KR100342457B1 - 역률보정을하는고주파ac/ac컨버터 - Google Patents

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Abstract

역률보정을 하는 고주파 AC/AC 컨버터장치는 역률보정을 제공하는 AC/DC 컨버터회로부와 방전 램프와 같은 부하를 작동하기 위한 고주파 AC 신호를 발생하는 DC/AC 인버터회로부를 구비하고 있다. AC/DC 컨버터회로부는 다이오드와 인덕터를 구비한다. 컨버터장치는 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자를 사용하고, 반도체 제어 스위칭치중의 하나는 전체의 컨버터장치의 각 부분에 공통한다. 단일 제어회로는 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자의 스위칭을 제어하므로써 컨버터장치의 양 부분을 제어한다. 제어방법에는 일정 충격계수제어 또는 충격계수 스위핑제어가 있다. 전압 클램프회로는 다이오드 전압의 불필요한 진동을 억제한다.

Description

역률보정을 하는 고주파 AC/AC 컨버터{HIGH FREQUENCY AC/AC CONVERTER WITH POWER FACTOR CORRECTION}
본 발명은 저주파의 AC 선전압을 고주파 출력 AC전압으로 변환하는 장치에 관한 것으로, 특히, 전기방전램프 작동용 저가 소형 전자안정회로에 관한 것이다.
종래의 전자안정회로에서는, 높은 역률을 얻기 위하여 별도의 역률보정회로를 사용한다. 제 1도는 역률보정을 위해 부스트 컨버터를 사용하는 종래의 반브리지 전자안정회로를 나타낸다. 전자파방해(EMI)필터는 저주파 AC 선전압, 예를 들어, 50Hz 또는 60Hz의 단자에 결합되어 있고, 전자안정회로를 형성하기 위해 직렬로 결합된 부스트 컨버터와 반브리지 DC/AC 인버터의 고주파작동에 의해 발생된 고주파 잡음을 여과하는 데 사용된다. 맥동하는 DC전압을 발생하기 위하여 전브리지정류기(D1-D4)에 의해 선전압이 정류된다. 정류회로의 출력과 결합된 부스트 컨버터 단계에 있어서, 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류흐름은 정류된 선전압으로부터 제어회로(CCA)에 의해 발생된 기준전류에 의해 모니터되어 전류파형이 정류된 전압파형과 같은 형상, 같은 위상으로 형성된다. 이것은 ON 듀티비 및/또는 MOSFET 스위치(Q0)의 주파수를 제어함으로써 성취된다.
부스트 컨버터(1)는 브리지 정류기(D1-D4)로부터 맥동하는 DC 전압을 수신한다. 스위칭 트랜지스터(Q0)가 턴온되면, 인덕터(L)를 통해 브리지 정류기로부터 트랜지스터(Q0)로 전류가 흘러 전자기에너지가 인덕터의 전자기장에 축적된다. 트랜지스터(Q0)가 스위치 오프되면, 인덕터(L)와 블록킹 다이오드(D0)를 경유하여 전류가 흐르므로써 인덕터의 전자기에너지는 축적 커패시터(Ce1, Ce2)로 이동한다. 이것은 부스트 컨버터(1)작동의 종래모드를 나타낸다.
부스트 컨버터의 출력은 제어회로(CCA)에 의해 조절된 커패시터(Ce1, Ce2)의 양단 DC전압이다. 이 DC전압은 부스트 컨버터의 출력에 결합된 고주파 반브리지 DC/AC 인버터(2)에 의해 고주파 AC 전압으로 변환됨으로써 부하(3)을 위한 조절된 출력전력을 얻을 수 있다. 부스트 컨버터(1)의 입력전력은 저주파 성분(100Hz 또는 120Hz)을 가지며, 반브리지 DC/AC 인버터(2)의 출력전력은 조절된 고주파 전력이므로 입력전력과 출력전력의 균형을 맞추기 위하여 에너지 축적 커패시터, 여기서는 커패시터(Ce1, Ce2)가 부스트 컨버터단계와 반브리지 인버터단계 사이에 배치된다.
각 스위칭기간동안 인덕터의 전류흐름을 조절하는 방법에 따라, 부스트 컨버터의 동작모드는 2개의 종류, 즉, 연속도전모드(CCM)와 단속도전모드(DCM)로 분류된다. CCM에서는, 인덕터(L)를 흐르는 전류의 고주파 리플을 작게 할 수 있어 EMI필터상의 응력을 줄일 수 있다. 이 제어방법의 결점은 스위칭 MOSFET(Q0)의 듀티비가 정류된 선전압에 의해 변화되어야 하고, 그 결과 제어회로가 더 복잡해진다. DCM에서는, MOSFET의 온 시간이 일정하면, 인덕터(L)에 흐르는 전류의 피크 값은 정류된 선전압의 파형을 자동적으로 따른다. 그러므로, 제어회로는 매우 간단해질 수 있다. 이러한 이점때문에 저전력을 이용하는 역률보정의 부스트 컨버터에 자주 이용된다.
