JPH089639A

JPH089639A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH089639A
Application number: JP6164770A
Authority: JP
Inventors: Kuniya Araki; 木邦彌荒; Bungo Abe; 部文吾阿; Jun Hirai; 井順平; Tane Kanemitsu; 光植金
Original assignee: N F KAIRO SEKKEI BLOCK KK
Current assignee: N F KAIRO SEKKEI BLOCK KK
Priority date: 1994-06-23
Filing date: 1994-06-23
Publication date: 1996-01-12

Abstract

(57)【要約】【目的】スイッチング損失が少なく、電流サージ及び電
圧サージが小さい電力変換装置を提供する。【構成】第１のスイッチング手段中のスイッチング素子
１０を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、ゼロ電圧スイッ
チング動作を行なう第２のスイッチング手段を有するＤ
Ｃ／ＤＣコンバータとが縦続接続され、第１のスイッチ
ング手段中のスイッチング素子と第２のスイッチング手
段の出力とを第３のスイッチング回路を介して接続し、
第１、第２のスイッチング手段及び第３のスイッチング
回路を同期動作させるとともに、第３のスイッチング回
路を介して第２のスイッチング手段のゼロ電圧スイッチ
ング動作時の電圧を第１のスイッチング手段中のスイッ
チング素子１０に供給することにより、第１のスイッチ
ング手段中のスイッチング素子１０をもゼロ電圧スイッ
チング動作させている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電力変換装置に関し、
特に、高調波電流の抑制、力率の改善を図ったスイッチ
ング方式の電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子・電気機器の電源としては、商用交
流電源を整流・平滑化して得られる直流電源が用いらる
ことが多い。この整流回路としては、その簡便さからコ
ンデンサ・インプット型の整流回路が多く用いられる。
しかし、この整流回路では、入力交流電圧のピーク値近
傍でのみ電流が流れるため、入力電流波形がパルス状と
なり、高調波が発生し、力率が低下してしまう。かかる
使用に対しては法的規制が行なわれようとしており、高
調波の発生の抑制、即ち力率を改善するＡＣ／ＤＣコン
バータの開発が促進されている。

【０００３】図４には、かかる従来のコンバータの回路
図が示されている。図４に示すコンバータは、昇圧型コ
ンバータで構成されたアクティブフィルタ部と、スイッ
チング時にだけ共振を生じさせるいわゆる部分共振を実
現するハーフブリッジタイプのＤＣ／ＤＣコンバータ部
が縦続接続されて構成されている。ここで、「アクティ
ブフィルタ」とは、半導体スイッチング技術を利用する
ことにより、高調波の発生と、それに伴う力率低下を改
善した整流回路のことであり、従前から知られている能
動素子を使用した信号のフィルタリング回路とは異なる
ものである。また、「共振」とは、例えば電圧共振型で
あれば、スイッチング素子とは別に、インダクタとキャ
パシタを用意し、このインダクタと直列に前記キャパシ
タを挿入し、このキャパシタの両端に前記スイッチング
素子を接続し、このスイッチング素子のスイッチング動
作時に回路に生じる共振現象のことをいう。

【０００４】アクティブフィルタ部は、入力交流電圧
（商用電源）１、インダクタ２、キャパシタ３、整流用
のダイオード４、５、６、７、電流センサ８、インダク
タ９、スイッチング素子１０、ダイオード１１、キャパ
シタ１２とで構成されている。インダクタ２とキャパシ
タ３は、本コンバータ内部のスイッチングノイズが商用
電源側に戻るのを防止するノイズフィルタとして動作す
る。

【０００５】一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、スイッ
チング素子１３、このスイッチング素子１３に並列に接
続されたダイオード１５、キャパシタ１７、スイッチン
グ素子１４、このスイッチング素子１４に並列に接続さ
れたダイオード１６とキャパシタ１８、部分共振用イン
ダクタ兼絶縁トランス１９、キャパシタ２０、２１を備
える。

