CN1381157A

CN1381157A - 电子镇流器

Info

Publication number: CN1381157A
Application number: CN01800935A
Authority: CN
Inventors: 张劲
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2000-02-29
Filing date: 2001-02-07
Publication date: 2002-11-20
Also published as: WO2001065893A2; EP1198975A2; WO2001065893A3; US6337800B1; JP2003525562A

Abstract

一种低频到高频功率转换器具有从高频电压源到用于高频电压源的DC电源电路的低频输入端的功率反馈网络。该网络在高频电压源工作范围内的一或多个旁路上构成具有电感性阻抗的一个反馈路径的一部分。在荧光灯镇流器的实施例中,反馈是由一个负载连接点通过具有至少一个电感和一个串联电容的路径形成的。DC电源电路输入端的一个低通滤波器可以有一个跨接整流器输入的旁路电容。反馈网络还可以包括与电感和电容的并联组合相串联的一个电容。在另一个实施例中,反馈电感是连接到整流器输入的一个抽头电感,其两个电感部分具有相互排斥的零电流周期。

Description

电子镇流器

本发明涉及到用于高频操作诸如萤光灯等放电灯的电子镇流器，特别涉及到那种具有最少数量有源部件的镇流器。

大多数灯镇流器的逆变器是为了在高度竞争的市场上销售而大量制造的，因此主要是考虑可靠性和成本。之所以广泛采用半桥逆变器是因为它具有价格相对低廉并且高效的零件。一种特别有效的电子镇流器或变换器具有一个负载电路，它采用一个具有线性线圈往往还有MOSFET开关(金属氧化硅场效应晶体管)的谐振电感或变压器。在本文中，线性线圈是指这样一种线圈，它在所有正常工作条件下都能够伴随着磁通等级的明显增加而明显地增大磁化电流。然而，因为二极管和逆变器晶体管的开关动作，电路在不同级的高频和线电压周期当中的操作仅仅是分段线性的。

为了即要改善线电流功率因数又将灯电流波顶因素保持在可以接受的限度之内，已经对电路提出了许多修改建议。例如，已知在低频输入功率的各个周期中可以改变逆变器频率。为改进动作镇流器的性能而提出的大多数早期建议都包括实质的附加电路，但是近年来已经出现了许多比较简单的高频功率反馈电路，令为逆变器供电的DC母线的整流器二极管在整个低频周期内全都导通。一般来说，这些反馈电路可以将部分或全部负载电流连接到一个逆变器端子上，或者是通过一个反馈电容将来自逆变器或负载电路的高频电压连接到这些端子当中的一个。

然而，按照公知的功率反馈电路，灯镇流器的设计者不得不在灯的波顶因素，线电流功率因数，以及电路成本和复杂性之间采取不得以的折衷。另一个复杂因素是，在需要降低灯的亮度时总是希望使灯变暗而节省功率。

美国专利US5,608,295提供了功率反馈的例子，等于谐振电容C8上的电压加上加在一个匹配变压器上的一部分灯电压的一个电压通过一个电容2A被送到倍压电源的一个输入端。抽头1T在绕组上的位置使得该电压的幅值大于输入线电压，因此，在每个高频周期的一部分时间内，有一个或另一个整流器二极管会导通。图1表示一种全桥整流器的实施例，串联跨接在线输入到电桥上的两个电容C2A和C2B之间的节点上有类似的反馈。

这种反馈的缺点在于，如果为了使灯变暗而提高逆变器频率，或者是因为拆掉了灯(或者是在多个灯的装置中拆掉一个灯)而造成频率上升，反馈就会增大，并且使DC母线电压趋向上升。这样会增大所有部件上的应力，并且会因为要求各部件的额定值比实际需要高而降低了可靠性或增加成本。

本发明的目的是提供一种用于驱动可变负载的低频到高频转换器，能避免DC母线在轻负载时过度升压。

本发明的另一个目的是提供一种供萤光灯镇流器使用的转换器。

本发明的再一个目的是提供一种萤光灯镇流器，在为了暗淡而升高频率时能够避免过度升压。

按照本发明的高频功率转换器包括一个DC电源电路，它通过一个输入网络从一个低频电压源接收低频功率。一个大容量存储电容电路在低频线电压的一周期内维持来自电源电路的电压基本上恒定。连接一个从DC电压接收功率的高频电压源。在高频电压源和DC电源电路低频功率一侧的节点之间连接一个反馈网络。该网络构成一个反馈路径的一部分，反馈电路在高频电源的工作频率范围内的一或多个频率上具有感性阻抗。

