WO2013117091A1 - 无桥功率因数校正电路及其控制方法 - Google Patents

无桥功率因数校正电路及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2013117091A1
WO2013117091A1 PCT/CN2012/083907 CN2012083907W WO2013117091A1 WO 2013117091 A1 WO2013117091 A1 WO 2013117091A1 CN 2012083907 W CN2012083907 W CN 2012083907W WO 2013117091 A1 WO2013117091 A1 WO 2013117091A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
power module
switching elements
power
module
Prior art date
Application number
PCT/CN2012/083907
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
陈文彬
代胜勇
黄伯宁
Original Assignee
华为技术有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 华为技术有限公司 filed Critical 华为技术有限公司
Priority to EP12865547.9A priority Critical patent/EP2658106A4/en
Publication of WO2013117091A1 publication Critical patent/WO2013117091A1/zh
Priority to US14/017,442 priority patent/US9570973B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Definitions

  • the present invention relates to the field of electronic circuits, and more particularly to a power factor correction (Tripletic Current Mode (TCM)). PFC) circuit and its control method.
  • TCM Battery Current Mode
  • FIG. 1 shows the topology of a bridgeless PFC circuit, which is a two-way interleaved bridgeless PFC circuit.
  • CCM Critical Mode
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • ZVS zero voltage switch
  • MOSFET Q1 acts as the main conductor.
  • the current loop passes through diode D1, MOSFET Q1 and inductor L1, at which point inductor L1 conducts energy storage;
  • the current loop passes through the diode D1, the capacitor C, the MOSFET Q2, and the inductor L1, at which point the inductor L1 outputs energy.
  • the bridge arm connected by the inductor L1 is taken as an example to illustrate the principle of the CRM control mode. For the sake of simplicity, only the working principle of the positive half of the AC input is described here.
  • MOSFET Q2 acts as the supervisor, and the on time of MOSFET Q2 In the Ton, the current loop passes through the inductor LI, the MOSFET Q2, and the diode D2.
  • the current loop passes through the inductor L1, the MOSFET Q1, the capacitor C, and the diode D2.
  • MOSFET Q1 acts as a synchronous rectifier, during which MOSFET Q1 is driven, so that MOSFET Q1 is turned on, and the current flowing through inductor L1 decreases linearly.
  • Fig. 2 shows the current waveform (triangle wave) of the inductor L1 and the drive voltage waveform (square wave) of the MOSFET Q1, respectively.
  • the principle of the negative half cycle of the AC input is similar to the principle of the positive half cycle of the AC input.
  • the reverse recovery current of the body diode flowing through the switching element is uncontrollable, and the reverse recovery current varies with the input voltage and load, and at the same time affects the soft switching state of the switching element.
  • the inductor cannot obtain a negative current, and therefore zero voltage conduction of the switching element (i.e., MOS tube) cannot be achieved.
  • Embodiments of the present invention provide a bridgeless PFC circuit capable of solving the problem that an existing bridgeless PFC circuit introduces an uncontrollable reverse recovery current and thereby affects a soft switching state of a switching element.
  • a bridgeless PFC circuit comprising: an AC power module, a power module, and a control module, wherein the AC power module is connected to the power module to provide power for the power module, and the power module includes one way Or a multi-channel interleaved PFC circuit, wherein each of the interleaved PFC circuits includes an inductor, a pair of first switching elements, and at least one capacitor, the first end of the inductor is connected to the AC power module, and the second end of the inductor passes through the A pair of first switching elements are coupled to each of the capacitors, the control module sampling the current of each of the first switching elements of the power module, and turning off the first switching element through which the negative current flows.
  • a control method for a bridgeless PFC circuit includes an AC power module, a power module, and a control module, and the AC power module is connected to the power module to provide power for the power module.
  • the power module includes one or more interleaved PFC circuits, wherein each interleaved PFC circuit includes an inductor, a pair of first switching elements, and at least one capacitor, and the first end of the inductor is connected to the AC power module, and the inductor is The two ends are respectively connected to the two ends of each of the capacitors through the pair of first switching elements, and the control module is used for turning off the first switching element in the power module, the method comprising: the control module detecting the flow through the power a current of each of the first switching elements in the module; when detecting that the current reaches a preset current, the control module turns off a first switching element that flows through the predetermined current.
  • the uncontrollable reverse recovery current is eliminated in the bridgeless PFC circuit, thereby reducing the loss caused by the reverse recovery current of the body diode of the switching element, and the negative current is used to pull the body diode of the switching element to realize the switch The zero voltage of the component is turned on.
  • Figure 1 is a block diagram of a conventional two-way interleaved bridgeless PFC circuit.
  • Figure 2 shows the current waveform of inductor L1 and the driving waveform of MOSFET Q1 in the existing bridgeless PFC circuit.
  • Figure 3 is a block diagram showing the construction of a bridgeless PFC circuit in accordance with the present invention.
  • ⁇ - Figure 5 is a first current flow diagram of a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a second current flow diagram of a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
  • Figure 7 is a third current flow diagram of a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
  • Figure 8 is a fourth current flow diagram of a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
  • Figure 9 is a fifth current flow diagram of a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention.
  • Figure 10 is a diagram showing the current waveform of the inductor L1 and the driving waveforms of the MOSFET Q1 and the MOSFET Q2 in the bridgeless PFC circuit according to an embodiment of the present invention. detailed description
  • a bridgeless PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention will now be described with reference to FIG.
  • the bridgeless PFC circuit 30 includes an AC power module 31, a power module 32, and a control module 33.
  • the AC power module 31 is connected to the power module 32 and provides power to the power module 32.
  • the power module 32 includes at least A pair of first switching elements Q1 and Q2, the control module 33 samples the currents of Q1 and Q2 in the power module, and turns off the first switching element through which the negative current flows.
  • the TCM control method is introduced by the control module 33 in the bridgeless PFC circuit 30, that is, the switching element is turned off when a negative current flows through the switching element, thereby avoiding the reverse recovery current in the body diode of the switching element.
  • the AC power module 31 includes an AC power source and two second switching elements, wherein each of the second switching elements is respectively connected to one of a pair of first switching elements Q1 and Q2 of the AC power source and the power module.
  • the first switching elements Q1, Q2 may be insulated gate devices, such as an Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) or a Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor. , MOSFET );
  • the second switching element can be a diode, a MOSFET or an IGBT or the like.
  • power module 32 includes one or more interleaved PFC circuits.
  • an interleaved PFC circuit includes an inductor L1, a pair of first switching elements Q1 and Q2, and at least one capacitor C.