제 1 도의 전자안정회로의 큰 결점은 별도의 역률보정(PFC)단계와 별도의 DC/AC 인버터 단계로 되어 있으므로, 전체의 안정장치의 비용과 크기가 증가한다는 점이다. 회로의 복잡성을 감소시키기 위하여 시도한 종래 기술의 하나는 평활(즉, 역률보정)회로와 인버터회로가 공동으로 스위칭소자와 제어회로를 사용도록한 미국 특허 제 4,564,897(1/14/86)호가 있다. 이 미국 특허는 참조용으로 명시된 것으로, 비교적 큰 역률을 제공하면서 비교적 작은 인덕터를 적용하는 전력공급을 나타낸다. 고주파 AC 출력전압은 방전 램프를 작동시키는 데 적합한 비교적 낮은 선주파수 리플성분을 갖는다. 그러나 이 전력공급은 입력 AC 전압의 변화와 부하의 변화시에 바람직한 안정레벨로 인버터 출력을 조절하기 어렵다는 문제가 있다.
미국 특허 5,182,702(1/26/93)는 전체 시스템에 간단한 제어회로를 설치함으로써 종래기술의 몇가지 문제점을 해결하는 인버터장치가 명시되어 있다. 이 인버터장치는 입력 AC 전압으로부터 평활(역률보정)회로로 맥동하는 DC전압을 공급하는 전파정류기를 포함한다. 역률보정회로는 인덕터의 맥동하는 DC 전압을 커패시터의 평활한 DC 전압으로 변환하기 위하여 인덕터, 평활 커패시터, 스위칭소자를 포함한다. 인버터는 역률보정회로에 공통되고 부하, 인덕터, 커패시터를 포함하는 부하회로에 고주파 전압을 제공하기 위하여 DC 전압을 스위칭하는 데 작용하는 스위칭소자를 갖는다. 인덕터와 커패시터는 부하에 제 1 과 제 2 역류전류를 포함하는 진동전류를 제공하는 공진회로를 정의한다. 공진회로의 회로상수에 의해 결정된 짧은 온 시간동안 진동전류가 흐른다. 컨트롤러는 제 2 전류의 완료를 검출하고, 제 1 전류의 흐름이 시작되도록 즉시 공통 스위칭소자를 활성화한다. 컨트롤러는 짧은온 시간내에 제 1 전류가 흐르는 동안 실제 온 시간을 개별적으로 조절하는 타이머를 포함한다. 공통 스위칭소자의 실제 온 시간을 제어함으로써 평활 커패시터에 축적된 DC 전압을 바람직한 레벨로 조절할 수 있다. 이 회로는 또한 실제응용에서의 그 이용을 제한하는 결점을 갖는다.
그러므로, 본 발명의 목적은 개선된 동작특성과 종래 기술의 제한에 영향을 받지 않는 저가의 소형 전자안정회로 또는 고주파 AC/AC 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 고역률과 저전류왜곡을 갖는 간단하고 소형인 고주파 AC/AC 컨버터회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 단 하나의 제어회로와 제 1 도의 전자안정회로보다 적은 스위칭 트랜지스터를 필요로 하는 전자안정회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 더욱더 다른 목적은 종래의 인버터장치보다 우수한 램프 점화 특성을 갖는 전자안정회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 보다 사인파에 가까운 파형을 발생하고 전자안정회로의 입력 또는 고주파 컨버터에 있는 전파 정류기의 다이오드 양단에 발생하는 전압 스파이크의 레벨을 감소시키는 전자안정회로 또는 고주파 AC/AC 컨버터를 제공하는 것이다.
다른 목적은 회로성능을 개선하고 회로 디자인에 있어서 융통성이 있는 공진 LC 회로를 이용하는 고주파 DC/AC 인버터부를 포함하는 전자안정회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 PFC 부스트 컨버터와 고주파 DC/AC 인버터의 기능을 결합하여 입력역률보정 기능이 있는 단일 결합 AC/AC 인버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 전자안정을 위한 제어회로를 매우 간단하게 하는 펄스 폭 변조(PWM)를 이용하는 것이다.
본 발명의 목적과 이점은 특히 입력 PFC 부스트 컨버터와 고주파 DC/AC 인버터의 각각의 기능을 역률보정과 함께 단일 단계의 고주파 AC/AC 인버터를 결합함으로써 역률보정과 고주파 DC/AC 인버터 동작특성을 제공하여 성취된다.
제 1 도에 나타낸 종래 기술의 시스템은 2개의 분리된 단계로 구성되어 있으므로 2개의 제어회로(CCA, CCB)가 필요하다. 본 발명의 결합회로는 역률보정단계와 고주파 인버터단계를 단일단계로 결합함으로써 역률보정단계와 그에 대응하는 제어회로는 필요하지 않으며 회로비용이 감소하게 된다.