按照上文所述的功率转换器具有这样的优点，在电压源的工作范围内比正常工作频率高的频率上，反馈路径中的总阻抗会上升。这一特性在无负载或轻负载工作期间能够降低过高的DC母线电压。另外，对于电压源的高频谐波来说，感性反馈能使反馈电流比容性反馈更接近正弦波。这样就能减小跨接在低频电源和整流器上的输入电容。

按照第一实施例，高频电压源被连接到由一个半桥逆变器的输出提供的负载电路。负载电路最好是包括一个谐振电感，并且负载电路的连接点即反馈网络被连接成接收一个与负载电压成比例的电压。

在按照本发明第一实施例的莹光灯镇流器，莹光灯直接或是通过一个匹配变压器被连接到负载连接点上。匹配变压器可以是具有高输出电压的增压变压器。有一个谐振电容与灯并联连接，并且/或是可以有一个小电容与灯串联。使用增压变压器能够操作一个以上的灯，只要每个灯具有自己的串联电容，就不需要特别选择的起动电路。

在本发明的灯镇流器中，线电流波形比纯粹电容性的反馈较少受到为改善波顶因素的频率调制的影响。在灯镇流器的另一个最佳实施例中，反馈网络包括与一个电感和一个电容的并联组合相串联的一个电容。在这一实施例中，反馈路径中的感性阻抗位于反馈网络中。输入网络最好是一个低通滤波器，它具有连接到DC电源电路的一个AC输入端上的至少一个电容。DC电源电路是一个桥式整流器，而这一网络被连接在一个负载连接点和两个二极管中间的AC输入节点之间。这一实施例所具有的特别优点是可以平衡通过二极管的电流。

按照这一实施例的一种变形，一个类似的反馈网络被连接在将低频输入串联跨接到整流器电路上的两个电容之间的一个节点上。

在第二最佳实施例中，输入网络包括串联磁耦合的两个感性元件，一个感性元件的一端被连接到整流器的一个输入端。反馈网络是由连接在负载电路和感性元件中间的连接点或节点之间的一个电容构成的。在这一实施例中，反馈路径中的感性阻抗位于输入网络中。按照本实施例的上述具有谐振负载电路的灯镇流器还有一个优点，那就是能够降低通过整流器二极管的峰值电流，有更多的能量能够通过反馈电感直接传送给负载，从而改进了镇流器的效率。

在第三实施例中，反馈网络被连接在半桥逆变器的输出和DC电源电路的低频功率一侧的节点之间。反馈网络可以只包括串联的一个电感和一个电容。

在每一个实施例中，反馈网络中的电感比EMI网络中惯常使用的谐振电感要小得多，但是又足够大到能使反馈路径中的等效阻抗在至少一种工作模式下随着逆变器频率范围内的至少一部分频率而上升，所述的工作模式有增压，灯暗淡，或者是在拆掉灯泡或不工作时操作镇流器。当然，电感的实际值有一部分是按照设计的负载功率，逆变器的正常工作频率，以及低频电源的电压来确定的。

