CN1600048A - 具有无损切换的高功率因数电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

一种电子转换器，接收低频输入功率、将该功率转换为电压大于输入电压峰值的DC功率并从换向器级提供输出功率。输入级中功率半导体设备的无损切换是通过当通过该设备电流端子的电压为0时开启各设备来实现的。通过输入电路主电感的电流是三角形的，而且至少几个高频周期是基本单向的。为了确保无损切换，通过输入电路主电感的电流可以在切换之前短暂反向。为了用作电子弧光灯镇流器，换向器级也使用无损切换，而且通过输出电感的基本单向的三角形电流是周期性反向的。

Description

具有无损切换的高功率因数电子镇流器
技术领域
本发明涉及接收低频输入功率、将其转换为电压大于输入电压峰值的DC功率并从全波或半桥式输出转换器提供输出功率的电子转换器电路。许多电子灯镇流器都是这种设备的实例。
背景技术
图1是每种功能都具有独立级的现有技术转换器的简化示意图。升压转换器11提供对输入电流的功率因数校正，并具有比传统全波整流器12峰值输出高的DC输出。EMI滤波器13阻止来自升压转换器的高频噪声传导回输入功率线。降压转换器14使升压转换器的输出与期望的全桥式负载换向器或倒相器15的输入电平相等。控制器16控制升压转换器中的切换频率或时间以尽可能维持输入电流为正弦曲线，响应由负载换向器或倒相器吸收的电流，控制器17调节降压转换器中的切换，而控制器18设置换向器15的频率和/或切换时间来满足负载需求。
图2是具有从本专利发明者所著美国专利6,225,755可了解的简化电路的高功率因数转换器示意图。这个专利的输出转换器不是象典型的倒相器那样操作，其中输出设备交替接通和切断。更确切地说，有一个输出功率切换设备HF3根据高频脉宽调制结构在能指定的一段时间里交替接通和切断，然后另一个输出功率切换设备HF4类似地在该能指定的一段时间里切换，从而输出端通过电容器C2的电压是低频方波。因此，这种转换器适合驱动优选地不应当以10KHz范围内频率驱动的高亮度放电(HID)灯。
美国专利6,225,755没有清楚地描述输入开关HF1和HF2及输出开关HF3和HF4的电流和电压切换条件。更确切地说，输入开关被描述为以高频脉宽调制结构进行控制以形成与干线电压信号同相的输入电感电流，而输出开关以高频脉宽调制结构进行控制以形成作为低频方波流经电感L2的电流信号。输出开关的操作频率可以是指定的频率。在方波的一个输出极性中，一个输出开关具有被挑选出来用于产生通过另一个开关的期望平均电压的高频操作循环，这另一个开关在这半个周期是未激活的。
普通技术人员应当理解，当输入转换器操作在连续导通模式(CCM)时，开关的操作使得在高频切换周期中，电感电流保持连续，永远都不会达到0。电流仍然线性上升和线性下降，但是与电感电流的平均值相比，这个高频成分通常很小。
当镇流器操作在不连续导通模式(DCM)时，开关的操作使得在高频周期中，电感电流首先线性上升，然后线性下降到0。然后，在高频切换周期重启之前该电流保持一段时间为0。这种操作模式通常在切换频率固定为常量时使用。
临界不连续导通模式(CDCM)是CCM与DCM之间的分界线。开关的操作使得电感电流首先上升，然后下降到0。当电流达到0时，切换周期立刻重复。切换依赖于电感电流边界，因此切换频率将依赖于转换器的操作条件，而且将随这些条件而改变。
发明概述
本发明的一个目的是提供一种电子转换器，由于功率半导通设备的无损切换，该转换器具有提高的效率。
本发明的另一个目的是提供一种部件个数减少的电子转换器。
本发明还有一个目的是提供一种具有可控制为低以调制频率输出的电子灯镇流器，该镇流器具有提高的效率。
根据本发明，转换器效率是通过使用输入级功率设备的无损切换来提高的。输入级接收低频输入功率并将其变换为电压比该低频功率峰值电压高的DC功率。优选地，该转换器还具有倒相器级的无损切换，其中倒相器将DC功率转换为具有高频成分的输出功率。
