CN1056950C

CN1056950C - 具有功率因数校正的高频交流/交流变换器

Info

Publication number: CN1056950C
Application number: CN95190079A
Authority: CN
Inventors: R·刘; Ｗ·Ｊ·顾
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-02-10
Filing date: 1995-02-02
Publication date: 2000-09-27
Anticipated expiration: 2015-02-02
Also published as: DE69509459T2; TW276393B; JP3427385B2; KR960702207A; DE69509459D1; ATE179843T1; JPH08509354A; CN1123068A; US5598326A; EP0698310B1; KR100342457B1; MX9504237A; SG44798A1; WO1995022194A1; EP0698310A1

Abstract

具有功率因数校正的高频AC/AC变换器设备，包括提供功率因数校正的AC/AC变换器电路部分和产生用于如放电灯等负载的操作的高频AC信号的DC/AC变流器电路部分。AC/AC变换器电路部分包括二极管和电感器。该变换器设备使用第一和第二半导体控制开关器件，其中之一为整个变换器设备的各部分所共用。一个控制电路通过控制第一和第二半导体开关器件的开关操作来控制变换器设备的两个部分。具有恒定占空因数或占空因数扫描控制这两种控制技术。电压箝位电路抑制不需要的二极管电压的振荡。

Description

具有功率因数校正的高频交流/交流变换器

本发明涉及将低频交流(AC)电源电压变换成为高频输出交流(AC)电压的设备，特别涉及用于放电灯的操作的低成本、小型化电子镇流电路。

为了获得高的功率因数，已有技术的电子镇流电路采用单独的功率因数校正电路。图1表示用升压变换器(boost converter)进行功率因数校正的普通半桥电子镇流电路。电磁干扰滤波器(EMI)与例如50Hz或60Hz的低频AC线电压的终端连接，用来滤除级联成电子镇流电路的升压变换器和半桥直流/交流(DC/AC)变流器(DC/AC inverter)的高频操作产生的高频噪声。电源电压被全桥整流器D1-D4整流，产生脉动DC电压。在与整流器电路的输出端连接的升压变换器级中，流过电感器L的电流通过一个基准电流进行鉴测(该基准电流是由控制电路CCA根据被整流的线电压产生的)，从而使该电流的波形及相位与被整流的电压的波形相同。这是通过控制MOSFET开关Q0的“导通”占空因数和/或频率来实现的。

升压变换器从桥式整流器D1-D4接收脉动DC电压。当开关晶体管Q导通时，电流从整流器桥路流过电感器L和晶体管Q，从而电磁能存储在该电感器的电磁场中。当晶体管Q截止时，由于经由电感器L和隔直流二极管Q流动的电流的结果，使电感器中的电磁能转移到存储电容器Ce1和Ce2。这表示了升压变换器的普通操作模式。

升压变换器的输出是跨于电容Ce1和Ce2两端的被控制电路A粗调整的DC电压。该DC电压然后被与升压变换器的输出端连接的高频半桥DC/DC变流器转移成为高频AC电压，由此能够向负载提供电压稳定的输出功率。由于升压变换器的输入功率具有低频分量(100Hz或120Hz)而半桥DC/DC变流器的输出功率是被稳压的高频功率，所以，在此被表示为Ce1和Ce2的能量存储电容器设置在升压变换器级和半桥变流器级之间，以便平衡输入功率和输出功率。

根据在每一开关操作周期内控制流过电感器L的电流的方式的不同，可将升压变换器的操作模式分为两类，即“连续导电模式(CCM)”和“断续导电模式(DCM)”。在CCM中，可以使流过电感器L的电流的高频脉动很小，从而能够减轻对EMI滤波器的压力。这一控制方法的缺点在于开关MOSFET Q0的占空因数必须随被整流的线电压而变化，因此导致相当复杂的控制电路。在DCM中，如果MOSFET的导通时间是恒定的，则流过电感器L的电流的峰值就自动地跟随被整流的线电压的波形。因此可以极大地简化控制电路。这一优点就是为什么在小功率应用的场合通常在升压变换器级中采用DCM来进行功率因数校正的主要原因。