以下要参照附图进一步解释本发明的电路结构的实施例。在附图中，图1是按照本发明的一种变换器的总体框图，

图2a-2d是图1的变换器中使用的输入网络的示意图，

图3是本发明的灯镇流器的第一实施例的一个示意图，在一个整流器输入节点上的反馈连接中具有一个合成阻抗，

图4是本发明的灯镇流器的第二实施例的一个示意图，在包括低频输入和整流器输入节点之间的一个电感的反馈路径中具有合成阻抗，

图5是图3所示镇流器的一种变形的示意图，

图6是本发明的灯镇流器的第三实施例的一个示意图，在包括逆变器输出和整流器输入节点之间的一个电感的反馈路径中具有合成阻抗，

图7是例举的功率反馈路径阻抗的一个Bode图，

图8是图3所示电路当输入电压处在低频正半波中时的一个等效电路，

图9是图8所示电路的电流和电压波形图，

图10a-10f是在一个高频周期的连续间隔中对应着图8的简化电路，以及

图11是图4所示实施例的电流波形图，用来表示通过输入/反馈电感的电流。

按照本发明，图1的总体电路包括用于低频电源的连接点2，它们通过一个输入网络4连接到一个整流器5上。输入网络4最好能布置成一个低通滤波器，还可以包括设在低通滤波器输入端的一个电磁干扰(EMI)滤波器。整流器的DC输出被连接到一个DC存储电容Cd，还用来向一个高频电压源6供电。功率反馈网络8被连接在高频电压源和输入网络4之间，反馈网络8和输入网络4共同构成一个功率反馈路径，它在电压源6工作频率内的至少一个频率上是感性的。

在美国专利US5,764,496的图15中表示了在莹光灯镇流器中从串联LC电路到整流器的AC一侧的功率反馈，但是该专利中提供的电路在功能上与本文所述的完全不同，并且性能比较差。一个重要区别在于这一专利强调仅仅使用很小的DC母线电容，因此输入线电流更接近正弦波，配合着一个复杂的谷底填补电路将最小DC母线电压维持在一个中间值。其结果使整流器输出在线电压尖峰之间急剧下沉，因此，灯的波顶因素就会很高。两个电路的工作原理截然不同。在’496专利中，谷底填补方案主要提供功率因数校正功能，而功率反馈主要提供DC增压。按照本文所述的感性反馈，由功率反馈提供功率因数校正的功能。

按照本发明，输入网络可以有许多种不同形式，例如图2a-2d中任何一款所示，并且通常也包含连接到点2上的一个EMI(电磁干扰)滤波器网络(未示出)。EMI滤波器具有低并联阻抗，用来转换除了会造成点2之间短路之外通常不会影响功率反馈路径的高频。如果采用图2d的输入网络，滤波器电感就会使EMI滤波器电容与点2隔离。这些输入网络共同的一个重要特征在于输入(并联)电容C4，C4b，C4c和C4d比EMI滤波器惯常使用的电容要小，这样，在电容上就会出现逆变器工作频率上的明显电压，并且在每一个高频周期的一部分中对能量传递起作用。串联电感L是L4，L1b/L2b及L3c的电感是这样选择的，让它们在每一个高频周期的一部分中也对能量传递起作用。它们的电感通常小于大约200μh，这个值远远小于通常至少有2mh以上的EMI滤波器电感。图3表示图1所示电路的第一实际实施例。

二极管D3-D6构成一个常用形式的全波桥式整流器，其输出是正、负母线B⁺和B^-之间的一个DC电压。连接在这些母线之间的一个大容量存储电容Cd在低频电源的整个周期内保持这一电压基本上恒定。高频电压源包括由串联连接的晶体管Q1和Q2构成的一个半桥逆变器。可以用任何公知形式的控制电路交替切换这些晶体管导通和关断，并且可以按照一个控制的频率自身振荡或切换。

负载电路是普通的结构，并且包括一个DC阻塞电容Cd，其一端连接到逆变器的输出节点N-O，其电容足够大，对电路谐振频率没有明显的影响。一个谐振电感Lr3被连接在电容Cd和负载连接点N-L之间，N-L是匹配变压器T3的原边绕组的一端，变压器的另一端连接到负DC母线B-。谐振电容Cr3和莹光灯FL被并联跨接在变压器副边绕组上，从而使谐振电感Lr3和谐振电容Cr3有效地串联连接。按照常规的实践，变压器T3为灯的工作电压提供一种最佳匹配，并且在灯端子和低频电源之间隔离。

按照本发明的一部分感性反馈网络是由与并联的电感L31和电容C32相串联的反馈电容C31构成的。反馈网络被连接在负载连接点N-L与二极管D3和D5间的整流器AC-侧的一个节点N1之间。由一个串联电感L33和一个旁路电容C34构成的输入网络在节点N1与二极管D4和D6间的连接点之间将低频AC输入跨接到整流器上，在高频周期的一定部位期间构成一部分反馈路径。如下文所述，只要在稍微增加灯波顶因素的同时提高逆变器频率或者是比电容反馈增加线电流谐波就能使灯变暗。

图4的实施例比图3具有更少的零件。在测试电路中没有表示匹配变压器T3，但是实际的民用镇流器按照安全规则可能会需要，除非灯和镇流器是整体的。除了反馈和输入网络之外，其他各部分具有类似的功能并具有类似的元件值。反馈是通过节点N42上的一个反馈电容C41，该节点是一个共同铁芯上的两个紧密耦合的电感线圈L41和L42之间的抽头。例如，L41和L42各自具有独立的10μh磁化电感，而漏感则小于0.5μh。电感L41和L42的合成电感大约是40μh。电容C44在高频周期的一部分期间形成一部分反馈路径。本实施例采用的电感L41/L42比电感L31小，可以通过电感向灯负载更直接地传递能量。如果将一个EMI滤波器连接在点2之间，EMI电感就应该处在输入网络和EMI旁路电容之间。二极管尖峰电流比图的电路要小。

图5的电路与图3相似，区别是删除了匹配变压器，并且连接到输入网络的反馈网络有所不同。反馈是在串联在节点N1和整流器的另一个低频输入之间的电容C55和C56之间的一个节点N52上。本实施例的负载电路电流能更加平衡，并且能改善灯电流波顶因素。

在图6的实施例中，功率反馈直接来自逆变器。与图3的电路相比，从逆变器反馈的缺点是通过开关晶体管的电流增大，因而效率会降低。然而，灯电流波顶因素比较好，图6的电路在拆掉灯时能进一步减少过压。

在图3和5的电路中简化了对反馈网络本身的设计和要求。图7表示由L31，C31和C32构成的网络的阻抗变化。从图中可见，串联谐振点刚好位于正常工作频率例如是60kHz以上，而反馈最小时的并联谐振比该频率高两倍。

如果电路在正常满负载条件下工作在60kHz附近，反馈网络的等效阻抗Z是电容性的。然而，如果开关频率上升到120kHz左右，反馈网络的等效阻抗就是电感性的并且很高。因此，功率反馈作用会减弱，输入功率减少，而电路能量能比较好地平衡。这表明这种反馈结构有两个主要贡献：提高为功率因数校正对输入线电流波形整形的自由度，并且在诸如预热(在尚未起弧时)或使灯变暗等轻负载状态下通过提高逆变器频率来降低DC母线电压。在灯FL的电弧尚未起弧的预热过程中，或者是如果灯已经烧毁或者是从连接点上被拆掉了，如果逆变器不是自身振荡的，控制电路往往就会使逆变器频率上升。如果逆变器是自身振荡的，逆变器频率电路就按照设计在灯预热或拆除时提高频率。由于反馈是电感性的，在低频线电压峰值以上的DC母线电压仅仅会稍有升压。

如果研究图3的等效电路，对该电路工作原理的分析很简单。除了通过整流器电路的路径不同之外，在低频功率正、负半周期内的操作是对称的。当低频电压接近其峰值时，四个二极管当中仅有两个会导通。图8表示这种状态下的等效电路，有助于模拟实际电路的性能。由于低频输入功率和高频开关频率之间有很宽的频率差别，跨接在连接点2上的输入电压在一个高频周期中实际上没有变化。

图9的电压和电流波形能反映图8所示电路的操作，输入线电压大约是其峰值的90％，而测试电路具有以下的元件值：

Cb 1μf

Cd 68μf

Cr 1.6nf

C31 18nf

C32 15nf

FL 500Ω

Lr3 0.6mh

L31 68μh

开关频率 60kHz

晶体管Q2上的电压vN-O表示受控开关频率的作用。其峰值等于加在大容量电容上的电压，大约是490伏。下面的5条曲线是通过谐振电感Lr3的电流i(Lr3)，通过反馈电容C31的电流i(C31)，提供给负载和谐振电容Cr3组合的i(T1)，从输入网络到节点N1的i(in)，和流经一个二极管的i(D3)。

接下来的电流曲线i(D6)在低频周期的这一部分中与i(in)相同。最后四条曲线是电压：节点N1上(相对于B-母线)的电压v4；二极管D6上的电压v6；节点N-L上的电压vT1；以及反馈网络上的电压vZ。

这些曲线表明，在这一输入电压电平上，一个高频周期期间的操作可以划分成六个间隔，从晶体管Q2在t0导通开始，分别结束于i(D3)下降到零且D3关断时的t1；D6开始导通时的t2；晶体管Q2关断时的t3；i(D6)下降到零且D6关断时的t4；二极管D3开始导通时的t5；以及Q2再次导通时的t6。在每一个间隔中，由于二极管或晶体管的导通或关断，从图10a-10f中可以看出不同的电流路径。

在t0之前，二极管D3是导通的，但是i(in)为零，并且二极管D6被深度反向偏置。晶体管Q1导通，而Q2关断。谐振电感电流i(Lr3)朝着其负向最大值增长。

在时间t0，切换晶体管的状态，Q2导通而Q1关断。这样，(负)电流i(Lr3)就流经晶体管Q2的体二极管并开始下降。谐振电感的能量通过图10a中所示的环I-a传递到负载，而反馈网络中储存的能量通过环II-a传递到大容量电容Cd。电流i(C31)几乎是线性下降。在间隔1中，加在虚拟负载和谐振电容Cr3上的电压vT1达到其最大值大约是300伏，而反馈网络上的电压vZ达到一个低值大约是200伏。在这一段时间内，Q2的栅极电压导通，但是电流在环I-a和II-a所示的方向上连续流经其体二极管。二极管D6维持深度反向偏置，因而从这个图中被删掉了。当i(C31)达到零时，在时间t1结束间隔1。

在开始间隔2的时间t1，二极管D3阻止电流反向通过C31。在这一间隔中，i(Lr3)(负)的绝对值等于i(T1)(正)，各自都朝着零下降。电容Cr和负载上的电压vT1降低，结果使反向电压快速下降到零。在间隔1期间开始的从谐振电感到负载和谐振电容的能量传递在这一间隔内是通过环I-b完成的。反馈网络电流i(C31)维持在零，由于L31和C32中的循环储备(tank)电流，vZ仅仅是稍有增加(如图9所示，对选择的元件值大约是230伏)。这一间隔结束于时间t2，此时，i(T1)和i(Lr3)达到零，而二极管D6开始导通。

在时间t2，电流i(in)，i(D6)和i(T1)有一个突然的小增加。如图10(C)所示，来自输入网络的电流i(in)通过环II-c直接对反馈网络和谐振储备充电。在这一间隔中，i(in)和i(C31)达到其大约2mp的最大值。通过环I-c的电流i(Lr3)通过谐振电感变成正并且开始增加。其作用是负载和储备各自通过辅料网络从线路上吸收能量。在切换晶体管的时间t3结束这一间隔。这一切换的瞬时将最大正电流i(Lr3)的值限定在大约2.5amp。

来自输入网络的电流i(in)从时间t3开始变成流经反馈网络的电流i(C31)；它的值几乎成线性地朝着零下降，而反馈网络上的电压vZ上升到其最大值大约670伏然后稍稍下降。这样会使反馈网络的阻抗复杂化。在C32上的电压随着电流i(C31)接近零而变成接近零的同时，在L31和C32构成的储备电路上的电压连续下降。电流i(Lr3)从其最大值下降。在间隔t4中，如图10(d)所示，流经输入网络的能量通过环II-d，并且从谐振电感通过环I-d经由晶体管Q1的体二极管对大容量电容Cd充电。电流i(C31)和i(D6)在时间t4达到零，反向电压v6开始上升。

和间隔2一样，间隔5很短。谐振电感电流i(Lr3)和负电流i(T1)相等并相反，连续地朝着零下降，并且刚好在t5之前反向。从谐振电感Lr3到存储电容Cd的能量传递通过环I-e连续，并且在谐振电感电流i(Lr3)反向时反向。没有电流流过反馈网络，vZ会由于其循环储备电流而稍稍下降到大约640伏。由于流经电感L33的电流，C34上的电压和二极管D6上的电压快速上升到其最大值。当v4达到大容量存储电容Cd上的电压值时，就到了时间t5，二极管D3开始导通。

在间隔6中，电容C31通过二极管D3放电，同时电流i(T1)等于流到(充电)或来自(放电)大容量存储电容Cd的电流。在这一间隔中的一部分，存储在反馈网络Z中的能量通过路径I-f传递给存储电容Cd。同时，随着电流i(Lr3)在负方向上增加到其最大值，来自电容Cd的能量通过路径II-f经由晶体管Q1进入电感Lr3。结果，电容Cd在这一间隔中就是净放电，同时由Lr3，Cr3和反馈网络Z构成的等效的谐振子电路来驱动负载。

正如本领域的普通技术人员所知，负半周期的线电压是对称的，并且工作在等量间隔内的电流和能量传递具有相同的量值和对应的图形。然而，电流值上微小的差别会影响许多电流变化的精确定时，但不会脱离本发明的基本原理。在输入低频电压周期中的不同时间(与其峰值相比的不同瞬时输入电压)，各间隔的持续时间可能会改变，间隔的数量甚至也会改变。但是工作原理仍然保持不变。

总而言之，按照本发明的功率转换器，在一个高频周期之上的输入电流i(in)是间断但无方向的。其在一个高频周期之上的平均值非常接近与低频输入电压的瞬时值成正比，因此，在经过典型的EMI滤波之后，线电流具有很高的功率因数和低谐波。

图11表示另一最佳实施例的反馈网络和输入网络中的电流。图4所示的这一实施例在测试时用节点N-L和负母线之间的一个增压变压器为电容Cr4和一个并联C.C.负载供电。电路的元件值如下：

Cb 1μf

Cd 68μf

Cr 1.6nf

C41 22nf

Lr4 0.6mh

L41 10μh(磁化电感)

L42 10μh(在考虑到与L41分离时)

L41/L42漏感大约0.5μh

FL 500Ω(负载电阻)

输入电容C44的电容量没有限制，但是最好足够小，让其上能够出现一些高频电压。从电感到电容C41的反馈网络电流i(C41)是正的。从连接点2和电容C44进入L42的电流i(L41)是正的。可以看到在一个时间间隔中的输入电流i(L42)是零，而流入整流器的电流i(L41)达到其最大值。类似地，在大约相等的时间周期内，整流器电流(对正的低频线电压是二极管D3)为零，而输入电流达到其最大值并且全都流经反馈网络。

与图9和11相比可以看出，流过二极管D3的电流在图3的实施例中小于一半时间，而在图4的实施例中则有大约3/4的时间。这样，在反馈要接入输入电感时就能明显地降低峰值二极管电流并减少二极管发热。

与图8(或3)采用的元件值相比，可以看出，网络电感有了明显的减少，电容也变少了。图3具有68μh反馈电感和一个独立的输入电感L33，图4仅仅需要一个电感，有效的中间抽头的40μh线圈具有高磁导率的环形铁芯，能减少泄漏。

按照本发明原理工作的上述电路显然可以有许多变更。例如，反馈的高频电压源不一定要象图3-6那样，还可以有不同配置的负载电路，在一个高频周期期间产生不同的导通间隔图形。逆变器可以采用任何公知的频率控制电路自身振荡，或者由固定的频率源来驱动，或者是响应某种指定的工作状态或者是电路工作参数来控制。整流器电路可以是一个倍压器。二极管D3-D6采用了快速恢复二极管，但是，如果在每个DC母线中设有快速恢复二极管，在此处也可以采用普通二极管。

Claims

1.用于操作诸如放电灯等负载的一种低频到高频功率转换器包括：

用于连接低频电压源的两个电源连接点(2)，在两点之间维持低频电压，

具有两个二极管(D3，D5)和四个端子的一个DC电源电路(5)，两个上述端子作为AC-侧端子，另两个端子作为DC-侧端子，一个上述二极管(D3，D5)被连接在一个AC-侧端子和一个DC-侧端子之间，

串联连接在至少一个上述电源连接点和第一个上述AC-侧端子之间的一个输入网络(4)，

一个高频电压源(6)，连接成用来从上述DC-侧端子接收功率，以及

连接到上述DC-侧端子上的大容量存储电容(Cd)，在低频线电压的一周期内维持上述DC电压基本上恒定，

其特征在于上述转换器还包括连接在上述高频电压源和DC电源电路的AC-侧的节点(N1)之间连接的一个反馈网络(8)，该网络构成一个反馈路径的一部分，反馈电路在高频电压源的工作频率范围内的一或多个频率上具有感性阻抗。