  • the first end of the inductor L1 is connected to the AC power module 31, and the second end of the inductor L1 is connected to one end of each capacitor C through the first switching element Q1, and is connected to each capacitor C through the first switching element Q2.
  • capacitor C is an energy storage component
  • capacitor C is an energy storage component
  • control module 33 includes a current sampling element and a TCM controller, one end of which is connected to the drain or source of each of the first switching elements Q1 (or Q2) of the power module 32 and the current sampling element The other end is connected to the input of the TCM controller, and the output of the TCM controller is connected to the gate of each of the first switching elements Q1 (or Q2) in the power module 32. Since the TCM controller sets the threshold value of the negative current, when the current obtained by the current sampling element reaches the threshold value, the TCM controller turns off the first switching element Q1 (or Q2) whose sampling current reaches a wide value.
  • the current sampling element includes a resistor or a current transformer (Current Transform, CT).
  • CT Current Transform
  • the TCM controller consists of discrete components or logic devices, such as Complex Programmable Logic Device (CPLD) or Field-Programmable Gate Array (FPGA).
  • CPLD Complex Programmable Logic Device
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the bridgeless PFC circuit of the embodiment of the present invention uses the TCM controller to introduce the TCM control method, thereby eliminating the uncontrollable reverse recovery current in the bridgeless PFC circuit, thereby reducing the reverse recovery current of the body diode of the switching element. Loss, using this negative current to pull through the body diode of the switching element, thereby achieving zero voltage conduction of the switching element
  • a two-way interleaved PFC circuit with a first switching element as a MOSFET is taken as an example to illustrate a TCM control method for a bridgeless PFC circuit according to an embodiment of the present invention, as shown in FIG.
  • the current flowing through the four MOSFETs ie, Ql, Q2, Q3, Q4
  • the detection result is sent as a current sample information to a Triangular Current Mode (TCM) controller
  • TCM controller Control the turn-on and turn-off of four MOSFETs (ie, Ql, Q2, Q3, Q4) according to the direction and magnitude of the current in the current sample information; finally realize the softness of four MOSFETs (ie, Ql, Q2, Q3, Q4) switch.
  • TCM Triangular Current Mode
  • MOSFET Q1 acts as a synchronous rectifier, MOSFET Q1 will be turned on during the off time Toff, and the current of the inductor L1 will decrease linearly.
  • the second case - if another MOSFET Q3 is turned off and MOSFET Q4 is turned on, the current forms a loop between MOSFET Ql, inductor L1, inductor L2, MOSFET Q4, and capacitor C, as shown in Figure 8. In the same way, a negative current can be generated on the inductor L1.
  • the third case if the MOSFET Q3 and the MOSFET Q4 are not turned on at this time, the current is in the body diode of the MOSFET Q1, the inductor L1, the inductor L2, and the MOSFET Q3. Forming a loop between them, as shown in Fig. 9, can also cause a negative current to be generated on the inductor L1.
  • the TCM controller detects that the inductor current drops to a certain negative current (this negative current can be set by the TCM controller), the TCM controller turns off the MOSFET Q1 again, so that the current does not flow through the MOSFET Q1.
  • the body diode thereby reducing the loss caused by the reverse recovery current of the body diode of the MOSFET, uses this negative current to pull through the body diode of the MOSFET Q2, thereby achieving zero voltage conduction of the MOSFET Q2.
  • the triangular waveform shown in Fig. 10 is the current waveform of the inductor L1, and the square wave is the driving waveform of the MOSFET Q1 and the MOSFET Q2, respectively.
  • the current of inductor L1 rises.
  • MOSFET Q1 is always on until the TCM controller detects that the current flowing through MOSFET Q1 is negative.
  • the TCM controller turns off the MOSFET Q1 so that the current does not flow through the body diode of the MOSFET Q1, thereby reducing the loss caused by the reverse recovery current of the body diode of the body MOSFET, and using this negative current to pull the MOSFET Q2 Body diodes, which enable soft switching of MOSFET Q1 and MOSFET Q2.
  • FIG. 11 is a bridgeless PFC circuit having an N-way interleaved PFC circuit in accordance with an embodiment of the present invention. It should be understood that the operation principle of the bridgeless PFC circuit of Fig. 11 is the same as that of the above-described bridgeless PFC circuit having only two interleaved PFC circuits.
  • the bridgeless PFC circuit includes an AC power module, a power module, and a control module, wherein the AC power module is connected to the power module to provide power for the power module, and the power module includes one or more interleaved PFCs.
  • the circuit, wherein each of the interleaved PFC circuits includes an inductor, a pair of first switching elements, and at least one capacitor. Specifically, the first end of the inductor is connected to the AC power module, and the second end of the inductor is connected to each end of each capacitor through a pair of first switching elements.
  • the control module is used for the shutdown of the first switching element in the power module.
  • the control method of the bridgeless power factor correction PFC circuit is characterized in that: the control module detects a current flowing through each of the first switching elements in the power module, when detecting that a current reaches a preset current The control module turns off the first switching element through which the preset current flows. Wherein, the preset current should be Negative current.
  • the control module can therefore comprise a TCM controller.
  • control module detecting the current flowing through each of the first switching elements in the power module may also be: controlling the current of each of the first switching elements in the power module of the module, and detecting the current obtained by the sampling.
  • the disclosed systems, devices, and methods may be implemented in other ways.
  • the device embodiments described above are merely illustrative.
  • the division of the unit is only a logical function division.
  • there may be another division manner for example, multiple units or components may be combined or Can be integrated into another system, or some features can be ignored, or not executed.
  • the coupling or direct coupling or communication connection shown or discussed may be an indirect coupling or communication connection through some interface, device or unit, and may be electrical, mechanical or otherwise.
  • the components displayed for the unit may or may not be physical units, ie may be located in one place, or may be distributed over multiple network units. Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the objectives of the solution of the embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the functions, if implemented in the form of software functional units and sold or used as separate products, may be stored in a computer readable storage medium.
  • the technical solution of the present invention which is essential or contributes to the prior art, or a part of the technical solution, may be embodied in the form of a software product, which is stored in a storage medium, including
  • the instructions are used to cause a computer device (which may be a personal computer, server, or network device, etc.) to perform all or part of the steps of the methods described in various embodiments of the present invention.
  • the foregoing storage medium includes: a U disk, a removable hard disk, a read-only memory (ROM), a random access memory (RAM), a magnetic disk or an optical disk, and the like, which can store program codes. .

