JP2001161066A

JP2001161066A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2001161066A
Application number: JP33977999A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Usami; 豊宇佐美
Original assignee: Toshiba TEC Corp
Current assignee: Toshiba TEC Corp
Priority date: 1999-11-30
Filing date: 1999-11-30
Publication date: 2001-06-12
Anticipated expiration: 2019-11-30
Also published as: JP3588429B2

Abstract

(57)【要約】【課題】構成の簡単化、小形化、軽量化を図るとともに
高出力化を図り、しかも、入力電流の高調波成分の発生
を抑える。【解決手段】交流電源２１に全波整流回路２２を接続
し、この整流回路の出力端子にフライバックトランス２
４の１次巻線２４ｐとスイッチング素子２５との直列回
路を並列に接続し、フライバックトランスの２次巻線２
４ｓにダイオード２８を順方向に介して平滑コンデンサ
２９を並列に接続し、この平滑コンデンサに負荷３０を
並列に接続する。そして、交流電源からの入力電圧が閾
値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い場合にはフラ
イバックトランスの１次巻線又は２次巻線に常に電流が
流れるように連続モードで動作し、閾値電圧以下の場合
にはフライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一
旦停止してから１次巻線に電流が流れるように不連続モ
ードで動作する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
などに使用される電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電力変換装置としては、図９に示
すように、交流電源１に全波整流回路２の入力端子を接
続し、この全波整流回路２の出力端子に突入電流防止回
路３を構成する３端子サイリスタ４と抵抗５との並列回
路を直列に介して第１の平滑コンデンサ６を接続してい
る。そして、第１の平滑コンデンサ６にフライバックト
ランス７の１次巻線７ｐと比較的高い周波数でスイッチ
ング動作するスイッチング素子８との直列回路を並列に
接続し、フライバックトランス７の２次巻線７ｓにダイ
オード９を順方向に介して第２の平滑コンデンサ１０を
並列に接続し、この第２の平滑コンデンサ１０に負荷１
１を並列に接続するようになっている。サイリスタ４は
時定数回路１２により電源の投入に対して若干の遅れ時
間を持って導通制御されるようになっている。

【０００３】この装置においては、交流電源１が投入さ
れると、先ず、サイリスタ４が非導通状態になっている
ので抵抗５を介して第１の平滑コンデンサ６に充電電流
が流れる。これにより、通常の数十倍の突入電流が第１
の平滑コンデンサ６に流れ込むのを防止する。そして、
一定時間が経過すると時定数回路１２によりサイリスタ
４が導通制御され、電流はサイリスタ４を介して流れる
ようになる。

【０００４】このようにして全波整流回路２、突入電流
防止回路３及び第１の平滑コンデンサ６からなる回路は
コンデンサインプット型のＡＣ−ＤＣ変換を行う。そし
て、第１の平滑コンデンサ６から得られる直流電圧はフ
ライバックコンバータの１次側電源として機能する。

【０００５】フライバックコンバータではスイッチング
素子８がオン動作すると、トランス７の１次巻線７ｐに
はリニアに増加する電流が流れ、磁気エネルギーを蓄積
する。次に、スイッチング素子６がオフ動作すると、１
次巻線７ｐに流れる電流は速やかに停止し、蓄積された
磁気エネルギーの放出により２次巻線７ｓに電流が流れ
る。この場合、１次巻線７ｐよりも２次巻線７ｓの巻数
を少なくしておけば２次側の第２の平滑コンデンサ１０
からの出力電圧はより低い直流電圧となり、例えば、モ
ータやソレノイドを負荷１１とする電源として使用でき
る。あるいは、ＭＯＳ型ＩＣの駆動電源としても使用で
きる。

【０００６】この装置における入力電圧波形Ｖと入力電
流波形Ｉを示すと図１０に示すようになる。入力電圧波
形Ｖは５０Ｈｚの正弦波であるが、入力電流波形Ｉは基
本的にコンデンサインプット動作であるので入力電圧の
高いときだけ針状の電流が流れる波形となる。従って、
電流の高調波成分が多いという問題があった。

【０００７】そこで、高調波成分を減らすという目的
で、図１１に示すように、交流電源１と全波整流回路２
との間にリアクトル１３を直列に介挿したものが知られ
ている。なお、この場合はリアクトル１３の作用により
突入電流のピークを抑えることができるので、図９に示
すような突入電流防止回路３は省略できる。