2.按照权利要求1的功率转换器，其特征是上述反馈网络包括与一个电感(L31，L51)串联的第一电容(C31，C51)，以及和上述电感并联的第二电容(C32，C52)。

3.按照权利要求1的功率转换器，其特征是上述输入网络(4)包括一个低通滤波器，它具有连接到至少一个上述AC-侧端子上的一个电容(C4，C4b，C4c，C4d，C34，C4，C54，C64)。

4.按照权利要求1的功率转换器，其特征是上述反馈网络(8)包括一个反馈电感(L31，L51，L61)，其电感值小于大约200μh，且连接在上述高频电压源和上述输入网络(4)之间。

5.按照权利要求4的功率转换器，其特征是上述输入网络(4)包括一个低通滤波器，它具有连接到至少一个上述AC-侧端子上的一个旁路电容(C34，C54，C64)，

高频电压源包括一个谐振负载电路(Lr3，Cr3，Lr5，Cr5，Lr6，Cr6)，以及

上述反馈网络(8)和上述输入网络的值是这样选择的，在高频周期的一个间隔内没有能量从输入网络传递到反馈网络，高频电压源或大容量存储电容(Cd)；而在上述高频周期的另一个间隔内，从输入网络直接向反馈网络和谐振负载电路传递能量。

6.按照权利要求1的功率转换器，其特征在于上述高频电压源(6)包括：

一个半桥逆变器，连接成用来从上述DC端子接收DC电压，上述逆变器包括串联连接的两个开关(Q1，Q2)，并且在上述开关之间有一个用于提供高频电压的输出节点(N-O)，以及

承载第一高频电流的负载电路，并且其一端连接到上述输出节点，

上述反馈电路(8)与上述输出节点相连。

7.按照权利要求6的功率转换器，其特征在于上述反馈电路包括串联的一个电感(L61)和一个电容(C61)。

8.按照权利要求1的功率转换器，其特征在于上述输入网络(4)包括串联连接在一个上述电源连接点(2)和上述一个上述AC-侧端子(N-O)之间的第一和第二电感(L41，L42)，上述第一和第二电感之间的耦合具有可以忽略的漏感，并且

上述节点(N42)被连接在上述第一和第二电感之间。

9.按照权利要求8的功率转换器，其特征在于上述第一和第二电感的合成电感值小于大约200μh。

10.按照权利要求8的功率转换器，其特征在于上述反馈网络是由一个电容(C41)和具有相同电感值的上述第一和第二电感构成的。

11.按照权利要求8的功率转换器，其特征在于上述反馈网络(8)和上述输入网络(4)的值是这样选择的，在高频周期的一个间隔内没有电流流经上述第一电感(L41)，而在上述高频周期的另一个间隔内没有电流流经上述第二电感(L42)。

12.按照权利要求6的功率转换器，其特征在于上述负载电路包括连接在上述输出节点和上述负载连接点之间的一个谐振电感(Lr3，Lr4，Lr5)。

13.按照权利要求12的功率转换器，其特征在于上述负载是一个荧光灯(FL)，而负载电路进一步包括与上述灯并联的一个谐振电容(Cr3，Cr4，Cr5)。

14.按照权利要求13的功率转换器，其特征在于上述荧光灯(FL)通过一个匹配变压器(T3)连接到上述负载连接点(N-L)上。

15.按照权利要求12的功率转换器，其特征在于上述负载是一个荧光灯(FL)，上述负载电路进一步包括一个谐振电容(Cr3，Cr5)，并且

上述反馈网络包括一个电感(L31，L51)，与上述电感串联的第一电容(C31，C51)，以及与上述电感并联的第二电容(C32，C52)。

16.按照权利要求15的功率转换器，其特征是上述输入网络(4)包括一个低通滤波器，它具有连接到上述一个上述AC-侧端子(N1)上的一个旁路电容(C34，C54)，并且

上述旁路电容的电容值和上述反馈网络(8)的元件值是这样选择的，在一部分高频周期内用旁路电容作为能量传递来源，所述部分小于一个高频周期的一半。