본 발명의 실시예에 의한 고주파 컨버터장치는 컨버터에 전압을 공급하는 소오스에 접속된 제 1과 제 2 입력단자와, 컨버터에 의해 구동되는 부하에 접속된 공진회로를 포함하는 출력수단과, 상기 인덕터수단, 정류기수단, 상기 입력단자에 결합된 제 1 반도체 제어 스위칭소자를 포함하는 제 1 직렬회로를 구비한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 의하면, 고주파 컨버터장치는 60Hz의 AC 선전압 등에 접속하기 위한 한 쌍의 입력 단자를 구비하는데, 이 입력 단자는 전자파방해필터와 다이오드 브리지 정류회로를 경유하여 역률보정을 하는 고주파 AC/AC 컨버터의 한 쌍의 입력단자에도 접속되어 있다. 제 2 입력단자는 고주파 컨버터의 공통선에 접속되어 있다. 바람직하게는 제 1 스위칭 전계효과 트랜지스터(FET)가 다이오드와 축적 커패시터 사이의 제 1 접합점과 공통선에 접속되어 있다. 제 2 스위칭 FET는 축적 커패시터와 격리 커패시터 사이의 제 2 접합점과 공통선에 접속되어 있다. 변압기의 2차 권선은 부하(예를 들어, 방전 램프)에 결합되어 있고 단일제어회로는 고주파에서 제 1 과 제 2 전계효과 트랜지스터를 제어하기 위하여 부하 회로로부터 피드백신호를 수신한다. 제 3 커패시터는 변압기의 2차권선 양단에 결합되어 제 2 인덕터와 함께 LC 공진회로를 형성한다.
두개의 다른 제어기술이 본 발명에 적용될 수 있다. 하나는 일정 듀티비 제어이고 다른 하나는 듀티비 스위핑제어이다. 이들 제어 기술은 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명의 목적과 이점은 수반된 도면과 결합하여 다음의 상세한 설명으로 명확해질 것이다.
제 1 도는 입력 PFC 를 갖는 종래의 전자안정회로의 개략적인 블럭도.
제 2 도는 본 발명의 제 1 실시예에 의한 개략적인 블럭도.
제 3 도는 일정 듀티비 제어를 이용하여 정규화된 에너지 축적 커패시터 전압(이득)의 함수로서 반주기에 걸친 정규화된 선전류 파형의 관계를 나타내는 그래프.
제 4 도는 일정 듀티비 제어용 제어회로의 개략적인 블럭도.
제 5 도는 제 4 도의 일정 듀티비 제어회로에 나타나는 신호의 타이밍도.
제 6 도는 선주기(T1)의 1/2 동안 듀티비(D)의 변화를 나타내는 타이밍도.
제 7 도는 듀티비 스위프 제어용 최대와 최소의 듀티비의 비를 나타내는 그래프.
제 8 도는 듀티비 스위프 제어용 제어회로의 한 부분을 나타내는 개략적인 블럭도.
제 9 도는 본 발명의 제 2 실시예를 나타내는 개략적인 블럭도.
제 10 도는 공진회로가 MOSFET(Q1)에 접속된 본 발명의 제 3 실시예를 나타내는 개략적인 블럭도.
제 11 도는 공진회로의 반브리지 접속을 나타내는 본 발명의 제 4 실시예를 나타내는 개략적인 블럭도.
제 1 도는 입력 PFC와 함께 역률보정기능을 제공하는 부스트 컨버터(1)와 고주파 에너자이징 전류를 부하(방전 램프)(3)에 공급하는 고주파 반브리지 DC/AC인버터(2)로 이루어진 종래의 전자안정회로를 나타낸다.
제 1 제어회로(CCA)는 부스트 컨버터에 있는 스위칭 FET(Q0)를 제어하고, 제 2 제어회로(CCB)는 고주파 인버터에 있는 고주파 스위칭 FET(Q11, Q21)를 제어한다. 이 종래의 회로는 앞에서 설명했으므로 더 설명하지 않는다. 별개의 PFC 단계와 별개의 HF DC/AC 인버터는 제 1 도에 나타낸 전체 전자안정회로의 비용과 크기를 증가시킨다.
제 2 도는 본 발명의 제 1 실시예에 의한 기본 배열의 개략적인 블럭도를 나타낸다. 한 쌍의 입력단자(4, 5)는 전자파방해필터(6)에 60Hz(50Hz)의 AC 선전압을 공급한다. 전자파방해필터의 출력은 출력단자(8, 9)에 맥동하는 DC 전압을 발생시키는 브리지 정류회로(7)의 입력단자에 접속되어 있다. 단자(8)는 단자(9)에 대하여 포지티브이다.
단자(8, 9)는 PFC 부스트 컨버터-고주파 DC/AC 인버터의 결합회로(10)의 입력선에 접속되어 있다. 역률보정 인덕터(11)와, 블로킹 다이오드(12)와, 에너지 축적 커패시터(Ce)와, DC 블로킹 격리 커패시터(Cb), 공진 인덕터(13)와 출력 변압기(T)의 1차 권선을 포함하는 직렬회로는 단자(8, 9)에 접속되어 있다.
제 1 스위칭 MOSFET(Q1)는 접합점(14)과 공통선(9)사이에 접속되어 있다. 이 스위칭소자는 결합회로(10)의 부스트 컨버터회로부와 고주파 인버터회로부에 공통되어 있다. HF 인버터회로부의 한 부분인 제 2 스위칭 MOSFET(Q2)는 접합점(15)과 공통선(9)사이에 접속되어 있다. 다이오드(16, 17)는 각각 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2)와 병렬로 접속되어 있다. 작은 커패시터가 다이오드(16, 17)와 병렬로 각각 접속되어 있다. 이들 다이오드와 커패시터는 MOSFET장치(Q1, Q2)의 고유성분일 수도 있다.