图1的电子镇流电路的主要缺点在于，对单独功率因数校正(PFC)级和单独DC/AC变流器级的需要增大了整个镇流设备的成本和体积。美国专利第4,564,897号(1/14/86)描述了减小电路复杂性的一种已有技术的尝试，在US 4,564,897中，平滑(即功率因数校正)电路和变流器电路共用一个公共开关元件和该开关元件的控制电路。该美国专利公开了采用相当小的电感器但提供了相当高的功率因数的电源，该美国专利在此作为参考文献。高频AC输出电压具有相当低的电源频率脉动分量，因此适合于放电灯的操作。但这一电源有严重的问题，即在输入AC电压发生变化的情况下或者有变化的负载需求的情况下，按所需的稳定程度来稳定变流器的输出是非常困难的。

美国专利第5,182,702号(1/26/93)描述了试图通过为整个系统提供一种较简单的控制电路来解决已有技术的某些不足的变流器设备。该变流器设备包括一个根据输入AC电压提供脉动DC电压给平滑(功率因数校正)电路的全波整流器。功率因数校正电路包括电感器、平滑电容器和将通过该电感器的脉动DC电压斩波成为该电容器两端的平滑DC电压的开关元件。设置了一种具有为功率因数校正电路共用的、并对DC电压进行切换以便向包括负载、电感和电容器的负载电路提供高频电压的开关元件的变流器。该电感和电容器确定了一种给该负载提供由第一和第二相反地流动的电流组成的振荡电流的谐振电路。该振荡电流在由该谐振电路时间常数确定的额定导通时间内流动。控制器检测第二电流的结束并在依赖于该第二电流的结束的时刻启动该公用开关元件，以便开始第一电流的流动。该控制器包括一个在额定导通时间内单独地控制第一电流的流动的实际导通时间的定时器。这就能够通过控制公用开关元件的实际导通时间来按照所需的电平稳定在平滑电容器上累积的DC电压。该电路同样也具有限制其在实际应用中的使用的某些不足。

因此，本发明的目的是提供具有改善的操作特性并且不受到已有技术的局限的低成本、小型化的电子镇流电路或高频AC/AC变换器。

本发明的另一个目的是提供具有高功率因数和低电流失真的简单和小型的高频AC/AC变换器电路。

本发明的还一个目的是提供只需要一个控制电路和需要比图1所示的电子镇流电路少的开关晶体管的电子镇流电路。

本发明的再一个目的是提供具有优于已有技术变换器设备的灯点燃特性的灯点燃特性的电子镇流电路。

本发明的另一个目的是提供能产生更接近正弦波形、并且显著地减小了在电子镇流电路或高频变换器的输入端处的全波整流器的二极管两端产生的电压尖峰电平的电子镇流电路或高频AC/AC变换器。

本发明的还一个目的是提供包括高频DC/AC变流器部件的电子镇流电路，该高频DC/AC变流器部件使用了改善电路性能并且使电路设计更加灵活的谐振LC电路。

本发明的再一个目的是将PFC升压变换器和高频DC/AC变流器的功能合并成为具有功率因数校正的单一的组合AC/AC变换器。

本发明的另一个目的是使用能导致电子镇流器的控制电路非常简单的脉宽调制(PWM)技术。

通过将输入PFC升压变换器和高频DC/AC变流器的单独的功能合并成为一个单级的具有功率因数校正的高频AC/AC变换器以提供功率因数校正和高频DC/AC变流器操作特性，从而实现了本发明的上述及其它目的和优点。

由于在图1所示的已有技术的系统中有两个单独的级，所以需要两个单独的控制电路(CCA)和(CCB)。本发明的组合电路将功率因数校正级和高频变换级合并成为一个级，所以不再需要一个功率级及其相应的控制电路，由此降低了电路成本。