Abstract

一种无桥功率因数校正PFC电路，包括交流电源模块（31）、功率模块（32）和控制模块（33），其中交流电源模块（31）与功率模块（32）连接以便为功率模块（32）提供电能，功率模块（32）包括一路或多路交错PFC电路，其中每路交错PFC电路包括一个电感（L1）、一对第一开关元件（Q1、Q2）和至少一个电容（C），其中电感（L1）的第一端与交流电源模块（31）连接，电感（L1）的第二端分别通过一对第一开关元件（Q1、Q2）连接到每个电容（C）的两端，控制模块（33）采样功率模块（32）中的每个第一开关元件（Q1、Q2）的电流，并关断其中流经负电流的第一开关元件。该无桥功率因数校正PFC电路采用三角电流模式TCM控制方法，让所有第一开关元件工作在软开关状态，减小了损耗，提高了效率。

Description

无桥功率因数校正电路及其控制方法 技术领域 本发明实施例涉及电子电路领域， 并且更具体地， 涉及釆用三角形电流 模式（Triangular Current Mode, TCM ) 的无桥功率因素矫正 ( Power Factor Correction, PFC ) 电路及其控制方法。
背景技术
传统的有桥 PFC电路中导通器件多， 通态损耗大， 不适于中大功率场合 的应用。 而无桥 PFC电路可以减少通态损耗并且提高效率， 随着市场对高效 率、 高功率密度需求的增加， 无桥 PFC电路取代传统的有桥 PFC电路已经成 为了一种趋势。 图 1示出了无桥 PFC电路的拓朴， 其为两路交错的无桥 PFC 电路。
现有的无桥 PFC电路通常釆用临界模式（ Critical Mode, CRM )控制方法。 即当电感电流接近零时关断开关元件 （例如金属氧化物半导体场效应管 ( Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET ) ), 电流继续流 经开关元件的体二极管， 依靠开关元件的体二极管的反向恢复电流实现零电 压开关 （ Zero Voltage Switch, ZVS )。
在图 1所示的两路交错的无桥 PFC电路中， 2个桥臂错相 180度工作。 同理， 如果无桥 PFC电路中有 3个桥臂， 则 3个桥臂错相 120度工作。 这里简单介绍单 个桥臂 (即电感 L1连接的桥臂）的工作原理： 在交流输入的正半周， MOSFET Q2充当主管， 在 MOSFET Q2的导通时间 Ton内， 电流回路经过电感 Ll、 MOSFET Q2以及二极管 D2, 此时电感 L1进行储能； 在 MOSFET Q2的关断时 间 Toff内， 电流回路经过电感 Ll、 MOSFET Ql、 电容 C以及二极管 D2, 此时 电感 L1输出能量。 同理， 在交流输入的负半周， MOSFET Q1充当主管， 在 MOSFET Q1的导通时间 Ton内， 电流回路经过二极管 Dl、 MOSFET Q1及电感 L1 , 此时电感 L1进行储能； 在 MOSFET Q1的关断时间 Toff内， 电流回路经过 二极管 Dl、 电容 C、 MOSFET Q2及电感 L1 , 此时电感 L1输出能量。
下面仍以电感 L1连接的桥臂为例， 说明 CRM控制方式的原理。 为了简单 起见， 这里只介绍交流输入的正半周的工作原理。
在交流输入的正半周， MOSFET Q2充当主管，在 MOSFET Q2的导通时间 Ton内， 电流回路经过电感 LI、 MOSFET Q2及二极管 D2, 而在 MOSFET Q2 的关断时间 Toff内， 电流回路经过电感 Ll、 MOSFET Ql , 电容 C及二极管 D2。 此时， MOSFET Q1充当同步整流管， 在这段时间内 MOSFET Q1会有驱动， 从 而 MOSFET Ql被导通， 流经电感 L1的电流会线性下降。 当检测到电感 L1的电 流下降到接近 0安培 （A ) 的时候， 关断 MOSFET Q1 , 使得电流继续流过 MOSFET Ql的体二极管， 由于 MOSFET Ql的体二极管的反向恢复特性，会存 在一定的反向恢复电流， 利用这个反向恢复电流去拉通 MOSFET Q2的体二极 管， 从而实现 MOSFET Q2的零电压导通。 图 2分别示出了电感 L1的电流波形 (三角形波）以及 MOSFET Ql的驱动电压波形（方波）。 交流输入负半周的原 理和交流输入正半周的原理类似。
但是， 流过开关元件 （例如 MOSFET ) 的体二极管的反向恢复电流是 不可控的， 并且该反向恢复电流会随着输入电压和负载而变化， 同时又会影 响开关元件的软开关状态。 另外， 在高压输入的情况下， 电感不能得到负电 流， 因此也无法实现开关元件 （即 MOS管） 的零电压导通。
发明内容 本发明实施例提供一种无桥 PFC电路， 它能够解决现有的无桥 PFC电路 引入不可控的反向恢复电流进而影响开关元件的软开关状态的问题。
一方面， 提供了一种无桥 PFC电路， 其特征在于， 包括交流电源模块、 功率 模块和控制模块， 其中该交流电源模块与该功率模块连接以便为该功率模块 提供电能， 该功率模块包括一路或多路交错 PFC电路， 其中每路交错 PFC电 路包括一个电感、 一对第一开关元件和至少一个电容， 该电感的第一端与该 交流电源模块连接， 该电感的第二端分别通过该一对第一开关元件连接到每 个该电容的两端， 该控制模块釆样该功率模块中的每个该第一开关元件的电 流， 并关断其中流经负电流的第一开关元件。
另一方面， 提供了一种无桥 PFC电路的控制方法， 其中该无桥 PFC电路 包括交流电源模块、 功率模块和控制模块， 该交流电源模块与该功率模块连 接以便为该功率模块提供电能， 该功率模块包括一路或多路交错 PFC电路， 其中每路交错 PFC电路包括一个电感、 一对第一开关元件和至少一个电容， 该电感的第一端与该交流电源模块连接， 该电感的第二端分别通过该一对第 一开关元件连接到每个该电容的两端， 该控制模块用于该功率模块中第一开 关元件的关断， 该方法包括： 该控制模块检测流经该功率模块中的每个该第 一开关元件的电流； 当检测到该电流达到预设电流时， 该控制模块关断其中 流经该预设电流的第一开关元件。 从而在无桥 PFC电路中消除了不可控的反向恢复电流，从而减小开关元件的 体二极管的反向恢复电流引起的损耗， 利用这个负电流去拉通开关元件的体 二极管， 从而实现开关元件的零电压导通。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案， 下面将对实施例或现有技 术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图 仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造 性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1是现有的两路交错的无桥 PFC电路的结构图。