【０００８】交流入力が５０Ｈｚの場合、リアクトル１
３としては５〜３０ｍＨ程度のものが必要となる。この
構成では、リアクトル１３の作用により入力電流波形を
変形させることができ、針状のピーク電流は幅が広くな
るとともにピーク値が下がり、高調波成分の発生を抑制
することができる。すなわち、このときの入力電流波形
Ｉは図１２に示すようになる。

【０００９】また、高調波を減らす別のものとして、図
１３に示すように、全波整流回路２の出力端子に高周波
成分をカットするための容量の小さいコンデンサ１４を
並列に接続するとともに、突入電流防止回路３のサイリ
スタ４と抵抗５との並列回路を直列に介してアクティブ
フィルタ１５の入力端子を接続し、このアクティブフィ
ルタ１５の出力端子にフライバックトランス７の１次巻
線７ｐとスイッチング素子８の直列回路を並列に接続し
たものが知られている。

【００１０】アクティブフィルタ１５は、インダクタ１
６、スイッチング素子１７、ダイオード１８及び平滑コ
ンデンサ１９からなり、全波整流回路２の出力端子にサ
イリスタ４と抵抗５との並列回路及びインダクタ１６を
直列に介してスイッチング素子１７を接続し、そのスイ
ッチング素子１７にダイオード１８を順方向に直列に介
して平滑コンデンサ１９を並列に接続している。そして
平滑コンデンサ１９にトランス７の１次巻線７ｐとスイ
ッチング素子８の直列回路を並列に接続している。

【００１１】この装置は、アクティブフィルタ１５のイ
ンダクタ１６、スイッチング素子１７及びダイオード１
８で昇圧型コンバータを構成し、スイッチング素子１７
がオン動作すると、インダクタ１６にリニアに増加する
電流が流れ、適当なタイミングでスイッチング素子１７
がオフするとインダクタ１６に蓄えられた磁気エネルギ
ーがスイッチング素子１７のオンのときよりも短い時間
で放出され、電流がダイオード１８を介して平滑コンデ
ンサ１９に流れ込む。

【００１２】磁気エネルギーが放出され、インダクタ電
流が停止すると、スイッチング素子１７が再びオン動作
する。このような動作を行うことでインダクタ電流が常
に三角波状に流れ、その平均電流が入力電流となる。な
お、スイッチング素子１７がオンする時間幅は、そのと
きの入力電圧と出力電圧の変動を負帰還させる信号との
乗算を行い、その結果に基づいて決められる。

【００１３】このようにすることで入力電流波形Ｉは入
力電圧波形と同じ波形となり、図１４に示すように、入
力電圧波形Ｖが正弦波であれば入力電流波形Ｉも正弦波
状となる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１１
に示す電力変換装置は、入力電流の高調波成分をある程
度抑えることができてもリアクトル１３として５〜３０
ｍＨ程度のものが必要となり、しかも、メイン電流経路
に挿入されるため、リアクトルとして大形で大重量のも
のが必要となり、装置が大形化し大重量化する問題があ
った。また、リアクトルでの導通損や鉄損が発生する問
題があった。

【００１５】また、図１３に示す電力変換装置は、アク
ティブフィルタ１５にインダクタ１６を使用しているが
スイッチング素子１７のスイッチング周波数を比較的高
く設定すればこのインダクタを１ｍＨ以下にできるので
大形化、大重量化という問題は避けられ、また、合理的
に入力電流波形を演算して作り出すので入力電流の高調
波成分を充分に抑えることができるが、全体としてコン
バータを２段使用することになり、電力変換が複雑化し
回路構成が複雑化するとともに使用する回路部品が多く
なり、また、コストアップにもなるという問題があっ
た。

【００１６】そこで、請求項１乃至７記載の発明は、構
成の簡単化、小形化、軽量化を図ることができるととも
に高出力化を図ることができ、しかも、入力電流の高調
波成分の発生を抑えることができる電力変換装置を提供
する。請求項４記載の発明は、さらに、出力電圧の調整
が容易にできる電力変換装置を提供する。