本发明高频变换器设备的一个实施例包括：

与变换器的电源电压源连接的第一和第二输入端；

包括与要被变换器驱动的负载连接的谐振电路的输出装置；

包括电感器装置、整流器部件以及与所述输入端连接的第一半导体控制开关设备的第一串联电路。

本发明高频变换器设备的最佳实施例包括一对与60Hz AC线电压等连接的输入端，该对输入端通过电磁干扰滤波器和二极管桥式整流器电路进一步与具有功率因数校正的高频AC/AC变换器的一对输入端连接。第二输入端与高频变换器的公共线连接。最好是第一开关场效应晶体管(FET)与二极管和存储电容器之间的第一结点和该公共线连接。第二开关FET与存储和隔直流电容器之间的第二结点和该公共线连接。变压器次级绕组与负载(例如放电灯)连接，一个控制电路从负载电路接收反馈信号以便按照高频控制第一和第二场效应晶体管的开关操作。第三电容器与变压器次级绕组的两端连接并与第二电感器形成了LC谐振电路。

根据本发明，可以采用两种截然不同的控制技术。一种是恒定占空因数控制而另一种是占空因数扫描控制。下面将与附图的详细描述一起较详细描述这些控制技术。

根据以下参看附图所进行的对本发明的详细描述将会清楚本发明的上述和其它目的和优点。

图1是具有输入PFC的普通电子镇流电路的方框示意图，

图2是本发明第一实施例的方框示意图，

图3是使用恒定占空因数控制方法的、作为归一化的能量存储电容器电压(增益)的函数的归一化的线电流波形在半个周期内的关系的图示，

图4是恒定占空因数控制的控制电路的方框示意图，

图5提供了在图4的恒定占空因数控制电路中出现的信号的时间图，

图6是表示在半个电源周期(line period)T1期间占空因数(D)的变化的时间图，

图7是占空因数扫描控制的最大和最小占空因数的比值的图示，

图8是用于占空因数扫描控制的控制电路的一部分的方框示意图，

图9是本发明第二实施例的方框示意图，

图10是本发明第三实施例的方框示意图，在该实施例中，谐振电路与MOSFET Q1连接，

图11是表示谐振电路的半桥连接的本发明第四实施例的方框示意图。

图1表示具有输入PFC的普通电子镇流电路，它由提供功率因数校正功能的升压变换器1和给负载(放电灯)3提供高频激励电流的高频半桥DC/AC变流器2组成。第一控制电路CCA控制升压变换器中的开关FET Q，第二控制电路CCB控制高频变流器中的高频开关FET Q11和Q21。以上已描述了该普通电路，因此将不再进行讨论。对于单独的PFC级和单独的HF DC/AC变流器的需要，增大了图1所示整个镇流器系统的成本和体积。

现在参看图2，该图是本发明第一实施例的基本结构的方框示意图。一对输入端4、5给电磁干扰滤波器6提供60Hz(50Hz)的AC线电压。电磁干扰滤波器的输出又与桥式整流器电路7的输入端连接，该桥式整流器电路7在其输出端8、9产生脉动DC电压。端子8相对于端子9为正。

端子8和9与组合PFC升压变换器-高频DC/AC变流器10的输入线连接。包括功率因数校正电感器11、隔直流二极管12、能量存储电容器Ce和隔直流电容器Cb、谐振电感器13和输出变压器T的初级绕组的串联电路与电源端8和9连接。

第一开关MOSFET Q1连接在结点14和公共线9之间。这一开关元件为组合电路10的升压变换器电路部分和高频变流器电路部分所共用。第二开关MOSFET Q2(它只是HF变流器电路部分的一个部件)被连接在结点15和公共线9之间。二极管16和17分别与开关晶体管Q1和Q2并联连接。一些小电容器与二极管16和17并联连接。这些二极管和电容器可以是MOSFET器件Q1和Q2的固有部分。