【０００６】絶縁トランス１９の２次側出力は、ブリッ
ジ構成の２次側整流用ダイオード２２、２３、２４、２
５に接続されており、その出力は、２次側平滑用インダ
クタ２６、２次側平滑用キャパシタ２７に接続され、こ
のキャパシタ２７の両端に直流電圧が得られる。負荷２
８は、キャパシタ２７の両端に接続されている。

【０００７】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチ
ング素子１３、１４は、５０％デューティのパルスで駆
動されており、したがって、インダクタ兼絶縁トランス
１９の２次側には、デューティが５０％の矩形波が得ら
れることになる。

【０００８】ところで、図４の構成で、２段目にＤＣ／
ＤＣコンバータを付加する意義は次の通りである。即
ち、もし入力電源ラインの電圧が１００Ｖとすると、１
段目の昇圧型コンバータの直流出力は２００Ｖ近くとな
り、この電圧をシリーズレギュレータを用いて直接的に
ＴＴＬ、ＣＭＯＳ、ＯＰアンプ等で使用する５〜４０Ｖ
程度に下げることは効率の点で著しく不利である。そこ
で、この昇圧型コンバータの直流出力を一旦高周波に変
換し、この高周波トランスを使用してステップダウン
し、さらに整流することにより所定の直流電圧を得てい
る。このような構成にすると、効率が低下することなく
電圧のミスマッチを解消することができるだけでなく、
同時に１次側交流入力と２次側直流出力との絶縁が図れ
るため、安全性の点でも有利になるという一石二鳥の効
果が得られる。

【０００９】また、制御部４０は、入力電圧Ｖｉ、入力
電流ｉ、出力電圧Ｖｄｃの各々の信号を受けて各スイッ
チング素子に供給するパルスを生成するもので、アクテ
ィブフィルタ部用の制御回路４１とＤＣ／ＤＣコンバー
タ部用の制御回路４２とで構成されている。

【００１０】アクティブフィルタ部の動作は、周知（例
えば、雑誌「電子技術」１９９２年１１月号、７３ペー
ジから７６ページ）であるので、詳細には説明しない
が、要は常に入力電圧Ｖｉに比例した入力電流ｉを流す
構成を有し、電源から昇圧型のコンバータをみた入力イ
ンピーダンスが抵抗性となるようにコンバータを制御し
ている。

【００１１】アクティブフィルタ部用の制御回路４１の
構成例を図５に示す。入力電流ｉの波形を入力交流電圧
Ｖｉの波形と同じにするため、先ず、入力電圧Ｖｉを検
出して、入力電圧Ｖｉと同一波形の電流ｉｃを生成せし
める。次に、電流ｉｃとｉとの差が減算器２０２により
検出されて比較器２０１に供給され、両電流の差に比例
したＰＷＭ信号が得られる。このＰＷＭ信号でスイッチ
ング素子１０が駆動される。こうしたフィードフォワー
ド制御により、入力電圧Ｖｉと入力電流ｉが同じ波形と
なり、高調波の抑制と力率改善を実現できる。

【００１２】しかし、このフィードフォワード制御だけ
では電流ｉｃにより、アクティブフィルタ部の出力とし
ての直流電圧Ｖｄｃを入力電圧Ｖｉの変動や負荷変動に
対して安定化できない。そこで、予め設定した出力電圧
設定値Ｖｓと電圧Ｖｄｃとの差電圧（Ｖｓ−Ｖｄｃ）を
減算器２０４で検出し、この検出された差電圧と入力電
圧Ｖｉとの積を乗算器２０３で求めて上記電流ｉｃを生
成する。このようなフィードバック系により、電流ｉｃ
の値は電圧Ｖｄｃの変化をも取り込むことになり、電圧
Ｖｄｃが安定化されて、入力電圧Ｖｉと入力電流ｉは、
同じ波形、即ち、アクティブフィルタ部の入力を抵抗性
とすることができる。上記アクティブフィルタ部の制御
回路は、専用ＩＣあるいはハイブリットＩＣとして市販
されている。