【００１７】請求項５記載の発明は、さらに、過電流に
対して回路保護が確実にできる電力変換装置を提供す
る。請求項６記載の発明は、さらに、過電圧に対して動
作を停止させることで回路保護が確実にできる電力変換
装置を提供する。請求項７記載の発明は、さらに、過電
圧に対して動作を停止させることで回路保護が確実にで
き、しかも、正常電圧に復帰したときには動作を再開し
て電力の供給ができ、従って、省電力化を図ることもで
きる電力変換装置を提供する。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
交流電源からの交流入力を整流する整流回路と、この整
流回路から出力される脈流電圧を受けるフライバックト
ランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路と、ス
イッチング素子を比較的高い周波数でスイッチング動作
させる駆動回路と、フライバックトランスの２次巻線に
接続したダイオードと平滑コンデンサの直列回路とを備
え、スイッチング素子のスイッチング動作時に交流電源
からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶対値
よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも高い
場合にはフライバックトランスの１次巻線又は２次巻線
に常に電流が流れるように動作し、閾値電圧以下の場合
にはフライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一
旦停止してから１次巻線に電流が流れるように動作する
ことにある。

【００１９】請求項２記載の発明は、交流電源からの交
流入力を整流する整流回路と、この整流回路から出力さ
れる脈流電圧を受けるフライバックトランスの１次巻線
とスイッチング素子の直列回路と、スイッチング素子を
比較的高い周波数でスイッチング動作させる駆動回路
と、フライバックトランスの２次巻線に接続したダイオ
ードと平滑コンデンサの直列回路とを備え、平滑コンデ
ンサからの出力電圧が所望の電圧値になるようにフライ
バックトランスの１次巻線と２次巻線との巻数比を設定
するとともに、スイッチング素子のスイッチング動作時
に交流電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電
圧の絶対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧
よりも高い場合にはフライバックトランスの１次巻線又
は２次巻線に常に電流が流れ、閾値電圧以下の場合には
前記フライバックトランスの２次巻線に流れる電流が一
旦停止してから１次巻線に電流が流れるようにフライバ
ックトランスのインダクタンス値を設定したことにあ
る。

【００２０】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載の電力変換装置において、閾値電圧は交流電源に流れ
る入力電流の高調波成分が所望のレベル以下となるよう
に設定したことにある。

【００２１】請求項４記載の発明は、請求項１又は２記
載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサか
らの出力電圧の変化を検出する電圧変化検出手段を設
け、駆動回路は、検出手段が検出した出力電圧変化に基
づいて制御信号を発生し、この制御信号をスイッチング
素子をスイッチング動作する駆動信号に負帰還させるこ
とにある。

【００２２】請求項５記載の発明は、請求項１又は２記
載の電力変換装置において、さらに、スイッチング素子
に直列に低抵抗素子を介挿し、駆動回路は、この低抵抗
素子の両端から所定電圧を越える電圧を検出すると、ス
イッチング素子のオン状態を強制的にオフ状態に移行さ
せることにある。

【００２３】請求項６記載の発明は、請求項１又は２記
載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサか
らの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動
回路は、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越え
るとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる
ことにある。

【００２４】請求項７記載の発明は、請求項１又は２記
載の電力変換装置において、さらに、平滑コンデンサか
らの出力電圧を検出する出力電圧検出手段を設け、駆動
回路は、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧を越え
るとスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、
かつ、検出手段が検出した出力電圧が所定電圧以下にな
るとスイッチング素子のスイッチング動作を再開させる
ことにある。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
して説明する。（第１の実施の形態）図１に示すように、交流電源２１
に全波整流回路２２の入力端子を接続し、この全波整流
回路２２の出力端子にコンデンサ２３を並列に接続する
とともにフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐと
比較的高い周波数でスイッチング動作するスイッチング
素子２５との直列回路を並列に接続している。

【００２６】前記スイッチング素子２５はオシレータ２
６を備えた駆動回路２７によって駆動されるもので、オ
シレータ２６で作られる比較的高い周波数とこの周波数
のデューティによってコンバータとしての動作が制御さ
れるようになっている。すなわち、フライバックトラン
ス２４、スイッチング素子２５、駆動回路２７及びダイ
オード２８はフライバックコンバータを構成している。

【００２７】前記コンデンサ２３は前記スイッチング素
子２５のスイッチングによる高周波成分をカットするた
めのもので、その容量は十分に小さく、商用電源２１か
らの、例えば、５０Ｈｚの入力に対しては平滑作用を発
揮しないようになっている。

【００２８】そして、前記フライバックトランス２４の
２次巻線２４ｓにダイオード２８を順方向に介して平滑
コンデンサ２９を並列に接続し、この平滑コンデンサ２
９に負荷３０を並列に接続している。前記平滑コンデン
サ２９は十分に容量が大きく、１次側の脈流電圧による
変動を十分に安定化させる機能を有している。