变压器T的次级绕组与被表示为电阻RL的负载连接。在本发明的一个最佳实施例中，该负载是一个或一个以上的放电灯，组合的PFC变换器/HF变流器构成了该放电灯的电子镇流电路。谐振电容器20连接在变压器T的次级绕组的两端并且与负载RL并联。

电压箝位二极管D11连接在电感器11(Lin)和二极管12(Din)的结点和公共线9之间。

单个控制电路18具有与开关晶体管Q1和Q2的各自控制电极连接的第一和第二输出线以便控制它们的高频开关操作。该控制电路作为负载电压的函数而进行对其自身的控制，这用输入控制线19来示意性地表示。

两个MOSFET Q1和Q2被控制电路18按照固定的占空因数D交替地导通和截止，该固定的占空因数D被定义为开关器件Q1在一个开关周期Ts内的导通时间，即D＝Ton/Ts。电感器11(Lin)、二极管12(Din)、MOSFET Q1、MOSFET Q2的体二极管(body diode)17和能量存储电容器Ce形成了用于功率因数校正的升压变换器。半桥DC/AC变流器由MOSFET Q1、Q2、能量存储电容器Ce、隔直流电容器Cb、谐振电感器13(Lr)、隔离变压器T和谐振电容器20(Cr)组成。

对于电路的升压变换器部分，MOSFET Q1的占空因数在每一电源周期期间是固定的，以便避免在输出处的大的低频(120Hz或100Hz)脉动。因此，升压变换器的操作模式最好是DCM。在电容器Ce两端产生的升压变换器的输出电压Vce的调整是通过控制MOSFET Q1的占空因数来实现的。这一控制方法称为恒定占空因数控制，以下将详细描述控制电路的操作。当晶体管Q1导通时，被整流的线电压提供给电感器11(Lin)。因此，其电流如下地从零开始线性地增大：

i_{in} = \frac{| Vin |}{Lin} t - - - (1)

其中|Vin|表示在晶体管Q1的导通时间期间内在桥式整流器输出端8、9处的被整流的线电压。电压|Vin|在高频开关周期内可被认为是恒定的。能量在晶体管Q1导通时就存储在电感器Lin中。峰值电流如下地获得：

i_{in} = \frac{| Vin |}{Lin} \times DTs - - - (2)

其中D是占空因数而Ts是开关周期。由于Ts和D都是常数，所以公式(2)指出电感器电流i_in的峰值跟随|Vin|的波形。当开关晶体管Q1截止时，电感器电流i_in通过MOSFET Q2的体二极管17继续流动。因此，Lin两端的电压为：

V_lin＝|Vin|-Vce (3)电感器电流给电容器Ce充电，在晶体管Q1导通期间存储在Lin中的能量转移到电容器Ce。因此，电感器电流如下地线性放电：

i_{in} = \frac{| Vin |}{Lin} \times DTs - \frac{Vce - | Vin |}{Lin} \times (t - t_{off}) - - - (4)

其中t_off是当晶体管Q1截止时的时间常数。当电流到达零时，由于二级管12的存在，它理想地保持为零。电感器11两端的电压将理想地等于零，结果是二极管12两端的电压为Vce-|Vin|。但是，由于二极管12反向恢复电流和结电容的存在，在二极管12的电压中出现了不希望的振荡。这一振荡不仅造成二极管12(Din)的额外功率损耗，而且造成可缩短该二极管寿命的二极管的过量的压降(voltage stress)。因此在电感器11和二极管12的结点和公共线9之间增加了二极管D11，以便将最大二极管电压箝位到存储电容器Ce的电压Vce。因为二极管电压不是被箝位到其稳态值V_CE-|Vin|，所以这一方法是有效的，但不是最佳的。因此，仍存在一些小的振荡。流过电感器11的电流i_in的波形是三角形的。根据分析，在一个开关周期内其平均电流可如下地获得：

i_{in} = \frac{D^{2} TsVce}{2 Lin} \cdot \frac{| Vin | / V_{CE}}{1 - | Vin | / V_{CE}} - - - (5)