【００１３】図４におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作
を、その動作波形を示す図６を参照しながら以下説明す
る。スイッチング素子１３、１４は、制御回路４２から
の制御信号により交互にオン、オフ動作するので、イン
ダクタ兼絶縁トランス１９のインダクタンスには矩形波
電圧が加わる。インダクタンスのインダクタンス値を小
さくしておけば、ここを流れる電流ｉｘは正負両方向に
流れる三角波となる。ここで、ゼロ電圧スイッチングを
行なうため、予め、スイッチング素子１３、１４の駆動
パルスには両スイッチが共にオフとなるようなデッドタ
イムＴｄが設けられている。

【００１４】（１）スイッチング素子１４→オフで、ス
イッチング素子１３→オンへの遷移：この場合の各部の
動作波形が図６のＡ部分に示されている。スイッチング
素子１４がオフする直前に、電流Ｉｓ2がスイッチング
素子１４を流れており、スイッチ１４のオフに伴う電圧
の遷移は短時間であるため、この期間中、ｉｘは一定
（＝Ｉｓ2）とみなせる。そして、スイッチング素子１
４がオフする時のＸ点の電位はゼロで、キャパシタ１７
は電圧Ｖｄｃに充電されている。

【００１５】ここで、スイッチング素子１４がオフする
と、電流ｉｘはキャパシタ１７を放電し、キャパシタ１
８を充電し、Ｘ点の電位はゼロから直線的にＶｄｃに向
かって上昇する。この時、スイッチング素子１３の両端
電圧は、Ｖｄｃから直線的に減少し、スイッチング素子
１４の両端電圧はゼロからＶｄｃに向かって直線的に増
加する。このため、スイッチング素子１４のオンからオ
フへの遷移はゼロ電圧スイッチングとなる。同様にスイ
ッチング素子１３のオフからオンへの遷移もゼロ電圧ス
イッチングとなる。

【００１６】（２）スイッチング素子１３→オフ、スイ
ッチング素子１４→オン、への遷移：この場合の各部の
動作波形が図６のＢ部分に示されている。スイッチング
素子１３がオフする直前まで、電流Ｉｓ1がインダクタ
兼絶縁トランス１９のインダクタに流れており、電圧Ｖ
ｘｏの遷移は短時間Ｔｆに行なわれるため、この期間中
ｉｘ＝Ｉｓ1は一定とみなせる。スイッチング素子１３
がオフする時のＸ点の電位はＶｄｃで、キャパシタ１８
もＶｄｃに充電されている。

【００１７】ここで、スイッチング素子１３がオフする
と、電流ｉｘはキャパシタ１７を充電、キャパシタ１８
を放電し、Ｘ点の電位はゼロに向かって直線的に減少す
る。そして、スイッチング素子１３の両端電圧は、ゼロ
からＶｄｃに向かって直線的に増加し、スイッチング素
子１４の両端電圧は、直線的にＶｄｃからゼロに向かっ
て減少する。このため、スイッチング素子１３のオンか
らオフへの遷移はゼロ電圧ターンオフ、スイッチング素
子１４のオフからオンへの遷移もゼロ電圧ターンオンと
なる。

【００１８】以上述べた動作（１）と（２）を交互に繰
り返すことにより、上記ＤＣ／ＤＣコンバータはゼロ電
圧スイッチング動作を行なう。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
電力変換装置は、昇圧型コンバータによるアクティブフ
ィルタ部とＤＣ／ＤＣコンバータ部が縦続接続されてお
り、高調波抑制・高力率型コンバータとなる。

【００２０】しかしながら、後段のＤＣ／ＤＣコンバー
タ部の各スイッチング素子は、ゼロ電圧スイッチング動
作を行なっているが、前段のアクティブフィルタ部のス
イッチング素子１０は従来通りのスイッチング動作、即
ち非ゼロ電流、非ゼロ電圧スイッチングという、半導体
スイッチの電力損失等の観点から言えば致命的な動作を
行なうという欠点を持っている。そのため、アクティブ
フィルタ部では、スイッチング時に大きなスイッチング
損失、大きな電流サージと電圧サージが発生する。