图 2是现有的无桥 PFC电路中电感 L1的电流波形以及 MOSFET Q1的驱 动波形。
图 3是根据本发明，施例的无桥 PFC电路的结构示意图。 ^ - 图 5是根据本发明实施例的无桥 PFC电路的第一电流流向图。
图 6是根据本发明实施例的无桥 PFC电路的第二电流流向图。
图 7是根据本发明实施例的无桥 PFC电路的第三电流流向图。
图 8是根据本发明实施例的无桥 PFC电路的第四电流流向图。
图 9是根据本发明实施例的无桥 PFC电路的第五电流流向图。
图 10是根据本发明实施例的无桥 PFC 电路中电感 L1 的电流波形以及 MOSFET Q1和 MOSFET Q2的驱动波形。 具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图， 对本发明实施例中的技术方案进行 清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创 造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
下面结合图 3描述根据本发明实施例的无桥 PFC电路。
如图 3所示， 无桥 PFC电路 30包括交流电源模块 31、 功率模块 32和控 制模块 33 ,其中交流电源模块 31与功率模块 32连接并为功率模块 32提供电 能， 此外， 功率模块 32至少包括一对第一开关元件 Q1和 Q2, 控制模块 33 釆样功率模块中 Q1和 Q2的电流， 并关断其中流经负电流的第一开关元件。 由此可见， 无桥 PFC电路 30中通过控制模块 33引入 TCM控制方法， 即在 开关元件中流经负电流时才关断该开关元件， 因而避免了开关元件的体二极 管中的反向恢复电流。 交流电源模块 31包括交流电源和两个第二开关元件， 其中每个第二开关 元件分别连接交流电源与功率模块的一对第一开关元件 Q1和 Q2中的一个。
一般而言， 第一开关元件 Ql、 Q2可以是绝缘栅器件， 例如绝缘栅双极 型晶体管（ Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT )或金属氧化物半导体场效 应管 （Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET ); 第二开 关元件可以是二极管、 MOSFET或 IGBT等。
此外， 功率模块 32包括一路或多路交错 PFC电路。 以一路交错 PFC电 路为例， 如图 3所示， 一路交错 PFC电路包括一个电感 Ll、 一对第一开关元 件 Q1和 Q2, 以及至少一个电容 C。 电感 L1的第一端与交流电源模块 31连 接， 电感 L1的第二端分别通过第一开关元件 Q1连接到每个电容 C的一端， 再通过第一开关元件 Q2连接到每个电容 C的另一端。 应理解， 由于电容 C 是储能元件， 因此当一路交错 PFC电路包括多个电容 C时， 这些电容 C可以 并联。 也就是说， 该多个电容 C并联后， 其并联的一端连接到第一开关元件 Q1 , 而并联的另一端连接到第一开关元件 Q2。
另外， 控制模块 33包括电流釆样元件和 TCM控制器， 电流釆样元件的 一端连接到功率模块 32中的每个第一开关元件 Q1 (或 Q2 ) 的漏极或源极且 电流釆样元件的另一端连接到 TCM控制器的输入端， 而 TCM控制器的输出 端连接到功率模块 32中的每个第一开关元件 Q1 (或 Q2 )的栅极。 由于 TCM 控制器设置负电流的阔值，当电流釆样元件获得的釆样电流达到该阔值， TCM 控制器将关断其釆样电流达到阔值的第一开关元件 Q1 (或 Q2 )。
例如， 电流釆样元件包括电阻或电流互感器（Current Transform, CT )。 TCM 控制器由分立元件组成或者是逻辑器件， 例如复杂可编程逻辑器件 ( Complex Programmable Logic Device , CPLD ) 或现场可编程门阵列 ( Field-Programmable Gate Array, FPGA )。
本发明实施例的无桥 PFC电路釆用 TCM控制器引入 TCM控制方法，从 而在无桥 PFC电路中消除了不可控的反向恢复电流， 从而减小开关元件的体 二极管的反向恢复电流引起的损耗， 利用这个负电流去拉通开关元件的体二 极管， 从而实现开关元件的零电压导通
以下将具体说明 TCM控制方法的实现原理。
以第一开关元件为 MOSFET的两路交错的无桥 PFC电路为例，说明本发 明实施例的无桥 PFC电路的 TCM控制方法， 如图 4所示。 首先， 检测 4个 MOSFET (即 Ql、 Q2、 Q3、 Q4 ) 中流过的电流， 并将检测结果作为电流釆 样信息送至三角电路模式（Triangular Current Mode, TCM )控制器； 然后， TCM控制器根据电流釆样信息中电流的方向和大小来控制 4个 MOSFET (即 Ql、 Q2、 Q3、 Q4 ) 的导通与关断； 最终实现 4个 MOSFET (即 Ql、 Q2、 Q3、 Q4 ) 的软开关。
以下结合图 5和图 6, 仍以交流输入的正半周、 电感 L1连接的桥臂为例 介绍 TCM控制方法的原理。 在交流输入的正半周， MOSFET Q2充当主管， 在 MOSFET Q2的导通时间 Ton内 , 电流回路经过电感 Ll、 MOSFET Q2和 二极管 D2, 如图 5所示； 在 MOSFET Q2的关断时间 Toff内， 电流回路经过 电感 Ll、 MOSFET Ql、 电容 C及二极管 D2, 如图 6所示， 此时 MOSFET Q1 充当同步整流管， MOSFET Q1在关断时间 Toff时间内会一直导通，从而电感 L1的电流会线性下降。
在电感 L1的电流下降到负电流的时候， 会存在三种情景：
第一种情况——如果此时另外一个 MOSFET Q3也在导通， 则电流在电 感 Ll、 电感 L2、 MOSFET Q3及 MOSFET Q1之间形成回路， 如图 7所示， 使得电感 L1上有负电流产生；
