CN1463568A - 高效高功率因数电镇流器 - Google Patents

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Abstract

公开了在临界不连续模式(CDCM)下驱动镇流器的方法和装置。该方法提供零损耗开关来使效率最高，而且在不采用复杂和高成本的反馈环路的情况下提供可控制的输入和输出功率。

Description

高效高功率因数电镇流器
本发明涉及照明装置的镇流器，特别是涉及放电灯的电镇流器。
一般可用的最有效的电照明源是气体的、低压和高压放电灯。这些电照明源的例子包括高强度放电(HID)灯。该类型的灯典型地采用电子管内密封的气体，当被电信号激发时该气体发出光。
电镇流器典型包括开关晶体管，利用高开关频率将能量转换为适当形式来驱动灯。对于HID灯，一般是用低频(例如100Hz)方波电流来驱动灯。该类型的电镇流器典型采用占空比接通和切断晶体管，该占空比被选择来调节传递给灯的功率。特别是，镇流器输出的功率典型地由开关晶体管的占空比决定，其中更大的占空比提供更大振幅的驱动电流，这导致更大的功率，进而导致更亮的光输出。
图1示出美国专利6,225,755B1公开的、申请人Shen的现有技术。如图1所示，输入电压Vin通过所示的镇流器控制电路驱动输出光源Vout。在该系统中，桥式晶体管M3和M4的开关周期与输入电源电压同步。开关晶体管M1、M2、M5和M6以高频工作，以便整形从电源输出的电流，并给灯输出与该电源同步的方波电流，。
工作中，开关晶体管M1到M6互相相关地工作，M1、M2、M5、M6以高频脉宽调制模式(PWM)工作以便驱动输出光源Vout。在该情况下，由晶体管M1和M2开关来调整通过L1的电流，以便在L1流过正弦波电流。正弦波有效跟随由指定因数决定的输入电压Vin。同样，由晶体管M5和M6开关来调整通过L2的电流，以便在L2流过方波电流。
为了控制从输入得到的功率，必需监视通过电感L1的电流，并通过反馈环路适当调整应用于开关晶体管M1和M2的占空比，以便提供适当的振幅。
图1A示出流过图1的电感L1的电流，着眼于晶体管M1的开关状态。如图1A所示，电感L1的电流在任一开关周期内都是基本恒定的，开关周期是指M1和M2的高频开关周期。
同样，为了控制传递给输出的功率，必需监视通过电感L2的电流，并通过反馈环路适当调整用于开关晶体管M5和M6的占空比，以便提供适当的振幅。
虽然‘290专利的装置解决了很多现有问题，但‘290装置还有2个问题没有解决。第1个是如上所述，快速接通和断开晶体管来控制流过L1的电流的振幅，从而控制从输入得到的功率大小。‘290专利和其它现有技术系统所述的接通和断开晶体管的特定序列通过镇流器时产生显著的功率损耗。在电感L2和开关M5、M6中存在类似状态。因此，该方法不像想象地那样有效。
第2个问题是应用于将通过电感L1的电流与特定AC电压进行匹配的技术是反馈环路。更具体说来，监视通过L1的电流，反馈给一个误差放大器，并将该误差放大器的输出用于调节晶体管的占空比，以便将L1的电流增大或减小到所需的值。必需对L2电流应用相似反馈环路装置。固定监视通过L1和L2的电流和采用反馈环路需要附加元件(图1中没有示出)，它会增加镇流器电路的成本和复杂性。
根据上述，技术上需求一种成本更低廉且有效的控制镇流器的方式来驱动照明装置。
根据本发明，解决了上述问题并取得了技术进步。通过在输入和输出级都采用临界不连续模式(CDCM)操作来驱动电镇流器。CDCM中，接通和切断通过输入电感L1的电流，以便该电流在每个高频开关周期期间倾斜上升和倾斜下降，产生三角波格式。三角波峰值包络线勾勒出所需波形，并且滤波后产生的实际波形是所需的正弦波形。在输出级也以CDCM工作，使通过电感L2的最终电流也具有高频三角波形。三角波峰值包络线勾勒出所需波形，并且滤波后产生的实际波形是所需的方波。
通过采用CDCM和固定充电时间，输入电流的振幅直接跟随电源电压的给定部分。只需要测量输入电感电流的零交叉，以便系统可以维持三角波形。去除现有技术的持续监视输入电流的反馈环路，代替它采用简单的零交叉传感器。在改进的实施例中，通过正确定时开关，接通和切断PWM开关可使得产生无损耗开关。
根据另一改进实施例，为了监视何时电感电流到达零并适当安排开关时间，增加了饱和变压器。监视电感电流的零交叉所需的复杂性远比持续监视电感电流值并反馈来进行调节的复杂性低，因此，简化电路的复杂性，并降低电路成本。
同样，通过采用CDCM，输出电流的振幅直接跟随DC总线电压，该电压的极性随与开关M3和M4的开关控制的电源电压交替改变。只需要测量电感电流的零交叉，从而去除反馈环路。用适当的开关时序可实现无损耗开关。
通过本发明的示例性实施例的下面的具体描述和附图，可以更清楚理解本发明的优点和功能。图中：
图1示出现有技术的驱动照明装置的镇流器电路；
图1A示出叠加的开关波形和电感电流波形，该波形来自典型的现有技术的镇流器装置；
图2示出本发明的一个示例性实施例的电路图；
图3示出给定状态期间的本发明的示例性实施例的电路状态；
图4示出不同给定状态的流过本发明的示例性实施例的电路和电流状态；
图5示出采用本发明的通过输入电感的电流波形；
图6示出随着本发明工作的作为时间函数的电路图中的给定点的电压；
图7示出作为本发明的一部分的开关晶体管的时序图例；
图8示出第2开关晶体管工作的时序图例；和
图9(a)-(d)示出与图2的输出级开关M5和M6有关的类似系列的时序图例。
图2示出一个利用本发明的电路的实施例。图2的装置包括与电容201并联的输入电压源200，与饱和变压器Ls1耦合的电感L1。两个开关晶体管M1和M2控制电流从输入级向镇流器的传送。如下所述，饱和变压器Ls1用于测量L1的电感电流的零交叉，以便控制系统时序。