변압기(T)의 2차 권선은 저항기(RL)로 나타낸 부하에 접속되어 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 부하는 하나 또는 그 이상의 방전 램프이고, PFC 컨버터-HF 인버터의 결합회로는 방전 램프용 전자안정회로를 구성한다. 공진 커패시터(20)는 부하(RL)와 병렬로 변압기(T)의 2차권선 양단에 접속되어 있다.
전압 클램프 다이오드(D11)는 인덕터(11)(Lin)와 다이오드(12)(Din)의 접합점과 공통선(9)사이에 접속되어 있다.
단일 제어회로(18)는 고주파 스위칭을 제어하기 위해 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2) 각각의 제어전극에 결합된 제 1과 제 2 출력선을 가지고 있다. 제어회로는 입력제어선(19)에 의해 개략적으로 나타낸 부하전압의 함수로서 제어된다.
2개의 MOSFET(Q1, Q2)는 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주기(Ts)에 대한 온 시간으로 정의되는 고정된 듀티비, 즉, D = Ton/Ts제어회로에 의해 교호로 턴온, 턴오프된다. 인덕터(11)(Lin), 다이오드(12)(Din), MOSFET(Q1), MOSFET(Q2)의 바디 다이오드(17), 에너지 축적 커패시터(Ce)는 역률보정용 부스트 컨버터를 형성한다. 반브리지 DC/AC 인버터는 MOSFET(Q1, Q2), 에너지 축적 커패시터(Ce), DC 블로킹 격리 커패시터(Cb), 공진 인덕터(13)(Lr), 격리 변압기(T), 공진 커패시터(20)(Cr)를 구비하고 있다.
회로의 부스트 컨버터부에 있어서, 출력에 큰 저주파수(120Hz 또는 100Hz)리플을 피하기 위해 각 선주기동안 MOSFET(Q1)의 듀티비를 고정시킨다. 그러므로, 부스트 컨버터의 동작모드는 DCM 이 바람직하다. 커패시터(Ce)양단에 발생하는 부스트 컨버터의 출력전압(Vce)의 조절은 MOSFET(Q1)의 듀티비를 제어하는 것에 의해 성취된다. 이 제어방법은 일정 듀티비 제어이며, 이하는 제어회로의 동작에 대해 상세히 설명한다. 트랜지스터(Q1)가 턴온되면, 정류된 선전압은 인덕터(11)(Lin)에인가된다. 그러므로, 그 전류는 다음과 같이 0에서 선형적으로 증가한다.
여기서, |Vin|는 트랜지스터(Q1)의 온 시간 간격동안 브리지 정류기의 출력단자(8, 9)에 정류된 선전압을 나타낸다. 전압(|Vin|)은 고주파 스위칭주기동안 일정하다. 트랜지스터(Q1)가 온되면, 인덕터(Lin)에 에너지가 축적된다. 피크전류는 다음과 같이 얻어진다.
여기서, D는 듀티비, Ts는 스위칭주기이다. 식(2)은 인덕터 전류(iin)의 피크값은 Ts와 D가 일정하기 때문에 |Vin|의 파형을 따른다. 스위칭 트랜지스터(Q1)가 턴오프되면, 인덕터 전류(iin)는 MOSFET(Q2)의 바디 다이오드(17)를 경유하여 흐른다. 그러므로, Lin의 양단 전압은 다음과 같다.
인덕터 전류는 커패시터(Ce)를 충전하고 트랜지스터(Q1)의 온 주기동안 Lin 에 축적된 에너지는 커패시터(CE)로 이동한다. 그러므로, 인덕터 전류는 다음과 같이 선형적으로 방전한다.
여기서, toff는 트랜지스터(Q1)가 턴오프되었을때의 순간적인 시간이다. 전류가 제로에 도달하면, 다이오드(12)가 존재하므로 이상적으로 제로에 머무른다. 인덕터(11)의 양단 전압은 이상적으로 제로로 되고 다이요드(12)의 양단 전압이 Vce- |Vin| 으로 된다. 그러나 다이오드(12)에 접합 커패시턴스와 역회복전류가 존재하므로 다이오드(12)의 진압에 불필요한 진동이 발생한다. 이 진동은 다이오드(12)(Din)의 과다한 전력손실 뿐만 아니라 다이오드의 수명을 짧게 할 수도 있는 다이오드의 과다한 전압응력을 야기한다. 그러므로, 최대 다이오드 전압을 축적 커패시터(Ce)의 전압(Vce)으로 클램프하기 위하여 인덕터(11)와 다이오드(12)의 접합점과 공통선(9)사이에 다이오드(D11)을 첨가한다. 이 방법은 효과적이긴 하지만, 다이오드 전압이 그 정상상태값(Vce- |Vin|)으로 클램프되지 않으므로 최적한 것은 아니다. 그러므로, 약간의 작은 진동은 여전히 남아 있다. 인덕터(11)를 통해 흐르는 전류(iin)는 삼각파이다. 스위칭주기동안 평균전류는 다음과 같이 얻어진다.
EMI필터에 의해 고주파 고조파가 여과되어 선전류는 평균전류(Iin)와 같다. 그러므로, 선전류(iline)는 식(5)에 정류를 고려하여 |Vin| = VmSinwt를 대입함으로써얻어진다.