【００２１】そこで、本発明の目的は、スイッチング損
失が少なく、電流サージ及び電圧サージが小さい電力変
換装置を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め本発明の電力変換装置は、入力ＡＣ電圧の全周期にわ
たり、該入力電圧の瞬時値に比例した入力電流の瞬時値
を流すように構成され、第１のスイッチング手段の作用
に基づいてＡＣ電力をＤＣ電力に変換するＡＣ／ＤＣコ
ンバータと、ゼロ電圧スイッチング動作を行なう第２の
スイッチング手段の作用に基づいてＤＣ電力を異なるレ
ベルをもつＤＣ電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと
が縦続接続された電力変換装置において、前記ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータの前記第１のスイッチング手段中のスイッ
チング素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第２のス
イッチング手段の出力とが第３のスイッチング回路を介
して接続され、前記第１のスイッチング手段、前記第２
のスイッチング手段及び前記第３のスイッチング回路が
同期動作されるとともに、前記第３のスイッチング回路
を介して前記第２のスイッチング手段のゼロ電圧スイッ
チング動作時の電圧が前記第１のスイッチング手段中に
供給され、前記第１のスイッチング手段中のスイッチン
グ素子もゼロ電圧スイッチング動作が行なわれるように
構成される。

【００２３】

【作用】本発明では、上記第１のスイッチング手段を有
するＡＣ／ＤＣコンバータと、ゼロ電圧スイッチング動
作を行なう第２のスイッチング手段を有するＤＣ／ＤＣ
コンバータとが縦続接続され、第１のスイッチンング手
段中のスイッチングと第２のスイッチング手段の出力と
を第３のスイッチング回路を介して接続し、第１、第２
のスイッチング手段及び第３のスイッチング回路を同期
動作させるとともに、第３のスイッチング回路を介して
第２のスイッチング手段のゼロ電圧スイッチング動作時
の電圧を第１のスイッチング手段中のスイッチング素子
に供給することにより、第１のスイッチング手段中のス
イッチング素子をもゼロ電圧スイッチング動作させてい
る。

【００２４】すなわち、本発明は、後段のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ部がゼロ電圧スイッチング動作をしていること
を利用して、アクティブフィルタ部のスイッチング素子
１０もゼロ電圧スイッチングとして動作させ、スイッチ
ング素子１０のスイッチング損失を低減させている。よ
り具体的には、入力電圧の全周期にわたり、その入力電
圧に比例した入力電流を流すように構成されたスイッチ
ング方式のＡＣ／ＤＣコンバータであるアクティブフィ
ルタ部と、ゼロ電圧スイッチング可能なＤＣ／ＤＣコン
バータ部とを縦続接続し、この両者をダイオード及びス
イッチの直列回路で結合して、アクティブフィルタ、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ及びこのスイッチの三者を同期運転
することにより、アクティブフィルタ部も容易に部分共
振を可能とし、従来タイプのものに比べてスイッチング
雑音・スイッチング損失の低減を図っている。

【００２５】

【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は、本発明による電力変換装置の
第１の実施例を示す回路図であり、アクティブフィルタ
とハーフブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせ
て高力率のＡＣ／ＤＣコンバータを構成している。

【００２６】本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータに部
分共振方式によるゼロ電圧スイッチングを採用し、さら
に両回路を半導体スイッチング素子１０１を介して結合
し、この半導体スイッチをも含めて両回路を同期運転
し、アクティブフィルタも部分共振方式で動作するよう
に構成している。

【００２７】本実施例は、図４に示す従来回路における
アクティブフィルタ部とＤＣ／ＤＣコンバータ部とを組
み合わせた構成に対して若干の素子を追加し、その上で
両者を同期運転させ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部でのゼロ
電圧スイッチング波形をアクティブフィルタ部のスイッ
チ素子１０に印加し、結果としてアクティブフィルタ部
もゼロ電圧スイッチング動作を行なうようにしている。