【００２９】ところで、フライバックトランスを使用し
たフライバック動作モードとしては電流不連続モードと
電流連続モードの２種類が存在する。

【００３０】電流不連続モードでは、スイッチング素子
２５のオン時にはフライバックトランス２４の１次巻線
２４ｐに電流が流れ、オフ時には２次巻線２４ｓに電流
が流れ、やがてこの電流が停止するまでオフのデューテ
ィを確保する。

【００３１】このときのスイッチング素子２５のオン、
オフタイミングと、１次巻線電流及び２次巻線電流の関
係を示すと図２の(a)に示すようになる。すなわち、１
次巻線電流も２次巻線電流も三角形状の電流波形とな
る。この電流不連続モードでは入力電流ピークに対して
流せる平均電流が少なくなるが、フライバックトランス
２４は確実に磁気リセットするので動作が安定してい
る。

【００３２】また、電流連続モードでは、スイッチング
素子２５のオン時にはフライバックトランス２４の１次
巻線２４ｐに電流が流れ、オフ時には２次巻線２４ｓに
電流が流れるが、この電流が停止する前に次のサイクル
に移行しフライバックトランス２４の１次巻線２４ｐに
電流が流れるようになる。すなわち、次のサイクルでは
２次巻線電流の残り分が１次巻線２４ｐの初期電流とし
て上乗せされることになる。

【００３３】このときのスイッチング素子２５のオン、
オフタイミングと、１次巻線電流及び２次巻線電流の関
係を示すと図２の(b)に示すようになる。すなわち、１
次巻線電流も２次巻線電流も台形状の電流波形となる。
この電流連続モードでは入力電流ピークに対して流せる
平均電流が多くなる。

【００３４】通常、フライバックコンバータでは、直流
電圧を入力として電流不連続モードか電流連続モードの
いずれかに固定して動作するように設計する。この点、
この実施の形態では、入力側に平滑コンデンサを介在さ
せないため直流電圧を入力として使用することはできな
い。そこで、入力電圧が低いときには電流不連続モード
で動作し、入力電圧が高いときには電流連続モードで動
作するようにフライバックトランス２４の仕様を決め
る。

【００３５】このようにすれば、入力電圧Ｖと入力電流
Ｉとの関係は図３の(a)に示すようになり、入力電流波
形として高調波成分が少ない電流波形が得られる。そし
て、例えば、ある周波数とデューティのもとで、入力電
圧が低いときにはフライバックトランス２４の１次巻線
２４ｐ及び２次巻線２４ｓに流れる電流が図２の(a)に
示すようになるように制御し、入力電圧が高いときには
フライバックトランス２４の１次巻線２４ｐ及び２次巻
線２４ｓに流れる電流が図２の(b)に示すようになるよ
うに制御する。

【００３６】そして、周波数を固定とするならば、その
周波数に対して１次巻線２４ｐと２次巻線２４ｓの巻数
比を保ったままインダクタンス値を下げることによって
電流不連続モードで動作する区間を大きくし、電流連続
モードで動作する区間を小さくできる。また、インダク
タンス値を上げればこの逆となる。

【００３７】また、インダクタンス値を固定とするなら
ば、そのインダクタンス値に対して周波数を下げること
によって電流不連続モードで動作する区間を大きくし、
電流連続モードで動作する区間を小さくできる。また、
周波数を上げればこの逆となる。従って、電流不連続モ
ードと電流連続モードが切替わる閾値電圧ＶTHを変化さ
せることで入力電流波形を変えることができる。

【００３８】閾値電圧ＶTHを高く設定した場合、電流不
連続モードで動作する区間が広がり、この区間では平均
電流はあまり流れないが、入力電流は入力電圧と略同じ
波形となる。また、電流連続モードで動作する区間が狭
くなるので、大電流を供給する場合には向かない。従っ
て、この場合は、入力電流Ｉの波形は図３の(b)に示す
ようになり、全体として、平均電流があまり取れないの
で、電力的要求に対しては不十分となるが高調波成分は
少なくなる。

【００３９】閾値電圧ＶTHを低く設定した場合、電流不
連続モードで動作する区間が狭くなり、電流連続モード
で動作する区間が広がる。電流連続モードでは格段に大
きな電流が流せるので、この場合は、入力電流Ｉの波形
は図３の(c)に示すようになり、全体として平均電流が
多くなり、電力的要求に対しては十分となるが高調波成
分は多少増加する。

