無くなると、
コンデンサＣ₂が放電を開始する。その放電電流はイン
ダクタＬ₁とＬ₂を介してコンデンサＣ₁に充電され
る。同時にインダクタＬ₃と放電灯Ｌａ（コンデンサＣ
₃）の直列回路を介してコンデンサＣ₄に充電する。

【００２７】（ｈ）全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが山
部、スイッチ手段Ｑ₁の内蔵ダイオードがオンのモードコンデンサＣ₂の放電が終了すると、インダクタＬ₁と
Ｌ₃の磁気エネルギーによってスイッチ手段Ｑ₁のドレ
イン−ソース間電圧が０Ｖより低くなり、スイッチ手段
Ｑ₁の内蔵ダイオードがオンする。その結果、動作モー
ド（ｃ）と同じ方向に電流が流れ、コンデンサＣ₁が充
電する。

【００２８】図７に全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBが谷
部の場合のスイッチ手段Ｑ₁の両端電圧Ｖｄｓ（図７
（Ａ））、スイッチ手段Ｑ₁の電流Ｉｄ（図７
（Ｂ））、ランプ電流Ｉｌａ（図７（Ｃ））、インダク
タＬ₂の電流Ｉ_L2（図７（Ｄ））、インダクタＬ₁の電
流Ｉ_L1（図７（Ｅ））、及び図８に全波整流器ＤＢの出
力電圧Ｖ _DBが山部の場合のスイッチ手段Ｑ₁の電流Ｉｄ
（図８（Ｆ））、インダクタＬ₂の電流Ｉ_L2（図８
（Ｇ））、インダクタＬ₁の電流Ｉ_L1（図８（Ｈ））、
全波整流器ＤＢの入力電流Ｉ_DB（図８（Ｉ））の各波形
を示す。なお、図７（Ａ）と図８（Ｆ）の上部に付記し
ている（ａ）〜（ｈ）は図５と図６の（ａ）〜（ｈ）に
対応している。

【００２９】また、全波整流器ＤＢの出力電圧Ｖ_DBと全
波整流器ＤＢの出力電流Ｉ_DBを図９に示す。但し、図７
と図８は図９の時間軸方向に拡大したものである。Ｖ_DB
は交流入力電圧を全波整流したものであり、Ｉ_DBのピー
ク電流がＶ_DBに比例していることから、インダクタＬ₀
とコンデンサＣ₀を最適に選べば、入力電流の高周波成
分をカットして入力電流は全期間で入力電圧波形に比例
した波形になる。従って装置の力率を向上し、入力電流
高調波を改善することができる。

【００３０】さらに、図１０に交流電源ＡＣの電圧（図
１０（ａ））とそれに対応するインダクタＬ₂の電流Ｉ
_L2（図１０（ｂ））及び従来例（第５図）のインダクタ
Ｌ₂の電流Ｉ_L2（図１０（ｃ））の各波形を示す。イン
ダクタＬ₂の電流波形はコンデンサＣ₁の充放電電流と
同一であり、コンデンサＣ₁の放電を正方向に記載して
いる。従来例はコンデンサＣ₁の充電時に、インダクタ
Ｌ₁とＬ₂を介して（一部はコンデンサＣ₂の充放電
後）コンデンサＣ₁に流れ、コンデンサＣ₁の放電時は
インダクタＬ₂を介してインバータ回路に供給される。

【００３１】それに対して、本発明では、コンデンサＣ
₁の充電時にインダクタＬ₁を往復して（一部はコンデ
ンサＣ₂の充放電後）インダクタＬ₂を介してコンデン
サＣ ₁に流れ、コンデンサＣ₁の放電時はインダクタＬ
₁とＬ₂を介してインバータ回路に供給される。従って
充電時も放電時も従来例よりインダクタＬ₁を一度多く
流れるため、結果的にコンデンサＣ₁のリップル電流を
低減でき、装置としての小型化・コストダウンを実現で
きる。また、従来と同じ容量値の平滑コンデンサを使用
する場合は充放電電流を低減することにより、信頼性
（寿命）を向上できる。

【００３２】本発明の第２の実施例を図１１に示す。こ
の実施例は図２（第１の実施例）の回路のインダクタＬ
₂を抵抗に置き換えたものである。回路動作は図２とほ
ぼ同じである。

【００３３】本発明の第３の実施例を図１２に示す。こ
の実施例は図２の回路のコンデンサＣ₂をインダクタＬ
₂に並列接続している。インダクタＬ₂とコンデンサＣ
₂とスイッチ手段Ｑ₁が電圧共振スイッチを構成してい
る点は図２と同様であるから、回路動作は図２とほぼ同
じである。

【００３４】本発明の第４の実施例を図１３に示す。こ
の実施例は図２の回路を複数負荷に応用した例である
（放電灯ＬａとコンデンサＣ₃は負荷回路と表記す
る）。全波整流器ＤＢ以外の部品記号の添字１桁目の数
字は図２の各部品記号の添字と一致する。なお、この例
では負荷が２個の場合の回路図を示したが、３個以上の
負荷に対しても同様に構成できる。

【００３５】本発明の第５の実施例を図１４に示す。こ
の実施例は図２（第１の実施例）の回路に対して放電灯
ＬａとインダクタＬ₃とスイッチ手段Ｑ₁の直列回路を
コンデンサＣ₁に並列的に接続した構成である。放電灯
Ｌａを介してコンデンサＣ₁に電流が流れるため図２の
回路よりリップル電流は増加するが、コンデンサＣ₄を
削除できる利点がある。それ以外の回路動作は図２とほ
ぼ同じである。

【００３６】本発明の第６の実施例を図１５に示す。こ
の実施例は図２の回路のコンデンサＣ₂を全波整流器Ｄ
Ｂの出力端子に並列接続している。この構成では図２に
おけるコンデンサＣ₂の働きはコンデンサＣ₃とＣ₄が
代用して、コンデンサＣ₂は全波整流器ＤＢに印加され
る過電圧を吸収する過電圧保護手段として動作する。

【００３７】本発明の第７の実施例を図１６に示す。こ
の実施例は図２の回路に対してコンデンサＣ₂を削除し
てコンデンサＣ₄でコンデンサＣ₂を兼用して、負荷回
路をコンデンサＣ₄に並列接続した構成である（放電灯
ＬａとコンデンサＣ₃は負荷回路と表記する）。

【００３８】本発明の第８の実施例を図１７に示す。こ
の実施例は図２の回路にダイオードＤ₂と抵抗Ｒ₂、コ
ンデンサＣ₅で構成する過電圧保護手段５を追加した構
成である。図２の構成において、全波整流器ＤＢの出力
端子に印加される過電圧を吸収して全波整流器ＤＢの信
頼性を向上する。また、過電圧保護手段５は図１７の構
成以外にも図１５のコンデンサＣ₂のようにコンデンサ
だけで構成してもよく、また過電圧吸収素子（サージア
ブソーバ）を追加しても良い。さらに、図１８に示した
構成でも良い。

【００３９】本発明の第９の実施例を図１９に示す。こ
の実施例は、図２の回路のコンデンサＣ₂をインダクタ
Ｌ₁に並列接続している。コンデンサＣ₂はインダクタ
Ｌ₁と共振回路を構成するとともに、全波整流器ＤＢの
出力端子の過電圧保護手段としても働く。その他の回路
動作は図２とほぼ同じである。

【００４０】なお、上記実施例はいずれも負荷を放電灯
として説明したが、高周波電流を通電する負荷であれば
何でも良く、整流平滑回路を備え、交流を直流に変換す
る電源装置でも適用できる。また、負荷は複数でも良
く、負荷を並列あるいは直列に接続した構成、ローパス
フィルタのみ、あるいは第４の実施例のように全波整流
器ＤＢとローパスフィルタ以外を個別に構成してもよ
い。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源と、その交流
電源を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力に
並列的に接続された直流導通素子と平滑用のコンデンサ
の直列回路と、上記全波整流器の出力に接続された第１
の共振回路と、少なくとも第１の共振回路に含まれるイ
ンダクタを介して上記全波整流器の出力に並列接続され
るスイッチ手段と、負荷回路を含み上記スイッチ手段に
並列的に接続された第２の共振回路と、上記スイッチ手
段をオン・オフする制御回路で構成された電源装置であ
るから、平滑コンデンサに流れる充放電電流を低減し、
装置としての小型化・コストダウンを実現できる。ま
た、従来と同じ容量値の平滑コンデンサを使用する場合
には充放電電流を低減することにより信頼性を向上でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の主回路の構成を示す回路
図である。

【図３】本発明の第１実施例の制御回路を含む詳細な構
成を示す回路図である。

【図４】本発明の第１実施例の各部の動作波形を示す波
形図である。

【図５】本発明の第１実施例の電源電圧の谷部の電流経
路を示す説明図である。

【図６】本発明の第１実施例の電源電圧の山部の電流経
路を示す説明図である。

【図７】本発明の第１実施例の電源電圧の谷部の動作を
示す波形図である。

【図８】本発明の第１実施例の電源電圧の山部の動作を
示す波形図である。

【図９】本発明の第１実施例の全波整流器の電圧と電流
を示す波形図である。

【図１０】本発明の第１実施例と従来例の動作を比較す
るための波形図である。

【図１１】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図１３】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図１４】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第６の実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第７の実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第８の実施例の回路図である。

【図１８】本発明の第９の実施例の回路図である。

【図１９】本発明の第１０の実施例の回路図である。

【図２０】第１の従来例の回路図である。

【図２１】第２の従来例の概略構成を示す回路図であ
る。

【図２２】第３の従来例の回路図である。

【図２３】第４の従来例の概略構成を示す回路図であ
る。

【図２４】第４の従来例の詳細な構成を示す回路図であ
る。

【図２５】第４の従来例の電流経路を示す説明図であ
る。

【符号の説明】

Ｑ₁ スイッチ手段１第１の共振回路２第２の共振回路３制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０５Ｂ 41/29 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、その交流電源を全波整流
する全波整流器と、全波整流器の出力に並列的に接続さ
れた直流導通素子と平滑用のコンデンサの直列回路と、
上記全波整流器の出力に接続された第１の共振回路と、
少なくとも第１の共振回路に含まれるインダクタを介し
て上記全波整流器の出力に並列接続されるスイッチ手段
と、負荷回路を含み上記スイッチ手段に並列的に接続さ
れた第２の共振回路と、上記スイッチ手段をオン・オフ
する制御回路で構成された電源装置。
【請求項２】第１の共振回路を構成するコンデンサ
と第２の共振回路を構成するコンデンサを兼用したこと
を特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】上記直流導通素子はインダクタである
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】第１の共振回路を構成する少なくとも
１個のコンデンサを上記スイッチ手段と並列的に接続し
たことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】第１の共振回路を構成する少なくとも
１個のコンデンサを、上記直流導通素子と平滑用コンデ
ンサの直列回路と並列的に接続したことを特徴とする請
求項１記載の電源装置。
【請求項６】上記スイッチ手段の両端電圧を検出す
る検出手段を備え、上記制御回路がスイッチ手段の両端
電圧が略０Ｖに戻ったタイミングでスイッチ手段のオン
を開始することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】上記全波整流器の出力端子に全波整流
器に印加される過電圧を吸収する過電圧保護手段を接続
したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】上記負荷回路は放電灯であることを特
徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項９】上記負荷回路は照明負荷であり、請求
項１記載の電源装置を照明器具に内蔵したことを特徴と
する電源装置。