第二种情况——如果此时另外一个 MOSFET Q3关断， 但 MOSFET Q4 处于导通状态， 则电流在 MOSFET Ql、 电感 Ll、 电感 L2、 MOSFET Q4及 电容 C之间形成回路， 如图 8所示， 同样可以使得电感 L1上有负电流产生； 第三种情况——如果此时 MOSFET Q3和 MOSFET Q4都不导通，则电流 在 MOSFET Q1、电感 L1、电感 L2及 MOSFET Q3的体二极管之间形成回路， 如图 9所示， 同样可以使得电感 L1上有负电流产生。
当 TCM控制器检测到电感电流下降到一定的负电流的时候（此负电流可 以通过 TCM控制器进行设置）， 此时 TCM控制器再关断 MOSFET Q1 , 这样 电流就不会流过 MOSFET Q1的体二极管， 从而减小 MOSFET的体二极管的 反向恢复电流引起的损耗， 利用这个负电流去拉通 MOSFET Q2的体二极管， 从而实现 MOSFET Q2的零电压导通。
图 10示出了的三角形波形为电感 L1的电流波形， 方波分别为 MOSFET Q1和 MOSFET Q2的驱动波形。从图 10中可以看出， MOSFET Q2导通期间， 电感 L1的电流上升， 然而在 MOSFET Q2关断后， MOSFET Q1一直导通， 直到 TCM控制器检测到流经 MOSFET Q1的电流为负电流时， TCM控制器 才关断 MOSFET Q1 , 这样电流就不会流过 MOSFET Q1的体二极管， 从而减 小体 MOSFET的体二极管的反向恢复电流引起的损耗， 利用这个负电流去拉 通 MOSFET Q2的体二极管 ,这样就实现了 MOSFET Q1和 MOSFET Q2软开 关。
图 11为根据本发明实施例的具有 N路交错 PFC电路的无桥 PFC电路。 应理解， 图 11的无桥 PFC电路的工作原理与上述只有 2路交错 PFC电路的 无桥 PFC电路的工作原理相同。
综上所述， 根据本发明实施例的无桥 PFC电路包括交流电源模块、 功率 模块和控制模块， 其中交流电源模块与功率模块连接以便为功率模块提供电 能， 功率模块包括一路或多路交错 PFC电路， 其中每路交错 PFC电路包括一 个电感、 一对第一开关元件和至少一个电容。 具体而言， 电感的第一端与交 流电源模块连接， 电感的第二端分别通过一对第一开关元件连接到每个电容 的两端。 控制模块用于功率模块中第一开关元件的关断。 因此， 根据本发明 实施例的无桥功率因数校正 PFC电路的控制方法的特征在于： 控制模块检测 流经功率模块中的每个第一开关元件的电流， 当检测到有电流达到预设电流 时， 控制模块关断其中流经预设电流的第一开关元件。 其中， 预设电流应为 负电流。 控制模块因此可以包括 TCM控制器。
以上， 控制模块检测流经功率模块中的每个第一开关元件的电流也可以 是： 控制模块釆样功率模块中的每个第一开关元件的电流， 并检测釆样得到 的电流。
本领域普通技术人员可以意识到， 结合本文中所公开的实施例描述的各 示例的单元及算法步骤， 能够以电子硬件、 或者计算机软件和电子硬件的结 合来实现。 这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行， 取决于技术方案的特 定应用和设计约束条件。 专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方 法来实现所描述的功能， 但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到， 为描述的方便和简洁， 上述描 述的系统、 装置和单元的具体工作过程， 可以参考前述方法实施例中的对应 过程， 在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的系统、 装置和 方法， 可以通过其它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是示 意性的， 例如， 所述单元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可 以有另外的划分方式， 例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个 系统， 或一些特征可以忽略， 或不执行。 另一点， 所显示或讨论的相互之间 的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口， 装置或单元的间接耦合 或通信连接， 可以是电性， 机械或其它的形式。 为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可以位于一个地方， 或者也可以分布到多个网络单元上。 可以根据实际的需要选择其中的部分或 者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外， 在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中， 也可以是各个单元单独物理存在 , 也可以两个或两个以上单元集成在一个单 元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用 时， 可以存储在一个计算机可读取存储介质中。 基于这样的理解， 本发明的 技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可 以以软件产品的形式体现出来， 该计算机软件产品存储在一个存储介质中， 包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机， 服务器， 或者 网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。 而前述的 存储介质包括： U盘、 移动硬盘、 只读存储器（ROM, Read-Only Memory ), 随机存取存储器（RAM, Random Access Memory ),磁碟或者光盘等各种可以 存储程序代码的介质。
以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范围并不局限 于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内， 可轻易 想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。 因此， 本发明的保护 范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims

权 利 要 求 书
1、 一种无桥功率因数校正 PFC电路， 其特征在于， 包括交流电源模块、 功 率模块和控制模块， 其中所述交流电源模块与所述功率模块连接以便为所述功 率模块提供电能， 所述功率模块包括一路或多路交错 PFC电路， 其中每路交错 PFC 电路包括一个电感、 一对第一开关元件和至少一个电容， 所述电感的第一 端与所述交流电源模块连接， 所述电感的第二端分别通过所述一对第一开关元 件连接到每个所述电容的两端， 所述控制模块釆样所述功率模块中的每个所述 第一开关元件的电流， 并关断其中流经负电流的第一开关元件。
2、 根据权利要求 1所述的电路， 其特征在于， 所述至少一个电容包括多个 并联的电容。
3、 根据权利要求 1或 2所述的电路， 其特征在于， 所述控制模块包括电流 釆样元件和三角形电流模式 TCM控制器，所述电流釆样元件的一端连接到所述 功率模块中的每个第一开关元件的漏极或源极且所述电流釆样元件的另一端连 接到所述 TCM控制器的输入端， 所述 TCM控制器的输出端连接到所述功率模 块中的每个第一开关元件的栅极。
4、 根据权利要求 3所述的电路， 其特征在于， 所述 TCM控制器设置负电 流的阔值，所述阔值指示所述 TCM控制器关断其釆样的第一开关元件的负电流 的值， 当所述电流釆样元件获得的釆样电流达到所述阔值， 所述 TCM控制器关 断其釆样电流达到所述阔值的第一开关元件。
5、 根据权利要求 3或 4所述的电路， 其特征在于， 所述电流釆样元件包括 电阻或电流互感器 CT。
6、 根据权利要求 3至 5中任一项所述的电路， 其特征在于， 所述 TCM控 制器由分立元件组成或者是逻辑器件。
7、 根据权利要求 6所述的电路， 其特征在于， 所述逻辑器件包括复杂可编 程逻辑器件 CPLD或现场可编程门阵列 FPGA。
8、 根据权利要求 1至 7中任一项所述的电路， 其特征在于， 所述交流电源 模块包括交流电源和两个第二开关元件， 每个所述第二开关元件连接所述交流 电源与所述功率模块的所述一对第一开关元件中的一个。
9、 根据权利要求 1至 8中任一项所述的电路， 其特征在于， 所述第一开关 元件是绝缘栅双极型晶体管 IGBT或金属氧化物半导体场效应管 MOSFET。
10、 一种无桥功率因数校正 PFC电路的控制方法， 其中所述无桥 PFC电路 包括交流电源模块、 功率模块和控制模块， 所述交流电源模块与所述功率模块 连接以便为所述功率模块提供电能， 所述功率模块包括一路或多路交错 PFC电 路， 其中每路交错 PFC电路包括一个电感、一对第一开关元件和至少一个电容， 所述电感的第一端与所述交流电源模块连接， 所述电感的第二端分别通过所述 一对第一开关元件连接到每个所述电容的两端， 所述控制模块用于所述功率模 块中第一开关元件的关断， 其特征在于， 所述方法包括：
所述控制模块检测流经所述功率模块中的每个所述第一开关元件的电流； 当检测到所述电流达到预设电流时， 所述控制模块关断其中流经所述预设 电流的第一开关元件。
11、 根据权利要求 10所述的控制方法， 其特征在于， 所述控制模块检测流 经所述功率模块中的每个所述第一开关元件的电流包括：
所述控制模块釆样所述功率模块中的每个所述第一开关元件的电流， 并检 测釆样得到的电流。
12、 根据权利要求 10或 11所述的控制方法， 其特征在于， 所述预设电流 为负电流。
13、 根据权利要求 10至 12中任一项所述的控制方法， 其特征在于， 所述 控制模块包括三角形电流模式 TCM控制器。
PCT/CN2012/083907 2012-02-09 2012-11-01 无桥功率因数校正电路及其控制方法 WO2013117091A1 (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP12865547.9A EP2658106A4 (en) 2012-02-09 2012-11-01 BRIDGE-FREE POWER FACTOR CORRECTION AND CONTROL PROCESS THEREFOR
US14/017,442 US9570973B2 (en) 2012-02-09 2013-09-04 Bridgeless power factor correction circuit and control method utilizing control module to control current flow in power module