【００２８】先ず、アクティブフィルタ部の構成を説明
すると、電源ライン（交流電源１）には、インダクタ２
とキャパシタ３から成るフィルタが接続されており、本
装置で発生したスイッチング雑音の電源ラインへの逆流
を阻止している。このフィルタには、入力した交流を全
波整流する整流用ダイオード４、５、６、７が接続され
ており、全波整流波形Ｖｉが得られる。その出力端に
は、インダクタ９と半導体スイッチング素子１０と電流
センサ８の直列回路が接続されている。また、半導体ス
イッチング素子１０には、ゼロ電圧スイッチングを確実
とするためのキャパシタ１０３が並列に接続されてい
る。

【００２９】半導体スイッチング素子１０の両端には、
ダイオード１１と平滑用のキャパシタ１２の直列回路が
接続され、キャパシタ１２の両端から直流出力が得られ
る。この直流出力は、次段のハーフブリッジ型のＤＣ／
ＤＣコンバータ部に加えられる。

【００３０】このＤＣ／ＤＣコンバータ部は、スイッチ
ング素子１３とそれに並列に接続されたダイオード１５
とキャパシタ１７、スイッチング素子１４と、このスイ
ッチング素子１４に並列に接続されたダイオード１６と
キャパシタ１８、部分共振用インダクタ兼絶縁トランス
１９、キャパシタ２０、２１を備える。絶縁トランス１
９の２次側出力は、２次側整流用ダイオード２２、２
３、２４、２５に接続され、その出力が２次側平滑用イ
ンダクタ２６、２次側平滑用キャパシタ２７に接続され
ている。キャパシタ２７の両端に直流電圧が得られる。
負荷２８は、キャパシタ２７の両端に接続されている。
キャパシタ１７と１８、及びインダクタ兼絶縁トランス
１９により部分共振が生ずる。

【００３１】上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイ
ッチング素子１３、１４は、５０％デューティのパルス
で駆動されており、インダクタ兼用トランス１９の２次
側にはデューティが５０％の矩形波が得られることにな
る。

【００３２】制御部３０は、電圧Ｖｉ、電流センサ８で
検出した電流及び直流電圧Ｖｄｃを受け、生成した駆動
パルスを各半導体スイッチング素子１０、１０１、１
３、１４に対して供給する。

【００３３】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の出力（Ｘ点）
と、アクティブフィルタ部の半導体スイッチング素子１
０のＹ点との間には、半導体スイッチング素子１０１と
逆流防止用ダイオード１０２とが直列に接続されてい
る。

【００３４】上記構成において、アクティブフィルタ
部、ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び半導体スイッチング素
子１０１を同期して運転させる。したがって、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ部でのゼロ電圧スイッチング電圧が半導体
スイッチング素子１０１と逆流防止用ダイオード１０２
とを通ってアクティブフィルタ部の半導体スイッチング
素子１０に接続され、結果としてアクティブフィルタ部
もゼロ電圧スイッチング動作を行なうことができる。こ
の動作のタイミングチャートが図２に示されている。

【００３５】図２において、半導体スイッチング素子１
３、１４、１０１、１０がそれぞれオン、オフ、オン、
オフの状態から、半導体スイッチング素子１３、１４が
オフ、オンの状態に遷移したとする。すると、図１のＸ
点の電位は、インダクタ兼絶縁トランス１９のインダク
タと半導体スイッチのキャパシタによる共振のため、Ｖ
ｘｏに示すように時間Ｔ１のスロープでＺ点の電位に向
かって下降する。このとき、半導体スイッチング素子１
０１は、まだオン状態なので、Ｙ点の電位Ｖｙは、ダイ
オード１０２がオンして強制的にＺ点の電位に下降す
る。