当高频谐波被EMI滤波器滤波时，线电流等于平均电流。因此，考虑到整流，利用|Vin|＝V_mSinWT的替换可如下地从(5)获得线电流i_line：

i_{line} = \frac{D^{2} TsVce}{2 Lin} \cdot \frac{\frac{1}{M_{p}}}{1 - \frac{1}{M_{p}} | SinWT |} \cdot SinWT - - - (6)

其中

M_{p} = \frac{Vce}{V_{m}} - - - (7)

可以看出，当占空因数D是固定的时，电流i_line基本上是正弦波电流并带有由以下项引入的失真：

1 - \frac{1}{M_{p}} | SinWT | .

图3表示线电流在一个电源周期内的图形表示。将M_p作为参数，用

进行归一化。从图3可见，随着M_p增大，正弦波更接近线电流，结果是功率因数更高，而THD(总谐波失真)较低。但是，较高的M_p导致较高的Vce，这将增大FET Q1和Q2的压降。因此，在FET的压降和变换器性能之间应有一折衷。

在电路的半桥DC/AC变流器部分中，由于晶体管Q1和Q2的开关作用，无DC分量的方波电压施加给由电感器13和电容器20(Lr、Cr)及隔离变压器T组成的谐振电路。该谐振电路被精密地调谐到方波电压V_ab的基波，所以谐振电容器20(Cr)两端的电压基本上是高频正弦波。因此，高频功率将提供给负载RL。

如果这样设计电路的高频DC/AC变换器部分以使谐振电路的谐振频率低于开关频率，则如果为栅极控制信号提供短的不作用时间间隔(dead time interval)，就能够获得开关晶体管Q1和Q2的零电压开关操作。在不作用时间间隔内，两个MOSFET都截止。流过谐振电感器的电流将对一个晶体管的漏-源电容进行充电而使另一晶体管的漏-源电容放电。因此，漏-源电压在MOSFET截止后逐渐减小并在该MOSFET导通之前下降为零。所以电路就提供了晶体管Q1和Q2的零电压开关操作。

恒定占空因数控制电路的方框图和该控制电路的信号的时序关系分别如图4和图5所示。开关频率由产生图5所示的锯齿波信号B的振荡器21确定。变流器10的输出电压通过隔离变压器T的附加绕组22反馈到同一变压器T的初级一侧，然后被整流器23整流以便获得DC电压。该DC电压和能量存储电容器电压Vce分别通过电阻R1和R2反馈到误差放大器24的反相(-)端。反馈电阻R3连接在误差放大器的输出端和反相端之间。

这些电压与通过端子25提供给误差放大器的非反相(+)端的基准电压V_ref比较，以便在误差放大器的输出端产生误差电压信号A。严格地说，误差放大器包括在虚线所示方框45内的所有元件。信号A和B(见图5)被传送到电压比较器26的非反相(+)和反相(-)端，以便产生具有图5所示波形的PWM(脉宽调制)输出信号C。反相器27被用来产生信号C的互补输出波形DD(见图5)。

信号C还提供给电压微分器电路28以便产生一系列脉冲信号E来触发两个单稳态多谐振荡器29和29A。多谐振荡器29是上升沿触发的单稳态多谐振荡器。多谐振荡器29A是下降沿触发的单稳态多谐振荡器。这些单稳态多谐振荡器在它们互补输出信号F和G通过图4所示的相应的“与”门30和31分别与信号C和DD组合时被用来产生用于零电压开关操作的图5中的不作用时间间t_d。如图5所示，“与”门30和31的输出H和I分别是开关器件Q1和Q2所需的控制信号。开关器件Q2的控制信号I需要一个电压电平移位电路34。驱动电路32和33被用来提供足够的功率来分别驱动开关器件Q1和Q2。