在本文中，无损切换要求在设备开启时通过该设备电流端子的电压必须基本上为0。无论何时只要这个电压不再为0，能量就存储在开关的输出电容中；如果开关在能量存储的时候开启，则输出电容能量流入开关，这代表了能量的损耗。为了产生无损切换，用主电感电流对开关输出电容进行充电和放电，从而开关能够总是以0电压开启。为了确保切换是无损的，可以使电感电流在切换之前短暂反向，从而除去输出电容中存储的电荷。
根据本发明的输入级向正负DC总线提供DC功率。之间具有切换节点的两个输入功率切换设备在高低信号线之间串联。一个具有中间接头的电容性分压器也连接在这些信号线之间。升压电感连接在切换节点和中间接头之间。一条信号线直接连接到一条DC总线，而另一条信号线则通过电流传感电阻连接到另一条DC总线。
根据本发明的输出转换器级具有两个缓冲电容器，之间有一个切换节点的这两个缓冲电容器在两条DC总线之间串联，输出转换器还具有两个转换器功率切换设备，之间有一个输出节点的这两个转换器功率切换设备在总线之间串联。负载电流通过其流动的高频电感连接在切换节点和输出节点之间。
不象大多数与图1类似的现有技术转换器，在每一级中，通过电感的电流都不是正弦曲线，而且电路也不是共振的。更确切地说，通过每个电感的电流都是三角形的，而且至少对几个高频周期是基本单向的。在输入级中，为了在三角形脉冲的方向由输入电压极性确定的时候确保0电压切换，电感电流必须稍微变负；即短暂反向。这种电流反向可以由电流传感电阻来检测。
在倒相器级，通常没有必要为保证无损切换而将电流反向。但如果负载是弧光放电灯，则期望周期性地反转电流方向。
在一种优选实施方案中，转换器是用于弧光放电灯的电子镇流器。当输出方波的频率为中低音频时，灯可以是HID灯。灯电流不是通过改变转换器的频率，而是通过控制倒相器开关关闭所需的输出电感电流值来控制。同样，DC电压也是由输入功率切换设备关闭的时刻来确定的。
附图简述
图1是现有技术转换器的简化电路图；
图2是美国专利6,225,755中所公开的高功率因数电子镇流器的简化电路图；
图3是根据本发明的高功率因数电子镇流器的简化电路图；
图4是显示流经升压电感的电流及输入级切换设备切换的时序图；
图4a和4b是图4中t1和t2之间时段内起作用的电路部件及电流和电压放大图的简化图；
图4c和4d是图4中t3和t4之间时段内起作用的电路部件及电流和电压放大图的简化图；
图5是干线电压一个完整周期上的升压电感电流图；
图6是显示流经负载电路电感的正电流及输出级切换设备切换的时序图；
图6a和6b是图6中t11和t12之间时段内起作用的电路部件及电流和电压放大图的简化图；
图6c和6d是图6中t13和t14之间时段内起作用的电路部件及电流和电压放大图的简化图；
图7是以简化形式显示负载电路电感电流的波形图。
具体实施方式
图3的电路拓扑结构与US 6,225,755的主要区别在于增加了电容性分压器。根据本发明，这种变化允许显著改进的操作。
传统EMI滤波器33示为具有π结构的电容器C31、C32和电感L31，提供组合整流/升压转换器电路。通过EMI滤波器，干线电源的中性侧连接到两个桥式二极管D31和D32之间的节点，而干线电源的热态或线电压侧则连接到由电容器C33和C34构成的电容性分压器的中间节点，还连接到升压电感L33的输入端，升压电感L33的另一端连接到由优选地为MOSFET的开关M31和M32构成的输入半桥。桥式二极管D31和D32、电容性分压器及输入半桥连接在正负信号线之间，它们分别连接到正DC总线及通过电流传感电阻R31连接到负DC总线。控制器36从信号线和电阻R31接收输入，并向MOSFET M31和M32提供控制信号。
同构成换向器半桥的两个负载开关M33和M34一样，两个能量存储电容器C35和C36在正负总线之间串联。具有与之并联的滤波电容器C37的灯负载37一端连接到电容器C35和C36之间的中点，另一端通过高频电感L34与小饱和变压器Ls1串联到开关M33和M34之间的节点。控制器39接收表示存在显著电感电流及表示灯电压和/或电流的输入，并向MOSFET M33和M34提供控制信号。
电路操作
升压转换器
当干线电压为正时，iL33的平均值为正，二极管D32开启，从而干线电压在C34上出现。当如图4所示t0＜t＜t1时，M32开启，iL33上升，从而能量存储在L33中，且R31中电流为0。当t2＜t＜t3时，M31开启，iL33为正但下降，能量从L33中流出，C35和C36充电且通过R31的电流可用于确定t＝t3。
根据图4所示基本时序图与图4a-4d所示临界切换时间附近起作用的电路部件及电流和电压的视图，很容易理解输入级的详细操作。在t0时刻，输入开关M32开启，通过升压电感L33的电流iL33线性上升，在t1时刻当开关M32关闭时升至最大值。电流iL33继续流动，对开关M32的寄生电容cM32充电，同时对开关M31的寄生电容cM31放电，从而使得这两个开关之间节点的电压V31从接地上升到正总线电压。当该节点电压达到正总线电压时，M31的电容已经放完电，且iL33流经M31的体二极管，将M31和M32之间的节点固定在正DC总线电压。在这个时候，t2时刻，开关M31可以0电压开启。然后，电流iL33将线性下降。
如由通过R31的电压所检测的，当iL33达到0时，就到达t3时刻。MOSFET M31关闭。这使得电压V31下降到等于2Vin-Vbus的最小值，该值近似等于接地电压。如果V31达到接地电压，则M32的体二极管将V31固定为接地，而M32可以0电压开启，开始切换周期的重复。如果V31没有达到接地，则M32可以V31的最小值开启，该最小值仍然能够减小损耗。可选地，如果V31没有达到接地，则可以延迟M32的开启，使得电流iL33变得更负。如果有足够的能量存储在升压电感L33中，则cM31将完全充电，而cM32将完全放电。这确保V31达到接地，从而M32可以真正利用0电压切换开启。
当干线电压为负时，除电流方向和开关操作相反，及二极管D31导通而D32不导通之外，操作与上述非常类似。
除输出电压和功率要求将确定升压与输入电感电流的量之外，以上描述独立于输出级的切换和电流周期。
换向器输出电路
输出或换向器级的操作在许多方面与升压转换器的操作是相似的：对于平滑输出电压的一个极性，电感电流以一个方向上升和下降，而对于另一个极性，电流方向和开关操作相反。由于有平滑电容器C37，因此负载电压和电流没有达到输出功率切换设备切换频率的显著成分。
当输出电压为正时，iL34的平均值为正。当如图6所示t10＜t＜t11时，M33开启(开关闭合)，iL34上升，从而能量从C35中流出，并且其中有一些能量存储在L34中。t10以后立刻有足够多的电流流动，从而变压器Ls1饱和，其次边看起来象是短路。当t12＜t＜t13时，M34开启，iL34为正但下降，能量从L34中流出，且Ls1的阻抗被检测以确定何时t＝t13。
根据图6所示基本时序图与图6a-6d所示临界切换时间附近起作用的电路部件及电流和电压的视图，很容易理解输出级的详细操作。状态11在t10时刻当上部输出开关M33开启时开始。于是，通过L34的电压就是0.5*Vbus-Vout。通过输出电感的电流iL34线性上升恒定的一段时间，直到t11时刻开关M33关闭且电路进入状态12。电流iL34继续流动，并在开关寄生电容之间分开，对开关M33的cM33充电，而对开关M34的寄生电容cM34放电，从而使得这两个开关之间节点的电压V33从正总线电压Vbus降至接地。当该节点电压达到接地时，电容cM34已经放完电，且M34的体二极管打开，将节点电压V33固定在接地。然后，开关M34可以0电压开启，电路进入状态13。
在状态13中，通过L34的电压是-(0.5*Vbus+Vout)。于是，电流iL34将线性下降。如由Ls1的阻抗所检测的，当iL34达到0时，到达t13时刻。MOSFET M34关闭，电路进入状态14。
在状态14中，L34、cM33和cM34构成一个共振电路。电压V33增加到等于Vbus+2*Vout的最大值。当V33达到Vbus时，M33的体二极管将V33固定到Vbus。然后，M33可以真正的0电压切换开启，开始切换周期的重复。