图3示出更具体的输入级，其中如图所示，示出了各开关晶体管，与其相关的各寄生电容301和302，和其各本体二极管303和304。
根据本发明，开关晶体管M1和M2固有的电容和二极管有效用于构建以无损耗方式开关的谐振网络。
根据图3至图8分别说明该镇流器的时序和工作。注意只示出PWM信令的一个开关周期。另外，图3和图4只示出镇流器的输入级，图2(右半部分图)示出的输出级按基本相同方式工作。
根据图2，Vin为正时开关M4闭合。在高频开关周期的初始工作期间，开关M2闭合。闭合的开关M2对电感L1提供对地的短路。结果，整个电压Vin加在L1。在该级中，通过L1的电流线性增大。在图5至图8的时序图中图示出该级，其中级1示出在该期间L1的电流线性倾斜上升。如图6所示，由于M2有效地起对地的短路作用，所以在级1期间，图1的点VX1的电压为零。
在级2期间，M2打开并切断VX1和地之间的电流通路。如图3所示，由于电感L1的电流iL1倾向于继续流过，所以该电流在各开关M1和M2的寄生电容301和302之间被分开。在该级2期间，电容301开始放电，电容302开始充电，因此，使点VX1的电压上升到Vbus。
图5至图8示出级2的时序。在图8的底部，时间轴被分成几个状态。更具体说，电流iL在开关M2打开之前继续流过。图6示出在级2期间，电容301将进行放电而电容302将进行充电，点VX1的电压从地倾斜上升到Vbus，如图6所示基本是线性的。图7、图8具体示出在该级2期间的开关M2和M1的状态。
在电压VX1完全达到Vbus时，进入级3。通过闭合M1来启动级3，使加在L1的电压等于Vin-Vbus。由于Vbus必须大于Vin(例如，当Vin＝120Vrms时，Vbus＝200V)，在级3期间加在L1的电压成为负。结果，如图5所示，电流iL1开始线性减小。另外，如图6所示，在电流下降期间VX1基本维持恒定。最终，在级3的末位电流iL1将基本为零。可以用简单的探测装置检测电流是否为零，如图3所示的Ls1。当电流iL1为零，或略低于零，则进入级4。
通过打开开关M1来启动级4。它导致当电流iL1变负时VX1减小。当VX1达到接近地的最小值时，M2闭合并再次开始周期循环。图5-8也示出该时序。
实际上级4，谐振网络基本上由L1、电容301和302构成。谐振网络振荡，并且当L1的电流变负时，电容301充电而电容302放电。它导致已知的VX1从电压Vbus降低至地。
为了确保开关无损耗，要求在将零电压加在各开关时接通或断开晶体管M1或M2。在M1的情况下，这意味着为了在M1上没有压降而在VX1为Vbus时接通M1。在M2的情况下，这意味着为了在M2上没有压降而在VX1为地时接通M2。
但是注意到如图4所示的电路分析所示，VX1实际上可以达到略不同于地的值。特别是在电容301和302充电和放电时，VX1实际达到的值为2Vin-Vbus，该值比地略大或略小。但是，若VX1低于地，则被二极管304箝位在地。相反，若VX1降低并接近地而没有达到地，则为了最小化损耗而必须在VX1最小值时进行开关。在值略大于零时开关仍有损耗，但会最小化损耗。
还可以总是确保电压VX1在开关时返回到零。在此可以维持级3。如图5-8所示，直到在切换到级4之前电流iL1略低于零，从而总是确保VX1到达零，进而实现无损耗开关。
该镇流器的输出级按上面对输入部分描述的类似方式工作，其中镇流器的输出级大致上包括开关M5和M6。图9的(a)-(d)示出开关M5和M6，以及图2示出的相关电压VX2和iL2的工作时序图。如上所述，镇流器的输出部分的工作和时序与输入部分类似。图9(a)-(d)分别对应图5-8。
在如图9的(1)所示的状态期间，M5闭合并打开M6。L2上的电压为Vbus-Vout。其结果，电流iL2线性增加。给定时间(1)之后，M5断开(即，打开)，导致输出级进入图9的状态(2)。在状态2，由于M5打开，所以电流iL2分开流过在M5和M6中的寄生电容。如对镇流器的输入部分所描述那样，当M5寄生电容充电时M6寄生电容放电。如图9(b)所示，它导致VX2朝地下降。当VX2达到或接近地时，M6内的本体二极管将VX2箝位在地，并接通开关M6。由于VX2下降到地表示在状态(2)末尾在M6上没有压降，所以在该级开关M6接通而基本无损耗。此时开关M6闭合导致基本无损耗开关。注意到即使在VX2不真正为地的点进行开关，这也仅意味着开关虽不是完全无损耗，但却只有非常小的损耗。即使这样，也可以实现本发明的最主要优点。
根据图9的时序图，当进入状态(3)时M6以基本无损耗方式闭合。如图9(a)所示，该电流iL2线性减小。当iL2达到零(或很小的负值)，M6打开并且电路进入状态(4)。
在状态(4)M6打开。状态(4)期间，该电流iL2略为负，导致当M5中的寄生电容放电时M6的寄生电容充电。结果，如图所示电压VX2上升到Vbux。实际上，VX2将达到两倍Vout的峰值，其或大于或小于Vbus。若2倍的Vout大于Vbus，则M5的本体二极管将VX2箝位在Vbus。若VX2没有达到Vbus，则M5可以在VX2的峰值接通，从而最小化损耗。
注意到，以对镇流器的输入部分描述类似方式，允许iL2在进入状态(4)之前成为负。若在iL2变负之后进行开关，则多余的能量将存储在L2中以确保VX2总是达到Vbus，M5可以总是以基本无损耗的方式开关。
由于输出级开关M5和M6的工作与输入级开关M1和M2基本一致，所以可知这是对称电路。而且，当Vin为负时，开关M3接通M4断开，电路如所述那样工作。在该情况下，对调M1和M2的作用，反转iL1的极性。同样，对调M5和M6的作用和反转iL2的极性。
对于这些极性差别，该电路的工作与上述Vin＞0时基本一致。
尽管上面描述了本发明的优选实施例，但对本领域的技术人员而言显然可进行各种变形和添加。这样的修改由下面的权利要求所涵盖。