在高线电压或轻输出负载的情况下，输出电压V_o和能量存储电容器的电压Vce将增大，使误差放大器输出端处的信号A减小。由图5可见，如果信号A减小，则控制信号H的占空因数减小。因此，输出电压和能量存储电容器的电压被减小以补偿它们的增大，结果使输出电压恒定。在低线电压或重输出负载的情况下，输出电压V_o和能量存储电容器的电压Vce将减小。误差放大器的输出信号A则将增大，结果使控制信号H的占空因数增大。因此，V_o和V_ce保持不变。

图4的控制电路还包括保护电路和软启动电路。端子35处的存储电容器的电压Vce被提供给一个其反相输入端(-)与提供电压极限基准电压的端子37相连接的比较器36的非反相输入端(+)。端子38提供出与开关晶体管Q1(图2)中的电流I_Q1成正比的信号电压给另一比较器39的非反相输入端(+)。比较器39的反相输入端(-)与提供(晶体管Q1的)电流极限基准电压的端子40连接。

比较器36和39的输出端通过“或”门42与触发器50的复位输入端连接。触发器50的Q输出端与“与”门30和31连接，而Q输出端与软启动电路41连接。一对串联电阻R4和R5连接在电源电压端Vcc和地之间。FET 43和电容器Cs的并联电路连接在电阻R5两端，该晶体管的栅极与“或”门的输出端连接。二极管44连接在误差放大器24的输出端和电阻R4及R5之间的结点之间。

当电路首次导通时，软启动电容器Cs通过电阻R4、R5和电压源Vcc从零起缓慢地被充电。控制信号H的占空因数也缓慢地从零增大到其稳态值，实现软启动过程。

当能量存储电容器的电压Vce或下侧开关器件的电流I_Q1超过其极限值时，“或”门42的输出成为高电平，将触发器50复位为低电平。“与”门30和3L然后被关闭。没有信号施加给FETQ1、Q2的栅极。功率变换器将停止工作。与此同时，触发器50的Q输出变为高电平，使场效应晶体管43导通。软启动电容器Cs两端的电压通过该晶体管被放电成为零，使电路为下一次软启动作好准备。

该恒定占空因数控制电路相对地较为简单并且提供了高功率因数(＞0.99)和低THD(＜10％)。但是，这些特点的获得是以高的存储电容器的电压Vce为代价的，还导致了功率MOSFET的高的压降。

第二种控制方案即占空因数扫描控制用来克服上述问题。从公式(6)可以看出，如果在半个电源周期内如下那样地对占空因数进行扫描就能够获得正弦的线电流i_line：

D = D_{\max} \sqrt{1 - \frac{1}{M_{p}} | SinWT |} - - - (8)

半个电源周期内的占空因数D的曲线和被整流的线电压的线电压波形RLV一道如图6所示。当线电压位于其峰值时占空因数达到最小：

D_{\max} = D_{\max} \sqrt{1 - \frac{1}{M_{p}}} - - - (9)

为了减小电流压力(current stress)，应当这样选择功率因数校正电感器11的电感，即其电流刚好在FET Q1导通之前达到零。达种情况下，可以如在CCM升压变换器中那样获得电压变换系数。

M_{p} = \frac{1}{1 - D_{\min}} - - - (10)

因此，根据公式(9)和(10)有：

D_{\min} = 1 - \frac{1}{M_{p}} - - - (11)

D_{\max} = \sqrt{1 - \frac{1}{M_{p}}} - - - (12)

图7表示作为M_p函数的最大和最小的占空因数。

除增加了用于占空因数扫描的额外功能之外，根据公式(8)的占空因数扫描控制电路类似于恒定占空因数控制电路。这一扫描功能是利用图8所示的平方根据计算级46和占空因数扫描范围控制电路47来实现的。

在图8中，被整流的线电压|Vin|从端子48提供给平方根据计算级46以及由电阻R_f和电容器C_f组成的低通滤波器，电阻R_f和电容器C_f提供正比于被整流的线电压V_m的振幅的电压。利用由与提供电压Vce的端子49连接的电阻R6和R7构成的电阻分压器还获得了正比于存储电容器的电压Vce的电压V_R7°电阻R7两端的电压V_R7然后在除法器电路50中被除以电压V_m，以便获得正比于M_p的信号K。因此，平方根计算级的输出端处的信号L呈现如公式(8)的右侧表示的平方根波形。信号L通过电阻R1耦合到图4的控制电路图中的误差放大器24的反相端，以便控制信号H的占空因数。通过在每一电源周期T1内引入占空因数扫描控制，就能够获得高的输入功率因数和低的THD，同时保持低的电压Vce以便降低开关压降(switch stress)。但是，占空因数扫描控制的使用，导致了输出电压中低频脉动的增大。在照明应用中，这种低频电压脉动用被称为波顶因数(crest factor)的参数来表示，波顶因数被定义为：该峰值电压除以输出电压的rms值。只要波顶因数的值小于1.7，输出电压中的低频脉动的存在就是可接受的。

如上所述，在带有或不带有箝位二极管D11的图2的变换器电路中包含着隔直流二极管12的二极管电压(V_Din)中的不希望有的振荡。

消除这种不需要的振荡的较有效的方法是如图9所示地对二极管电压V_Din进行箝位。在这一实施例中，电感11(Lin)连接在全桥整流器7的负端9和地线之间。电压箝位二极管D11现在连接在端子9和开关器件Q2的源极之间。在图9所示的电路中，二极管12的电压将从零开始增大而电感器电压将在二极管Din截止后从负值增大到零。当电感器的电压V_Lin达到零并成为正的时候，因为MOSFET Q2导通和V_Lin的正电压给二极管D11提供正偏压，所以箝位二极管D11导通。因此，电感器电压被箝位为零值，当i_Lin＝0时，该零值是电感器的稳态值。这样一来，二极管电压V_Din等于Vce-|Vin|，即当其处于截止状态时其的稳态值。因此，在图9的变换器电路中没有产生振荡。除以上说明外，图9的变换器电路以类似于图2电路的方式操作。

本发明的另一实施例如图10所示。除由Lr、Cb、Cr、T和RL组成的谐振电路与开关MOSFET Q1连接外，这一电路类似于图2和9的电路。在图10中，电感器11又如图9那样地连接在返回线中。能量存储电容器Ce不再在具有电容器Cb和电感器B(Lr)的串联电路中，但仍然连接在二极管12(D_in)的阴极和晶体管Q2之间。箝位二极管D11如图9那样地连接。

图11表示包括整个变换器电路的谐振电路的半桥连接的本发明的另一实施例。能量存储电容器Ce现在由两个单独的存储电容器Ce1和Ce2组成。这两个存储电容器串联连接在二极管12(D_in)的阴极和FET Q2之间。这两个能量存储电容器Ce1和Ce2也作为分压器。

在图2、图9、图10和图11中，N沟道FET Q2可用一个其源极接地的P沟道FET来代替。在这种情况下，图4的控制电路中的电压电平移位电路34可以省略。操作保持不变。

如果不需要隔离，就可以去除隔离变压器。

考虑到功率因数校正升压变换器和高频DC/AC变流器共用开关晶体管和控制电路的事实，本发明需要较少的元件，因此在功率因数较高和电流失真较小的情况下减小了整个电路的成本和体积。两个MOSFET的零电压开关操作减小了开关损耗和EMI噪声。由于PWM技术可用来稳定电源变化以及功率因数校正是这一电路所固有的，所以控制电路可以非常简单。占空因数扫描控制可改变占空因数以便使输入电流波形更正弦化，这是本发明另一个有吸引力的特点。通过选择约为0.45的占空因数来保持低的无功功率，结果使体积较小并减小了导通损耗。本系统还在实际应用上显著地减小了或完全地消除了在二极管电压(V_Din中的振荡。