【００３６】このアクティブフィルタ部の半導体スイッ
チング素子１０自体は、この後、両端の電圧が略ゼロ
（Ｘ点の電位とＺ点の電位がほぼ等しくなる）になった
ところでオン信号を与えて導通状態にする。このよう
に、半導体スイッチング素子１０は、その両端の電圧が
ゼロに近い状態でスイッチング（即ち「ゼロ電圧スイッ
チング」）を行なうため、スイッチング時に発生する電
力損失（＝電圧×電流）はゼロに近い値となり、これに
伴い効率の改善やスイッチング雑音の低減を図ることが
できる。スイッチング素子１０１は、スイッチング素子
１０のオン後にオフする。スイッチング素子１４は、ス
イッチング素子１０１がオフした後にオンする。

【００３７】出力電圧Ｖｄｃは、半導体スイッチング素
子１０のオン時間（デューティ）を変えることにより調
整できる。この時、半導体スイッチング素子１３、１４
は同じデューティでスイッチングしている。図２のＴ
ｗ、ＴｐとＶｉ、Ｖｄｃとの関係は次のようになる。Ｔｗ／Ｔｐ＝１−Ｖｄｃ／Ｖｉ（但し、Ｖｘｏ＞
Ｖｉ）ここで、ＴｐはＰＷＭ信号の搬送波（キャリア）の周期
である。上記式より、Ｔｗを制御することにより出力電
圧Ｖｘｏを変化できることがわかる。尚、キャパシタ１
７、１８、１０３は、それぞれ半導体スイッチング素子
１３、１４、１０の内部寄生キャパシタでもよい。ま
た、ダイオード１５、１６は、半導体スイッチング素子
１３、１４の寄生ダイオードでもよい。

【００３８】本実施例では、直列接続した２つの半導体
スイッチから成る、いわゆるハーフブリッジ型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの出力を、ダイオード２２、２３、２４、
２５により整流して直流出力を得ているが、この整流部
分を同期整流方式にすれば、その同期信号と同じ周波数
の交流を出力することも可能である。

【００３９】本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部に
ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータを用いたが、
この部分にフルブリッジ（ハーフブリッジを２個並列に
接続したもので、Ｈブリッジとも言う）型のＤＣ／ＤＣ
コンバータを用いることもできる。この場合は、各ハー
フブリッジへの駆動パルスの位相を変化させることによ
り出力電圧Ｖｏを安定化できる。また、部分共振用イン
ダクタと出力トランスを共用しているが別々のものでも
かまわない。

【００４０】図３は、本発明による電力変換装置の第２
の実施例を示す回路図である。本実施例は、上述第１の
実施例のインダクタ兼絶縁トランス以降の回路に磁気増
幅器安定化回路を導入したものである。この磁気増幅器
安定回路の動作は周知である。例えば、長谷川彰著
「改訂スイッチングレギュレータ設計ノウハウ」（ＣＱ
出版社）の、主として５２ページから６３ページ参照。

【００４１】本実施例の回路の動作および使用部材は、
インダクタ兼絶縁トランスまでは、図１の回路と同様で
あるが、本実施例においては、このトランスまでを前置
レギュレータとして動作させ（つまり、電圧をおおまか
に安定化させる）、次段の磁気増幅器安定化回路で出力
電圧の本格的な安定化を図っている。

【００４２】可飽和リアクトル５０、５１は、磁気増幅
器方式でＰＷＭ制御を行なう。この可飽和リアクトル出
力は、整流ダイオード５２、５３で全波整流され、平滑
用インダクタ５７に供給される。

【００４３】ダイオード５６は、フライホイール用のダ
イオードである。平滑用インダクタ５７を通った出力
は、標準電圧発生・誤差増幅用のシャントレギュレータ
６０により規定の出力電圧に制御される。抵抗器６１、
６２は出力電圧を設定する。トランジスタ５８、ダイオ
ード５４、５５は、可飽和リアクトル５０、５１にリセ
ット電流を流すためのものである。