对于负的半个输出周期，除电流方向和开关操作相反之外，其操作与上述非常类似。由于这些电容器的值使它们两端的纹波电压在输出频率是可以忽略的，因此流进或流出C35和C36的功率的区别并不明显。输出转换器通过控制输出切换设备关闭时的电流值或时刻来控制负载电流或电压。因此，输入和升压电路中的切换频率可以不同于输出换向器中的切换频率。这允许对灯开启或变暗的输出控制，或者对拆卸灯(或者一个灯)的响应，从而灯电流具有不依赖于升压转换器频率的期望值。
时刻T12可以确定为根据系统时钟确定的常量，或者确定为时钟时刻或被控制以便将平均负载电流维持在期望值的电感峰值电流。
如果负载可以被DC驱动，或者被电压和电流不反向从而提供另一条改变负载功率的路径的脉宽控制信号驱动，则由于一个输出开关及其控制电路可以去掉，因此有可能简化电路。例如，C35和C36可以合并为一个较高电压的电容器，图3所示负载电路的左端子可以连接到负DC总线，而开关M34可以由一个极性与M34体二极管相同的二极管来代替。
许多其它的变化和实施方案都可以利用该创新电路的原理，本发明的范围只能由所附权利要求来限制。

Claims (10)

1、一种高频功率转换器电路，包括：
包括半导体输入级功率切换设备(M31、M32)的输入级，用于接收低频功率，并具有电压(Vbus)比所述低频功率的峰值电压高的整流输出，及
包括至少一个半导体输出功率切换设备(M33、M34)的换向器级，其连接到所述整流输出并具有用于耦合到负载(37)的输出，
特征在于该转换器电路还包括用于提供所有所述功率切换设备无损切换的装置。
2、如权利要求1所述的转换器电路，特征在于所述输入级具有两个在两条信号线之间串联的所述输入级功率切换设备(M31、M32)，
所述装置包括电容性分压器(C33、C34)和升压电感(L33)，
所述电容性分压器(C33、C34)有第一端子连接到一条所述信号线，有第二端子连接到另一条所述信号线，还有中间接头，及
所述升压电感(L33)连接在所述中间接头和所述两个输入级功率切换设备(M31、M32)之间的节点之间。
3、如权利要求2所述的转换器电路，特征在于所述装置还包括用于检测通过所述升压电感(L33)的电流(iL33)何时改变极性的第一传感元件(R31)，及用于响应升压电感电流(iL33)极性改变而开启一个所述输入级功率切换设备(M31、M32)的升压控制电路(36)。
4、如权利要求3所述的转换器电路，特征在于该转换器还包括正DC总线和负DC总线，所述至少一个输出功率切换设备(M33、M34)连接在这两条总线之间，及
所述第一传感元件(R31)连接在一条所述信号线与一条所述总线之间。
5、如权利要求4所述的转换器电路，特征在于所述传感元件(R31)是电阻。
6、如权利要求1所述的转换器电路，特征在于该转换器还包括所述整流输出与之连接的正DC总线和负DC总线，且换向器级包括：
在两条总线之间串联的两个所述半导体输出功率切换设备(M33、M34)，在两个功率切换设备之间具有输出节点，及
包括高频电感(L34)和负载接头的串联电路，连接在所述输出节点和至少一条所述总线之间，及
所述装置还包括用于确定通过所述高频电感(L34)的电流何时约等于0的传感设备(Ls1)。
7、如权利要求6所述的转换器电路，特征在于所述传感设备(Ls1)包括饱和电感，
所述换向器级还包括响应所述饱和电感(Ls1)阻抗的增加而开启一个所述输出功率切换设备(M33、M34)的输出控制电路(39)。
8、如权利要求7所述的转换器电路，特征在于所述饱和电感(Ls1)是具有二次绕组的饱和变压器的一部分，所述二次绕组连接到所述输出控制电路(39)。
9、如权利要求6所述的转换器电路，特征在于所述串联电路包括连接在所述负载接头之间的平滑电容器(C37)，及
所述换向器级还包括控制所述输出功率切换设备(M33、M34)切换的输出控制电路(39)，该输出控制电路使得通过所述输出电感(L34)的电流(iL34)在多个切换周期中以一个方向流动，然后在同样多的切换周期中以相反的方向流动，
由此当输出电感电流流动的方向反转时，通过所述平滑电容器(C37)的电压反向。
10、一种电子灯镇流器，包括如前面一项或多项权利要求所述的转换器。
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