Claims (8)

1.一种驱动放电灯的镇流器，包括：
用于与电压源耦合的输入端子；
与DC-DC转换器耦合的DC-AC转换器(L2，M5，M6)，用来产生灯电流，其包括第1个开关单元(M5，M6)和与第1个开关单元耦合的第1个控制电路，使第1个开关单元导通和非导通，并使电感L2和灯连接端子的串联装置与第1个开关单元耦合，
其特征在于：
第1个控制电路控制通过电感L2的电流，以便该电流具有高频三角波形状并使该电流在每个高频周期达到零值。
2.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于镇流器还包括：
AC-DC转换器(L1，M1，M2，M3，M4)，用来从AC电压源提供的并与输入端子耦合的AC电压产生DC电压，包括电感L1和第2个开关单元(M1，M2)和与第2个开关单元耦合的第2个控制电路，使第2个开关单元导通和非导通，其中第2个控制电路控制通过电感L1的电流，以便电流具有高频三角波形状并使该电流在每个高频周期中达到零值。
3.如权利要求1或2所述的镇流器，其特征在于：
通过电感L2的电流平均值基本上为方波形状。
4.如权利要求1或2或3所述的镇流器，其特征在于：
DC-AC转换器包括滤波器(C3)。
5.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于：
电感L1的电流平均值为正弦波形，与AC电压源提供的AC电压基本同相。
6.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于：
AC-DC转换器包括滤波器(201)。
7.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于：
DC-AC转换器包括用来测量电感L2的电流何时为零的饱和变压器(Ls2)。
8.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于：
AC-DC转换器包括用来测量电感L2的电流何时为零的饱和变压器(Ls1)。
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