【００４４】本実施例では、磁気増幅器部分が全波タイ
プで構成されているが、小電力の場合は半波タイプ（そ
の場合は可飽和リアクトル５０または５１の片方のみ使
用）を用いることもできる。１次側の制御回路は、電圧
Ｖをフィードバックして安定化を図っており、半導体ス
イッチング素子１０、１３、１４、１０１のタイミング
は、図２と同様である。

【００４５】本発明における部分共振方式と２次側磁気
増幅方式とのマッチングは、波形の立上り、立下り時に
可飽和リアクトル５０、５１がＯＦＦしているため非常
によい。尚、キャパシタ１７、１８、１０３は、それぞ
れ半導体スイッチング素子１３、１４、１０の内部寄生
キャパシタでもよい。また、ダイオード１５、１６は、
半導体スイッチング素子１３、１４の寄生ダイオードで
も良いことは第１の実施例と同様である。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力変換
装置によれば、アクティブフィルタとＤＣ／ＤＣコンバ
ータをスイッチ回路を介して縦続接続し、これらを同期
運転することにより、従来は多くの付加回路が必要であ
った昇圧型アクティブフィルタ部の部分共振によるゼロ
電圧スイッチングが僅かな素子の追加で可能となる。そ
のため、装置全体がゼロ電圧スイッチング動作可能とな
り、スイッチング損失が低下し、スイッチング周波数を
高くできる。その結果、使用するインダクタやキャパシ
タの形状を小さくできるので装置の小型化も可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施例を示
す回路図である。

【図２】図１に示す第１の実施例の動作タイミングチャ
ートである。

【図３】本発明の第２の実施例を示す回路図である。

【図４】従来の電力変換装置の回路図である。

【図５】図４に示す従来の電力変換装置におけるアクテ
ィブフィルタ部の制御回路の構成図である。

【図６】図４に示す従来の電力変換装置におけるＤＣ／
ＤＣコンバータ部のタイミングチャートである。

【符号の説明】

１入力交流電圧（商用電源）２，９，２６，５７インダクタ３，１２，１７，１８，２０，２１，２７，６３，１０
３キャパシタ４，５，６，７整流用ダイオード８電流センサ１０，１３，１４，１０１半導体スイッチング素子１１，１５，１６，２２〜２５，５２〜５６，１０２
ダイオード１９インダクタ兼絶縁トランス２８，６４負荷抵抗３０，４０制御部４１ＤＣ／ＤＣコンバータ制御
回路４２アクティブフィルタ制御回
路５０，５１可飽和リアクトル５８トランジスタ５９，６１，６２抵抗６０シャントレギュレータ７０制御回路２０１比較器２０２，２０４減算器２０３乗算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者金光植横浜市港北区綱島東６−３−20 株式会社エヌエフ回路設計ブロック内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ＡＣ電圧の全周期にわたり、該入力電
圧の瞬時値に比例した入力電流の瞬時値を流すように構
成され、第１のスイッチング手段の作用に基づいてＡＣ
電力をＤＣ電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、ゼ
ロ電圧スイッチング動作を行なう第２のスイッチング手
段の作用に基づいてＤＣ電力を異なるレベルをもつＤＣ
電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとが縦続接続され
た電力変換装置において、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記第１のスイッチング手
段中のスイッチング素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの
前記第２のスイッチング手段の出力とが第３のスイッチ
ング回路を介して接続され、前記第１のスイッチング手
段、前記第２のスイッチング手段及び前記第３のスイッ
チング回路が同期動作されるとともに、前記第３のスイ
ッチング回路を介して前記第２のスイッチング手段のゼ
ロ電圧スイッチング動作時の電圧が前記第１のスイッチ
ング手段中に供給され、前記第１のスイッチング手段中
のスイッチング素子もゼロ電圧スイッチング動作が行な
われることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】前記第１のスイッチング手段中のスイッチ
ング素子には、キャパシタンス手段が並列接続されてい
る請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】前記第３のスイッチング回路には、逆流防
止用のダイオードが直列接続されている請求項１に記載
の電力変換装置。