应当理解，上述实施例只是本发明原理的说明，本领域的技术人员不背离本发明的精神和范围可以设想其它结构。

Claims

1.一种高频变换器设备，包括：

与变换器的电源电压源连接的第一和第二输入端；

包括与要被变换器驱动的负载连接的谐振电路的输出装置；

包括电感器装置、整流器部件以及与所述输入端连接的第一半导体控制开关器件的第一串联电路；其特征在于包括：

分别与所述整流器部件和所述输出装置连接的存储电容器装置和隔直流电容器装置；

与所述存储电容器装置连接的第二半导体控制开关器件；

分别与所述第一和第二半导体控制开关器件跨接的第一和第二二极管装置；以及

控制电路，至少对存储电容器装置两端之间产生的电压作出响应，并具有用来控制第一和第二半导体控制开关器件的控制极以便在互不相同的时间间隔内交替地触发第一和第二半导体控制开关器件导通和截止的输出装置，所述第一半导体开关器件构成该设备的功率因数校正变换器部分，还构成该设备的高频DC/AC变流器部分。

2.权利要求1的变换器设备，其特征在于，还包括与所述整流器部件和所述电感器装置中的至少一个相连接，以便将整流器部件的电压箝位到稳态值的电压箝位装置。

3.权利要求2的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述电压箝位装置包括与电感器装置和整流器部件之间的结点以及所述输入端之一连接的二极管。

4.权利要求1、2或3的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述存储电容器装置、所述隔直流电容器装置和所述输出装置连接在与第一半导体开关器件并联的第二串联电路中，第二半导体开关器件与所述存储电容器装置和所述隔直流电容器装置之间的结点连接。

5.权利要求1或2的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述存储电容器装置被再分成第一和第二电容器装置，第一电容器装置、所述隔直流电容器装置、和所述输出装置连接在与第一半导体开关器件并联的第二串联电路中，第二电容器装置连接在第二半导体开关器件和一个处在第一电容器装置和隔直流电容器装置之间的结点之间。

6.权利要求1或2的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述整流器部件与第一输入端连接，电感器装置与第二输入端连接；

所述隔直流电容器装置和所述输出装置连接在整流器部件和电感器装置之间的第二串联电路中；并且

所述存储电容器装置连接在第二半导体开关器件和一个处在整流器部件和隔直流电容器之间的结点之间。

7.权利要求2、5或6的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述整流器部件与第一输入端连接而电感器与第二输入端连接，并且还包括：

电压箝位装置，它包括与第二半导体开关器件的一个主电极和所述第二输入端连接、从而箝位整流器部件的电压的二极管。

8.上述任一权利要求的变换器设备，其特征在于，其中所述输出装置包括：

与隔直流电容器装置串联的第二电感器装置和隔离变压器的第一绕组，以及

与该隔离变压器的第二绕组连接的第一电容器，所述第二电感器和所述另一电容器构成所述谐振电路的一部分。

9.上述任一权利要求的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述控制电路还包括振荡器以及被该振荡器和至少所述存储电容器装置控制的装置，用于产生通过控制电路的输出装置而作用于第一和第二半导体控制开关器件的各自控制极的第一和第二开关电压，以便按照恒定占空因数对所述半导体开关器件进行零电压切换。

10.上述任一权利要求的变换器设备，其特征在于，在该设备中，所述控制电路还包括：

对由电源电压和所述存储电容器装置的电压所确定的电压作出响应的占空因数扫描范围控制电路；

被由电源电压和所述占空因数扫描范围控制电路的输出电压确定的电压所控制的开平方根电路；

振荡器；以及

响应振荡器的输出信号和平方根电路的输出信号来产生通过控制电路的输出装置而作用于第一和第二半导体控制开关器件的各自控制极的第一和第二开关电压、以便以可变占空因数循环来切换第一和第二开关器件的装置。