여기서,
듀티비(D)가 고정되어 있을때 전류(iline)는
에 의한 왜곡이 있는 사인파 전류이다. 제 3 도는 선주기에 걸친 선전류의 그래프를 나타낸다. Mp를 파라미터로 하는
에 의해 정규화된다. 제 3도에 의하면 Mp가 증가할수록 역률이 높아지고 THD(전체고조파왜곡)가 낮아지고 선전류가 사인파로 접근한다. 그러나 Mp가 높아지면 FET(Q1, Q2)의 전압응력을 증가시키는 Vce가 높아지게 된다. 그러므로 FET의 응력과 컨버터의 성능은 반비례한다.
회로의 반브리지 DC/AC 인버터부에 있어서, 트랜지스터(Q1, Q2)의 스위칭동작에 의해 DC 성분없는 사각파가 인덕터(13)와 커패시터(20)(Lr, Cr)와 격리 변압기(T)로 구성된 공진회로에 인가된다. 공진회로는 사각파 전압(Vab)의 기본조파로 공진되어 공진 커패시터(20)(Cr) 양단 전압은 고주파 사인파가 된다. 그러므로 고주파 전력이 부하(RL)에 공급된다.
회로의 고주파 DC/AC 인버터부에서 공진회로의 공진 주파수를 스위칭 주파수보다 낮게 설정하고 게이트 제어신호에 작은 불감시간 간격을 제공하면, 스위칭 트랜지스터(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭을 얻을 수 있다. 불감시간 간격동안 2개의 MOSFET는 턴오프된다. 공진 인덕터를 통해 흐르는 전류는 하나의 트랜지스터의 드레인-소오스 커패시터를 충전시키고, 다른 하나의 트랜지스터의 드레인-소오스 커패시터를 방전한다. 그러므로, MOSFET가 턴오프된 후에 드레인-소오스 전압은 점차적으로 증가하고 MOSFET가 턴온되기 전에 제로로 떨어진다. 그러므로, 회로는 트랜지스터(Q1, Q2)의 제로전압 스위칭을 제공한다.
일정 듀티비 제어회로의 블럭도와 제어회로의 신호의 시간관계를 제 4 도와 제 5 도에 각각 나타내었다. 제 5 도에 나타낸 바와 같이, 톱니파신호(B)를 발생하는 발진기(21)에 의해 스위칭 주파수가 측정된다. 결합회로(10)의 인버터회로부는 같은 격리 변압기(T)의 추가 권선(22)을 통해 변압기(T)의 1차측에 피드백되고 정류기(23)에 의해 정류되어 DC 전압을 얻는다. 이 DC 전압과 에너지 축적 커패시터 전압(Vce)은 각각 저항기(R1, R2)를 통해 오차 증폭기(24)의 반전(-)단자에 인가된다. 피드백저항기(R3)는 오차 증폭기의 출력과 (-)단자 사이에 결합된다.
이들 전압은 단자(25)로부터 오차 증폭기의 비반전(+)에 인가된기준전압(Vref)과 비교하여 오차 증폭기의 출력에 오차전압신호(A)를 발생시킨다. 엄밀히 말하면, 오차 증폭기는 점선으로 표시된 블럭(45)내의 모든 소자로 구성되어 있다. 신호(A, B)는 전압 비교기(26)의 비반전(+) 단자와 반전(-)단자에 인가되어 제 5 도의 파형을 갖는 PWM(펄스 진폭 변조) 출력신호(C)를 발생시킨다. 인버터(27)는 신호(C)의 상보적인 출력파형(DD)(제 5 도 참조)를 발생시킨다.
신호(C)는 또한 2 개의 단안정 멀티바이브레이터(29, 29A)를 트리거하기 위하여 전압미분회로(28)에 인가되어 일련의 펄스신호(E)를 발생한다. 멀티바이브레이터(29)는 포지티브 측면에서 단안정 트리거된다. 멀티바이브레이터(29A)는 네가티브 측면에서 단안정 트리거된다. 단안정 멀티바이브레이터는 상보적인 출력의 신호(F, G)가 각각 제 4 도의 AND 게이트(30, 31)를 통해 신호(C, DD)와 결합할때 제로전압 스위칭을 위하여 불감 시간 간격(td)을 발생시키는 데 사용된다. AND 게이트(30, 31)의 출력(H, I)을 제 5 도에 나타낸 바와 같이, 스위칭소자(Q1, Q2)용 제어신호이다. 스위칭소자(Q2)용 제어신호(I)는 전압레벨 시프트회로(34)가 필요하다.
구동회로(33, 33)는 각각 스위칭소자(Q1, Q2)를 구동하기에 충분한 전력을 공급하는 데 사용된다.
높은 선전압 또는 낮은 출력부하인 경우에, 출력전압(Vo)과 에너지 축적 커패시터 전압(Vce)은 증가하며, 그 결과 오차 증폭기의 출력에서 신호(A)가 감소한다. 제 5 도에서, 신호(A)가 감소하면, 제어신호(H)의 듀티비는 감소하게 된다. 그러므로, 출력전압과 에너지 축적 커패시터 전압은 증가를 보상하기 위해 감소되어 일정한 출력전압을 발생시킨다.
낮은 선전압 또는 높은 출력부하인 경우에, 전압(Vo)과 에너지 축적 커패시터 전압(Vce)은 감소한다. 오차 증폭기의 출력신호(A)는 증가하여 제어신호(H)의 듀티비가 증가한다. 그러므로, Vo와 Vce는 일정하게 유지된다.
제 4 도의 제어회로는 또한 보호회로와 소프트스타트회로를 포함한다. 단자(35)의 축적 커패시터 전압(Vce)은 전압제한 기준전압을 공급하는 단자(37)에 접속된 반전 입력(-)을 갖는 비교기(36)의 비반전 입력(+)에 인가된다. 단자(38)는 스위칭 트랜지스터(Q1)(제 2 도)의 전류(IQ1)에 비례하는 신호전압을 추가의 비교기(39)의 비반전 입력(+)에 인가한다. 비교기(39)의 반전 입력(-)에 전류제한 기준전압(트랜지스터(Q1))을 공급하는 단자(40)가 결합된다.
비교기(36, 39)의 출력은 OR 게이트(42)를 경유하여 플립플롭(50)의 리셋 입력과 결합된다. 플립플롭(50)의 Q 출력은 AND 게이트(30, 31)와 결합되고,출력은 소프트스타트회로(41)와 결합된다. 직렬로 접속된 한 쌍의 저항기(R4, R5)는 공급전압단자(Vcc)와 접지 사이에 접속되어 있다. FET(43)와 커패시터(Cs)의 병렬회로는 저항기(R5)양단에 접속되고, 트랜지스터의 게이트는 플립플롭(50)의 Q 출력에 접속되어 있다. 다이오드(44)는 오차 증폭기(24)의 출력과 저항기(R4, R5)사이의 노드 사이에 접속되어 있다.
먼저, 회로가 턴온되면, 소프트스타트 커패시터(Cs)는 저항기(R4, R5)와 전압 소오스(Vcc)를 통해 제로로부터 천천히 충전된다. 또한 제어신호(H)의 듀티비는 제로로부터 그 정상상태의 값까지 천천히 증가하여 소프트 스타트 단계에 들어가게 한다.
에너지 축적 커패시터 전압(Vce) 또는 저측 스위칭소자의 전류(IQ1)가 한계를 초과하면, 플립플롭(50)을 저레벨로 리셋하기 위해 OR 게이트(42)의 출력이 하이로 된다. AND 게이트(30, 31)의 출력이 제로가 된다. FET(Q1,Q2)의 게이트에 신호가 인가되지 않는다. 전력 컨버터가 작동하지 않는다. 동시에 플립플롭(50)의출력은 고레벨이 되어 전계효과 트랜지스터(43)를 턴온시킨다. 소프트스타트 커패시터(Cs) 양단의 전압은 다음의 소프트스타트를 대기하는 회로를 구성하는 트랜지스터를 통해 제로로 방전되고, 그럼으로써 회로는 다음 소프트 스타트를 준비하게 된다.
일정 충격계수 제어회로는 비교적 간단하고 높은 역률(>0.99)과 낮은 THD(〈 10%)를 제공한다. 그러나 이러한 형태는 전력 MOSFET에 높은 전압응력을 초래하고 높은 축적 커패시터 전압(Vce)의 비용이 얻어진다.
제 2 제어구성, 즉, 듀티비 스위핑제어가 상기의 문제점을 해결하기 위해 도입된다. 식(6)에 나타낸 바와 같이, 선주기의 1/2동안 듀티비가 다음과 같이 스위프되면 사인곡선전류(iline)가 얻어진다.
선주기의 1/2동안 듀티비(D)를 선전압파형(RLV)와 함께 제 6 도에 나타내었다. 선전압이 피크값이면, 듀티비는 최소에 달한다.
전류응력을 감소시키기 위해 역률보정 인덕터(11)의 인덕턴스는 FET(Q1)가 턴온되기 직전에 그 전류가 제로에 도달하도록 선택되어야 한다. 이 경우, 전압변환비는 CCM 부스트 컨버터에서 얻어질 수 있다.
그러므로, 식(9), (10)으로부터 다음과 같은 것이 얻어진다.
제 7 도는 Mp의 함수로서 최대와 최소의 듀티비를 나타낸다.
제 8 도에 의한 듀티비 스위핑제어용 회로는 듀티비 스위프를 위한 기능이 추가된 것을 제외하고는 일정 듀티비 제어회로와 유사하다. 이 스위프기능은 제 8도에 나타낸 바와 같이, 제곱근 산출단계(46)의 수단과 듀티비 스위핑범위 제어회로에 의해 성취된다.
제 8 도에 있어서, 정류된 선전압(|Vin|)은 단자(48)로부터 제곱근 산출단계(46)와 정류된 선전압(Vm)의 진폭에 비례하는 전압을 제공하는 저항기(Rf)와 커패시터(Cf)로 구성된 저역통과필터에 인가된다. 축적 커패시터 전압(Vce)에 비례하는 전압(VR7)은 또한 전압(Vce)을 공급하는 단자(49)에 결합된 저항기(R6, R7)로 구성된 저항 제산기를 통해 얻어진다.
저항기(R7) 양단에 걸린 전압(VR7)은 제산기회로(60)에서 전압(Vm)로 제산되어 Mp에 비례하는 신호(K)를 얻는다. 그러므로, 제곱근 산출단계의 출력신호(L)는 식(8)의 오른쪽에 표현된 것과 같이 제곱근 파형을 나타낸다. 제 4 도의 제어회로에 있어서, 신호(L)는 저항기(R1)을 경유하여 오차 증폭기(24)의 반전단자에 인가되어 제어신호(H)의 듀티비를 제어한다. 각 선주기(T1)에 걸쳐 듀티비 스위핑제어를 도입함으로써 스위치 응력을 감소시키기 위하여 전압(Vce)을 낮게 유지하면서 높은 역률과 낮은 THD를 얻을 수 있다. 그러나 듀티비 스위핑제어의 사용은 출력전압에 저주파수 리플의 증가를 발생시킨다. 조명기구에 있어서, 그러한 저주파 전압 리플은 출력전압의 rms값에 의해 제산된 피크전압으로 정의되는 피크인자(crest factor)라는 파라미터로 표현된다. 피의인자의 값이 1.7 미만이면, 출력전압의 저주파 리플이 허용된다.
상기 설명한 바와 같이, 클램프 다이오드(D11)의 유무와 무관하게 제 2 도의 컨버터회로는 블로킹 다이오드(12)의 다이오드 전압(VDin)에 바람직하지 못한 진동을 포함한다.
원치 않는 진동을 제거하기 위한 좀 더 효과적인 방법은 제 9 도에 나타낸 바와 같이, 다이오드 전압(VDin)에 클램프시킨다. 이 실시예에서, 인덕터(11)(Lin)는 전브리지 정류기(7)의 네가티브 단자(9)와 접지선 사이에 접속되어 있다. 전압 클램프 다이오드(D11)는 단자(9)와 스위칭소자(Q2)의 소오스단자 사이에 접속되어 있다. 제 9 도에 나타낸 회로에 있어서, 다이오드(12)의 전압은 제로로부터 증가하고, 인덕터 전압은 다이오드(Din)가 턴오프된 후에 네가티브값으로부터 제로로 증가한다. 인덕터 전압(VLin)이 제로에 도달하고 포지티브가 되면, MOSFET(Q2)가 온 되므로 클램프 다이오드(D11)가 도전되어 VLin의 포지티브 전압이 다이오드(D11)를 포지티브하게 바이어스 시킨다. 그러므로, 인덕터 전압은 iLin= 0 일 때 정상상태값인 제로에 클램프 된다. 따라서, 다이오드 전압(VDin)은 오프상태에서의 정상상태값인 Vce- |Vin|과 같다. 그러므로, 제 9 도의 컨버터회로에 진동이 발생하지 않는다.
앞에서 설명한 것을 제외하고 제 9 도의 컨버터회로는 제 2도와 같은 방법으로 작동한다.
본 발명의 다른 실시예를 제 10 도에 나타내었다. 이 회로는 Lr, Cb, Cr, T, RL로 구성된 공진회로가 스위칭 MOSFET(Q1)에 접속되는 방법을 제외하고는 제 2 도와 제 9 도와 유사하다. 제 10 도에서는, 제 9 도와 마찬가지로 인덕터(11)가 복귀선에 접속되어 있다. 에너지 축적 커패시터(Ce)는 커패시터(Cb)와 인덕터(13)(Lr)에 직렬로 접속되어 있지 않고, 다이오드(12)(Din)의 캐소드와 트랜지스터(Q2)에 접속되어 있다. 클램프 다이오드(D11)가 제 9도와 마찬가지로 접속되어 있다.
제 11 도는 전체 컨버터회로의 공진회로의 반브리지 접속을 구성하는 본 발명의 다른 실시예를 나타낸다. 에너지 축적 커패시터(Ce)는 2개의 분리된 축적 커패시터(Ce1, Ce2)로 구성되어 있다. 이들 2개의 축적 커패시터는 다이오드(12)(Din)의 캐소드와 FET(Q2)에 직렬로 접속되어 있다. 또한 2개의 에너지 축적 커패시터(Ce1, Ce2)는 전압 제산기 역할을 한다.
제 2 도, 제 9 도, 제 10 도, 제 11 도에 있어서, N채널 FET(Q2)는 소오스가 접지된 P채널 FET로 대체될 수도 있다. 이 경우, 제 4 도의 제어회로의 전압레벨 시프트회로(34)가 생략될 수도 있다. 작동은 동일하다.
격리가 필요하지 않으면, 격리 변압기가 생략될 수도 있다.
역률보정 부스트 컨버터와 고주파 DC/AC 인버터가 스위칭 트랜지스터와 제어회로를 분담하기 때문에 본 발명은 적은 성분을 필요로 하여 역률은 높이고 전류 왜곡을 낮추면서 전체 회로의 비용과 크기를 감소킬 수 있다. 2개의 MOSFET의 제로전압 스위칭은 스위칭 손실과 EMI 잡음을 감소시킨다. PWM 은 선변화를 조절하는 데 사용되며 역률보정은 이 회로의 고유한 것이기 때문에 제어회로는 매우 간단해질 수 있다. 듀티비 스위핑 제어는 동작주기를 변화시켜 입력 전류파형이 좀더 사인파 형상으로 되도록 한다. 약 0.45 의 듀티비를 선택하므로 써 크기를 줄이고 도전 손실을 감소시키면서 무효 전력을 낮게 유지시킨다. 시스템은 또한 실제적으로 다이오드 전압(VDin)에서의 진동을 감소시키거나 완전히 없앤다.
상술한 실시예는 본 발명의 원리를 설명한 것이며 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 다른 장치가 발명될 수 있다.

Claims (10)

  1. 컨버터용 전압공급원에 접속되는 제 1 과 제 2 입력단자와,
    컨버터에 의해 구동되는 부하에 접속되는 공진 회로를 포함하는 출력수단과,
    상기 입력단자에 결합된 상기 인덕터 수단, 정류기소자, 제 1 반도체 제어 스위칭소자를 포함하는 제 1 직렬회로를 구비하는 고주파 컨버터 장치에 있어서,
    상기 정류기소자와 상기 출력수단 각각에 결합된 축적 커패시터 수단과 격리 커패시터수단과,
    상기 축적 커패시터수단에 결합된 제 2 반도체 제어 스위칭소자와,
    상기 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자 양단 각각에 결합된 제 1 과 제 2 다이오드수단과,
    적어도 축적 커패시터수단의 양단에 걸린 전압에 반응하고 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자의 제어 전극과 결합된 출력수단을 가짐으로써 서로 다른 시간 간격동안 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자를 교호로 온, 오프 트리거하는 제어회로를 구비하며, 상기 제 1 반도체 제어 스위칭소자는 장치의 역률보정 컨버터부를 형성하고 장치의 고주파 DC/AC 인버터부를 또한 형성하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 정류기소자의 전압을 정상상태값으로 클램프하기 위하여 상기 정류기소자와 상기 인덕터수단의 적어도 하나에 결합된 전압 클램프수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 전압 클램프수단은 인덕터 수단과 정류기소자 사이의 노드와 상기 입력단자의 하나에 결합된 다이오드로 이루어진 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 축적 커패시터수단, 상기 격리 커패시터수단, 상기 출력수단이 제 1 반도체 제어 스위칭소자 양단에 제 2 직렬회로로 접속되고, 제 2 반도체 제어스위칭소자가 상기 축적 커패시터수단과 상기 격리 커패시터수단 사이의 접합 점에 결합되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 축적 커패시터수단은 제 1 과 제 2 커패시터수단으로 분할되고, 상기 제 1 커패시터수단, 상기 격리 커패시터수단, 상기 출력수단이 제 1 반도체 제어 스위칭소자 양단에 제 2 직렬회로로 접속되고, 제 2 커패시터수단이 제 1 커패시터수단과 격리 커패시터수단 사이의 접합 점과 제 2 반도체 제어 스위칭소자 사이에 결합된 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 정류기소자는 제 1 입력 단자에 접속되어 있고 인덕터 수단은 제 2 입력단자에 접속되며,
    상기 격리 커패시터수단과 상기 출력수단은 정류기소자와 인덕터 수단 사이의 제 2 직렬회로에 접속되어 있고,
    상기 축적 커패시터수단은 정류기소자와 격리 커패시터사이의 접합점과 제 2 반도체 제어 스위칭소자 사이에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  7. 제 2 항에 있어서, 상기 정류기소자는 제 1 입력단자에 접속되어 있고 인덕터는 제 2 입력단자에 접속되어 있고,
    제 2 반도체 제어 스위칭소자의 하나의 주 전극과 상기 제 2 입력단자에 접속되어 정류기소자의 전압을 클램프하는 다이오드로 이루어진 전압 클램프수단을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  8. 제 1항 내지 제 3 항 증 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력수단은
    격리 커패시터수단에 직렬로 접속된 제 2 인덕터 수단과 격리 변압기의 1차 권선과,
    격리 변압기의 2차 권선에 결합된 추가의 커패시터를 구비하며, 상기 제 2 인덕터와 상기 추가의 커패시터가 상기 공진회로의 한 부분을 형성하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  9. 제 1항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어회로는 발진기와, 발진기 및 적어도 상기 축적 커패시터전압에 의해 제어되고 제어회로의 출력수단을 통하여 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자 각각의 제어전극에 인가되는 제 1 과 제 2 스위칭 전압을 발생하여 일정 듀티비에서 상기 반도체 스위칭소자의 제로전압 스위칭을 행하는 수단을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
  10. 제 1항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어회로는
    공급전압과 상기 축적 커패시터 전압에 의해 결정된 전압에 응답하는 듀티 비 스위핑범위 제어회로와,
    공중전압과 상기 듀티비 스위핑범위 제어회로의 출력전압에 의해 결정된 전압에 의해 제어되는 제곱근회로와,
    발진기와,
    발진기의 출력신호와 제곱근회로의 출력신호에 응답하여 가변 듀티비로 제 1 과 제 2 반도체 스위칭소자를 스위치하기 위하여 제어회로의 출력수단을 통하여 제 1 과 제 2 반도체 제어 스위칭소자 각각의 제어전극에 인가되는 제 1 과 제 2 스위칭 전압을 발생하는 수단을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 고주파 컨버터장치.
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