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210028511.5A CN102545582B (zh) 2012-02-09 2012-02-09 无桥功率因数校正电路及其控制方法
CN201210028511.5 2012-02-09

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/017,442 Continuation US9570973B2 (en) 2012-02-09 2013-09-04 Bridgeless power factor correction circuit and control method utilizing control module to control current flow in power module

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013117091A1 true WO2013117091A1 (zh) 2013-08-15

Family

ID=46351724

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2012/083907 WO2013117091A1 (zh) 2012-02-09 2012-11-01 无桥功率因数校正电路及其控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9570973B2 (zh)
EP (1) EP2658106A4 (zh)
CN (1) CN102545582B (zh)
WO (1) WO2013117091A1 (zh)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102545582B (zh) 2012-02-09 2014-12-24 华为技术有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法
TWI461881B (zh) * 2012-09-05 2014-11-21 Chicony Power Tech Co Ltd 具單一電感元件之無橋式功率因數校正器及其操作方法
CN102969884B (zh) * 2012-10-22 2015-10-28 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 车载充电机功率因数效率的控制方法
CN104237615B (zh) * 2013-06-09 2019-03-12 中兴通讯股份有限公司 电流过零检测装置、信号获取电路及电路系统
CN103580502A (zh) * 2013-11-15 2014-02-12 华为技术有限公司 电源转换电路及控制直流-交流电路的方法
CN105471251B (zh) * 2014-09-12 2018-06-19 沃尔缇夫能源系统公司 交错图腾无桥功率因数校正电路开关管的控制方法及装置
WO2017023288A1 (en) 2015-07-31 2017-02-09 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Power module health test
CN106712517A (zh) * 2015-11-12 2017-05-24 华为技术有限公司 一种谐振双向变换电路以及变换器
CN105490551B (zh) * 2015-12-28 2018-07-03 华为技术有限公司 一种不间断电源的电路
US10985645B2 (en) * 2016-08-31 2021-04-20 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Alternatingly-switched parallel circuit, integrated power module and integrated power package
US10620654B2 (en) * 2016-08-31 2020-04-14 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Alternatingly-switched parallel circuit, integrated power module and integrated power package
CN106208670A (zh) * 2016-09-23 2016-12-07 江苏由甲申田新能源科技有限公司 一种无桥功率因数校正软开关电路及其控制方法
CN106230261A (zh) * 2016-09-23 2016-12-14 江苏由甲申田新能源科技有限公司 一种dc‑dc两级调压模块级联电路
JP2018074683A (ja) * 2016-10-26 2018-05-10 株式会社オートネットワーク技術研究所 Ｄｃｄｃコンバータ
CN106411125A (zh) * 2016-11-14 2017-02-15 江苏由甲申田新能源科技有限公司 一种dc‑dc变换软开关电路及其控制方法
JP2019057993A (ja) * 2017-09-20 2019-04-11 トヨタ自動車株式会社 電力変換回路
EP3484033B1 (en) 2017-11-14 2023-06-07 Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. Current measurement circuit
CN108592168A (zh) * 2018-04-04 2018-09-28 深圳市深蓝新能源电气有限公司 变频热泵驱动器能效控制电路及能效控制方法
US11228257B2 (en) * 2018-05-04 2022-01-18 Aalborg Universitet Power circuits for modular multi-level converters (MMC) and modular multi-level converters
CN108768154B (zh) * 2018-05-31 2019-09-17 杭州电子科技大学 一种6路交错并联型Boost PFC电路
CN108988633A (zh) * 2018-07-25 2018-12-11 深圳市雷能混合集成电路有限公司 一种具有同步整流的直流Boost电路及防反灌的方法
CN109217652A (zh) * 2018-10-29 2019-01-15 深圳市高斯宝电气技术有限公司 一种无桥功率因数校正电路的控制方法
WO2020232994A1 (zh) * 2019-05-17 2020-11-26 广东美的制冷设备有限公司 功率因数校正电路和空调器
CN112003454A (zh) 2019-05-27 2020-11-27 恩智浦美国有限公司 具有零电流检测电路的无桥功率因数校正转换器
CN111049368B (zh) * 2019-12-16 2021-02-26 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种软开关控制方法、图腾柱无桥电路及图腾柱无桥系统
CN112039315B (zh) * 2020-08-03 2021-11-05 杭州中恒电气股份有限公司 过零检测电路、pfc电路及两路交错并联pfc电路
CN112821748B (zh) * 2021-01-29 2021-12-07 上海瞻芯电子科技有限公司 图腾柱无桥功率因数校正装置及电源
CN113890328B (zh) * 2021-12-08 2022-03-11 成都天核科技有限公司 一种基于GaN功率件的三相交错并联PFC电路
CN114744864A (zh) * 2022-04-02 2022-07-12 华为数字能源技术有限公司 功率控制电路及其控制方法
CN115528896B (zh) * 2022-11-28 2023-03-10 深圳市洛仑兹技术有限公司 交错并联拓扑的控制方法、结构和ac/dc电源