【００４０】そこで、閾値電圧ＶTHを入力電圧のピーク
電圧の絶対値未満でかつ０Ｖよりも大きい範囲内で適当
に選定すると入力電流の高調波成分の抑制と電力的な要
求の両方を満たす回路特性が得られる。例えば、周波数
を固定とした場合、閾値電圧ＶTHを高く設定するには、
その周波数に対してトランス２４の１次巻線２４ｐと２
次巻線２４ｓの巻数比を保ったままインダクタンス値を
下げる。また、閾値電圧ＶTHを低く設定するには、その
周波数に対してトランス２４の１次巻線２４ｐと２次巻
線２４ｓの巻数比を保ったままインダクタンス値を上げ
る。

【００４１】次に具体例について述べる。商用電源２１
からの入力電圧が１００ＶＡＣ、５０Ｈｚ、負荷３０に
印加する出力電圧が２４ＶＤＣ、出力２００Ｗ、閾値電
圧ＶTHが６０Ｖの仕様条件で、フライバックトランス２
４として、１次巻線２４ｐが４０μＨ、４０ターン、２
次巻線２４ｓが４μＨ、１２ターン、結合係数が０．９
８のものを使用し、スイッチング素子２５のスイッチン
グ周波数が１００ｋＨｚとすると、図４の(a)に示すよ
うに、入力電圧波形Ｖin、入力電流波形Ｉin、平滑コン
デンサ２９の出力電圧波形Ｖoutを測定することができ
た。

【００４２】そして測定した入力電流波形Ｉinに対し
て、高調波規格クラスＤの判定ラインＬを重ねたとこ
ろ、入力電流波形Ｉinの９５％以上が判定ラインＬの範
囲内に収まる結果が得られた。

【００４３】図４の(b)は入力電流波形Ｉinを離散フー
リエ変換して各高調波成分を分離した結果を示してい
る。左端の棒グラフｇ1が基本波である５０Ｈｚ、次に
大きい棒グラフｇ2がその３次成分である１５０Ｈｚ、
その次に大きい棒グラフｇ3が５次成分である２５０Ｈ
ｚ、…と続いている。なお、偶数次の成分は定常状態で
上下の波形が相似であるから、ほとんど検出されず、こ
のグラフでは点として示している。なお、グラフｇ0は
高調波規格クラスの判定ラインを示している。このグラ
フからいずれの高調波成分も判定ラインよりも下であ
り、従って、この電力変換装置はクラスＤのスイッチン
グ電源として成立することになる。

【００４４】このように、入力側に平滑コンデンサを設
けていないのでコンデンサインプット動作にはならず、
従って、入力側に突入電流防止回路、リアクトルあるい
はアクティブフィルタ等を介挿する必要がなく、構成の
簡単化、小形化、軽量化を図ることができる。

【００４５】また、入力電圧の低いときには電流不連続
モードで動作するが、入力電圧が高くなると電流連続モ
ードで動作するため、負荷３０に対する十分な電流供給
が可能であり高出力化を図ることができる。しかも、入
力電流の高調波成分の発生を抑え、高調波成分の低減化
を図ることができる。

【００４６】（第２の実施の形態）なお、前述した実施
の形態と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明は
省略する。図５に示すように、全波整流回路２２の出力
端子の負極側を電位Ｇ1に接続し、スイッチング素子と
してＭＯＳ型ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）２５１を
使用し、このＦＥＴ２５１のソースを低抵抗素子３１を
直列に介して前記全波整流回路２２の出力端子の負極側
に接続している。また、フライバックトランス２４の２
次巻線２４ｓの負極側を前記電位Ｇ1とは別電位Ｇ2に接
続している。

【００４７】また、平滑コンデンサ２９に電圧変換検出
手段として抵抗３２と可変抵抗３３との直列回路を並列
に接続し、出力電圧検出手段として抵抗３４と可変抵抗
３５との直列回路並びに抵抗３６と可変抵抗３７との直
列回路を並列に接続している。前記抵抗３４と３６及び
可変抵抗３５と３７の抵抗値は同一に設定されている。

【００４８】そして、前記抵抗３２と可変抵抗３３との
接続点から検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧の変
化を第１のフォトカプラ３８を介して基準電位に対する
電圧となるように変換した電圧信号Ｌ1を第１のコンパ
レータ３９に入力している。前記第１のコンパレータ３
９には、また、三角波生成器４０から三角波信号Ｓ1が
入力されるようになっている。

【００４９】前記第１のコンパレータ３９は電圧信号Ｌ
1と三角波信号Ｓ1を比較し、三角波信号Ｓ1が電圧信号
Ｌ1のレベル以上となる期間だけハイレベルとなるパル
ス信号Ｓ2を論理合成回路４１に供給するようになって
いる。

【００５０】前記ＦＥＴ２５１のソースと低抵抗素子３
１との接続点から検出した電圧信号Ｓ3を第２のコンパ
レータ４２に入力している。前記第２のコンパレータ４
２には、また、過電流判定電圧回路４３から過電流判定
電圧信号Ｌ2が入力されるようになっている。

【００５１】前記第２のコンパレータ４２は電圧信号Ｓ
3と過電流判定電圧信号Ｌ2を比較し、電圧信号Ｓ3が過
電流判定電圧信号Ｌ2のレベルに達すると過電流判定信
号を前記論理合成回路４１に供給するようになってい
る。

【００５２】前記抵抗３４と可変抵抗３５との接続点か
ら検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧検出信号Ｓ4
を第２のフォトカプラ４４を介して高電圧判定回路４５
に入力している。また、前記抵抗３６と可変抵抗３７と
の接続点から検出した平滑コンデンサ２９の出力電圧検
出信号Ｓ5を第３のフォトカプラ４６を介して低電圧判
定回路４７に入力している。

【００５３】前記高電圧判定回路４５は、出力電圧検出
信号Ｓ4のレベルが所定の高電圧判定レベルＬHを越える
と状態保持回路４８にラッチ信号を供給し、前記低電圧
判定回路４７は出力電圧検出信号Ｓ5のレベルが所定の
低電圧判定レベルＬL以下になると前記状態保持回路４
８にリセット信号を供給するようになっている。

【００５４】前記状態保持回路４８は、前記高電圧判定
回路４５からラッチ信号を受けると前記論理合成回路４
１に対してストップ信号ＳＴを供給すると共にその状態
を保持し、この状態で前記低電圧判定回路４７からリセ
ット信号を受けると保持状態をリセットしてストップ信
号ＳＴの出力を停止するようになっている。

【００５５】前記論理合成回路４１は前記第２のコンパ
レータ４２からの過電流判定信号や前記状態保持回路４
８からのストップ信号ＳＴが供給されない状態では前記
第１のコンパレータ３９からのパルス信号Ｓ2に基づい
て駆動信号Ｓ6を出力して前記ＦＥＴ２５１をスイッチ
ング制御し、前記第２のコンパレータ４２からの過電流
判定信号が供給されると前記ＦＥＴ２５１への駆動信号
Ｓ6の出力を停止させ、また、前記状態保持回路４８か
らのストップ信号ＳＴが供給されるとその信号ＳＴが供
給されている期間前記ＦＥＴ２５１への駆動信号Ｓ6の
出力を停止させるようになっている。

【００５６】このような構成においては、ＦＥＴ２５１
のスイッチング動作によりコンバータは入力電圧の低い
ときには電流不連続モードで動作し、入力電圧が高いと
きには電流連続モードで動作するので、入力電流の高調
波成分の発生を抑えつつ負荷３０に十分な電流を供給で
き、これにより、高出力が達成でき、負荷変動に対して
も十分に対処できる。

【００５７】この動作において平滑コンデンサ２９の出
力電圧の変化が検出され、第１のフォトカプラ３８を介
して第１のコンパレータ３９に電圧信号Ｌ1が入力され
る。この第１のコンパレータ３９には、また三角波生成
器４０から三角波信号Ｓ1が入力されるので、第１のコ
ンパレータ３９は図６の(a)に示すように電圧信号Ｌ1と
三角波信号Ｓ1を比較し、三角波信号Ｓ1のレベルが電圧
信号Ｌ1のレベル以上となる期間だけハイレベルとなる
図６の(b)に示すようなパルス信号Ｓ2を出力する。そし
て、このパルス信号Ｓ2が論理合成回路４１に供給され
る。

【００５８】論理合成回路４１は、第２のコンパレータ
４２から過電流判定信号が入力されず、また、状態保持
回路４８からストップ信号ＳＴが入力されない通常の状
態では、パルス信号Ｓ2に基づいてＦＥＴ２５１に駆動
信号Ｓ6を供給してそのＦＥＴ２５１をスイッチング動
作する。

【００５９】このように負帰還ループにより平滑コンデ
ンサ２９の出力電圧の変化がコンバータに負帰還され、
出力電圧が高くなるとパルス信号Ｓ2のオンデューティ
が小さくなって入力電力を減少させる方向に作用する。
また、出力電圧が低くなるとパルス信号Ｓ2のオンデュ
ーティが大きくなって入力電力を増加させる方向に作用
する。

【００６０】こうして、平滑コンデンサ２９の出力電圧
が一定になるように制御が行われる。そして、このよう
に出力電圧調整を基本的にオンデューティで行うことで
出力電圧をオンデューティに負帰還させるという一般的
な制御方法が利用でき、既存のＩＣなどが流用できる。

【００６１】このような通常の動作を行っている状態
で、ＦＥＴ２５１に過電流が流れる現象が発生すると、
低抵抗素子３１の両端間電圧が高くなり、図７の(c)に
示すように、第２のコンパレータ４２に入力する電圧信
号Ｓ3のレベルが過電流判定電圧回路４３からの過電流
判定電圧信号Ｌ2のレベルに達すると、第２のコンパレ
ータ４２から論理合成回路４１に過電流判定信号が供給
され、これにより、論理合成回路４１は、図７の(d)に
示すように、ＦＥＴ２５１への駆動信号Ｓ6の供給を瞬
時に停止させる。

【００６２】これにより、ＦＥＴ２５１に供給される駆
動信号Ｓ6のオンデューティが見かけ上小さくなったよ
うになる。すなわち、過電流検出によってＦＥＴ２５１
は直ちにオフ動作し、継続して過電流が流れるのを防止
する。このように過電流を検出すると直ちにＦＥＴ２５
１をオフ動作するので、ＦＥＴなどの回路保護が確実に
できる。

【００６３】また、通常の動作を行っている状態で、平
滑コンデンサ２９からの出力電圧が異常に高くなること
が発生すると、出力電圧検出信号Ｓ4、Ｓ5のレベルが高
くなる。そして、高電圧判定回路４５が図８の(a)に示
すように出力電圧検出信号Ｓ4のレベルが高電圧判定レ
ベルＬHを越えたことを判定すると状態保持回路４８に
ラッチ信号を出力し、これにより、状態保持回路４８は
図８の(b)に示すようにストップ信号ＳＴを出力すると
共にその出力を保持する。

【００６４】論理合成回路４１はストップ信号ＳＴを入
力すると、図８の(c)に示すように駆動信号Ｓ6の出力を
停止させる。こうしてＦＥＴ２５１はスイッチング動作
を停止し、コンバータは動作を停止する。

【００６５】コンバータの動作が停止すると平滑コンデ
ンサ２９からの出力電圧が次第に低下するようになる。
これにより、出力電圧検出信号Ｓ4、Ｓ5のレベルも低下
する。そして、低電圧判定回路４７が図８の(a)に示す
ように出力電圧検出信号Ｓ5のレベルが低電圧判定レベ
ルＬL以下になったことを判定すると状態保持回路４８
にリセット信号を出力し、これにより、状態保持回路４
８は図８の(b)に示すように出力保持状態を解除しスト
ップ信号ＳＴの出力を停止する。

【００６６】論理合成回路４１はストップ信号ＳＴの入
力が停止すると、図８の(c)に示すように駆動信号Ｓ6の
出力を再開する。こうしてＦＥＴ２５１は再びスイッチ
ング動作を開始し、コンバータは動作するようになる。

【００６７】このように平滑コンデンサ２９からの出力
電圧が異常に高くなることが発生するとコンバータの動
作を停止して確実な回路保護ができる。そして、平滑コ
ンデンサ２９からの出力電圧が低下したときには再びコ
ンバータの動作を開始させることができるので、例え
ば、負荷３０がオープン状態になったときにはコンバー
タを連続発振から間欠発振に切替えることができ、コン
バータでの電力損失を軽減させて省電力化を図ることが
できる。

【００６８】

【発明の効果】請求項１乃至７記載の発明によれば、構
成の簡単化、小形化、軽量化を図ることができるととも
に高出力化を図ることができ、しかも、入力電流の高調
波成分の発生を抑えることができる。また、請求項４記
載の発明によれば、さらに、出力電圧の調整が容易にで
きる。また、請求項５記載の発明によれば、さらに、過
電流に対して回路保護が確実にできる。

【００６９】また、請求項６記載の発明によれば、さら
に、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護が
確実にできる。また、請求項７記載の発明によれば、さ
らに、過電圧に対して動作を停止させることで回路保護
が確実にでき、しかも、正常電圧に復帰したときには動
作を再開して電力の供給ができ、従って、省電力化を図
ることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す一部ブロック
を含む回路構成図。

【図２】同実施の形態における電流不連続モード及び電
流連続モードの動作を説明するための波形図。

【図３】同実施の形態において電流不連続モードと電流
連続モードが切替わる閾値電圧を変化させたときの入力
電圧と入力電流の関係を示す波形図。

【図４】同実施の形態における具体例の入力電圧波形、
入力電流波形、出力電圧波形と高調波判定ラインとの関
係を示す波形図並びに入力電流波形を離散フーリエ変換
して各高調波成分を分離した結果を示すグラフ。

【図５】本発明の第２の実施の形態を示す一部ブロック
を含む回路構成図。

【図６】同実施の形態における第１のコンパレータの動
作を説明するための波形図。

【図７】同実施の形態における第１のコンパレータ、第
２のコンパレータ及び論理合成回路の動作を説明するた
めの波形図。

【図８】同実施の形態における高電圧判定回路、低電圧
判定回路、状態保持回路及び論理合成回路の動作を説明
するための波形図。

【図９】従来例を示す回路構成図。

【図１０】同従来例における入力電圧と入力電流の関係
を示す波形図。

【図１１】他の従来例を示す回路構成図。

【図１２】同従来例における入力電圧と入力電流の関係
を示す波形図。

【図１３】他の従来例を示す回路構成図。

【図１４】同従来例における入力電圧と入力電流の関係
を示す波形図。

【符号の説明】

２１…交流電源２２…全波整流回路２４…フライバックトランス２５…スイッチング素子２７…駆動回路２８…ダイオード２９…平滑コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源からの交流入力を整流する整流
回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受ける
フライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の
直列回路と、前記スイッチング素子を比較的高い周波数
でスイッチング動作させる駆動回路と、前記フライバッ
クトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コン
デンサの直列回路とを備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作時に前記交流
電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶
対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも
高い場合には前記フライバックトランスの１次巻線又は
２次巻線に常に電流が流れるように動作し、前記閾値電
圧以下の場合には前記フライバックトランスの２次巻線
に流れる電流が一旦停止してから１次巻線に電流が流れ
るように動作することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】交流電源からの交流入力を整流する整流
回路と、この整流回路から出力される脈流電圧を受ける
フライバックトランスの１次巻線とスイッチング素子の
直列回路と、前記スイッチング素子を比較的高い周波数
でスイッチング動作させる駆動回路と、前記フライバッ
クトランスの２次巻線に接続したダイオードと平滑コン
デンサの直列回路とを備え、前記平滑コンデンサからの出力電圧が所望の電圧値にな
るように前記フライバックトランスの１次巻線と２次巻
線との巻数比を設定するとともに、前記スイッチング素子のスイッチング動作時に前記交流
電源からの入力電圧が、この入力電圧のピーク電圧の絶
対値よりも低い閾値電圧に対して、この閾値電圧よりも
高い場合には前記フライバックトランスの１次巻線又は
２次巻線に常に電流が流れ、前記閾値電圧以下の場合に
は前記フライバックトランスの２次巻線に流れる電流が
一旦停止してから１次巻線に電流が流れるように前記フ
ライバックトランスのインダクタンス値を設定したこと
を特徴とする電力変換装置。
【請求項３】閾値電圧は、交流電源に流れる入力電流
の高調波成分が所望のレベル以下となるように設定した
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】請求項１又は２記載の電力変換装置にお
いて、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧の変化を
検出する電圧変化検出手段を設け、駆動回路は、前記検
出手段が検出した出力電圧変化に基づいて制御信号を発
生し、この制御信号をスイッチング素子をスイッチング
動作する駆動信号に負帰還させることを特徴とする電力
変換装置。
【請求項５】請求項１又は２記載の電力変換装置にお
いて、さらに、スイッチング素子に直列に低抵抗素子を
介挿し、駆動回路は、この低抵抗素子の両端から所定電
圧を越える電圧を検出すると、前記スイッチング素子の
オン状態を強制的にオフ状態に移行させることを特徴と
する電力変換装置。
【請求項６】請求項１又は２記載の電力変換装置にお
いて、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、前記検出手段
が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング
素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする
電力変換装置。
【請求項７】請求項１又は２記載の電力変換装置にお
いて、さらに、平滑コンデンサからの出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段を設け、駆動回路は、前記検出手段
が検出した出力電圧が所定電圧を越えるとスイッチング
素子のスイッチング動作を停止させ、かつ、前記検出手
段が検出した出力電圧が所定電圧以下になると前記スイ
ッチング素子のスイッチング動作を再開させることを特
徴とする電力変換装置。