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1600048A (zh) * 2001-12-05 2005-03-23 皇家飞利浦电子股份有限公司 具有无损切换的高功率因数电子镇流器
CN1864319A (zh) * 2003-10-01 2006-11-15 国际整流器公司 单周控制的无桥路升压(blb)功率因数校正电路结构
CN102035364A (zh) * 2010-12-02 2011-04-27 成都芯源系统有限公司 无桥功率因数校正变换器及其控制方法
US20110149622A1 (en) * 2009-12-22 2011-06-23 Logah Technology Corp. Interleaved Bridgeless Power Factor Corrector and Controlling Method thereof
CN102545582A (zh) * 2012-02-09 2012-07-04 华为技术有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69940902D1 (de) * 1998-12-08 2009-07-02 Panasonic Corp Schaltnetzteil
JP2002158542A (ja) * 2000-11-16 2002-05-31 Sony Corp 出力回路
US6735097B1 (en) 2002-12-19 2004-05-11 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Method and apparatus of using leakage inductance as a boost inductor
US7269038B2 (en) * 2005-09-12 2007-09-11 Fairchild Semiconductor Corporation Vrms and rectified current sense full-bridge synchronous-rectification integrated with PFC
CN101958657A (zh) 2009-07-17 2011-01-26 华为技术有限公司 电源转换电路及设备、功率因数矫正电路交错控制方法
US8476873B2 (en) * 2009-08-10 2013-07-02 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for current balancing
US20110090725A1 (en) * 2009-10-20 2011-04-21 Texas Instruments Inc Systems and Methods of Synchronous Rectifier Control
CN101707441B (zh) * 2009-11-26 2012-06-06 华为技术有限公司 图腾柱无桥电路系统及电流采样装置
CN102104324B (zh) * 2009-12-21 2013-05-01 力铭科技股份有限公司 交错式无桥功率因子修正器及控制方法
JP2012019637A (ja) * 2010-07-08 2012-01-26 Fujitsu Ltd 分圧力率改善回路、分圧力率改善装置および分圧力率改善方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1600048A (zh) * 2001-12-05 2005-03-23 皇家飞利浦电子股份有限公司 具有无损切换的高功率因数电子镇流器
CN1864319A (zh) * 2003-10-01 2006-11-15 国际整流器公司 单周控制的无桥路升压(blb)功率因数校正电路结构
US20110149622A1 (en) * 2009-12-22 2011-06-23 Logah Technology Corp. Interleaved Bridgeless Power Factor Corrector and Controlling Method thereof
CN102035364A (zh) * 2010-12-02 2011-04-27 成都芯源系统有限公司 无桥功率因数校正变换器及其控制方法
CN102545582A (zh) * 2012-02-09 2012-07-04 华为技术有限公司 无桥功率因数校正电路及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2658106A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
US9570973B2 (en) 2017-02-14
US20140002033A1 (en) 2014-01-02
EP2658106A4 (en) 2015-01-21
EP2658106A1 (en) 2013-10-30
CN102545582A (zh) 2012-07-04
CN102545582B (zh) 2014-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2013117091A1 (zh) 无桥功率因数校正电路及其控制方法
TWI446701B (zh) 無橋功率因數校正變換器及其控制方法
TWI468896B (zh) 功率因數校正電路
JP6284081B2 (ja) インバータ装置
US20130314950A1 (en) Push-pull converter and modulation method for controlling a push-pull converter
US10411700B2 (en) Method and apparatus for driving power switch tube
WO2014067271A1 (zh) 三电平逆变器和供电设备
CN103069705A (zh) 隔离开关模式电源
CN101632216A (zh) 功率变换器中的箝位二极管复位和开关式电源中的断电检测
WO2013135181A1 (zh) 高频应用中的逆变器拓扑及其控制方法
CN104852567A (zh) 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路
CN104868733A (zh) 电源设备
TWI513171B (zh) 高效率控制之整合式逆變器裝置及其操作方法
WO2021237699A1 (zh) 一种无桥功率因数校正pfc电路
WO2012055232A1 (zh) 一种功率因数校正电路及控制方法
WO2020211713A1 (zh) 一种控制电路、电压源电路、驱动装置和驱动方法
US9762118B2 (en) Lossless snubber circuit and operation method thereof
TW201414167A (zh) 結合準諧振運作模式及連續導通運作模式之控制器及其運作方法
US10666164B2 (en) Bidirectional power conversion circuit and bidirectional power converter
CN1897436A (zh) 电流驱动同步整流电路
WO2023020051A1 (zh) 谐振变换器、谐振变换器的控制方法及电源适配器
Choi et al. A new soft-switched PWM boost converter with a lossless auxiliary circuit
CN203691272U (zh) 单三相宽范围输入开关电源
JP2018061336A (ja) 双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5939903B2 (ja) 電磁誘導加熱装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012865547

Country of ref document: EP

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12865547

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE