DE60225279T2

DE60225279T2 - Elektronisches vorschaltgerät mit hohem leistungsfaktor und wirkungsgrad

Info

Publication number: DE60225279T2
Application number: DE60225279T
Authority: DE
Inventors: Eric B. Shen
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2001-05-31
Filing date: 2002-05-29
Publication date: 2009-04-16
Anticipated expiration: 2022-05-30
Also published as: EP1397942B1; EP1397942A1; WO2002098185A1; ATE387834T1; CN1463568A; JP4354803B2; JP2004527896A; US6573664B2; CN100375581C; DE60225279D1; US20020180379A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Vorschaltgerät für Beleuchtungseinrichtungen und im Besonderen auf ein elektronisches Vorschaltgerät für Entladungslampen.
Die leistungsfähigsten, elektrischen Beleuchtungsquellen, die im Allgemeinen zur Verfügung stehen, sind Niederdruck- und Hochdruckentladungslampen. Beispiele derselben schließen Hochleistungsentladungs-(HID)-Lampen ein. Bei diesen Arten von Lampen wird typischerweise ein in einer Röhre verschlossenes Gas verwendet, welches Licht bei Anregung mit einem elektrischen Signal abgibt.
Elektronische Vorschaltgeräte umfassen typischerweise Schalttransistoren und nutzen hohe Schaltfrequenzen, um zur Ansteuerung der Lampen Energie in eine geeignete Form umzuwandeln. Bei HID-Lampen ist es üblich, die Lampen mit einem Niederfrequenz-(zum Beispiel 100 Hz)Rechteckstrom anzusteuern. Elektronische Vorschaltgeräte dieser Art schalten Transistoren typischerweise unter Anwendung eines Duty Cycle, welcher so ausgewählt wird, dass er die der Lampe zugeführte Energie einstellt, aus und ein. Genauer gesagt, die Energie, welche das Vorschaltgerät abgibt, wird typischerweise von dem Duty Cycle von Schalttransistoren bestimmt, wobei ein größerer Duty Cycle einen Ansteuerstrom mit höherer Amplitude voraussetzt, was in mehr Leistung und damit einem helleren Lichtstrom resultiert.
1 zeigt eine Technologie nach dem Stand der Technik, die in US 6 225 755 B1 , ausgegeben an Shen, der Anmelderin der vorliegenden Erfindung, beschrieben ist. Gemäß 1 wird eine Ausgangslichtquelle V_out durch einen Steuerkreis eines Vorschaltgeräts, wie dargestellt, von einer Eingangsspannung V_in gesteuert. Bei solchen Systemen wird der Schaltzyklus der Brückentransistoren M3 und M4 mit der Eingangsnetzspannung synchronisiert. Schalter M1, M2, M5 und M6 werden auf einer hohen Frequenz betrieben, um den dem Stromversorgungsnetz entnommenen Strom zu formen und der Lampe einen Rechteckstrom zuzuführen, der mit dem Stromversorgungsnetz synchronisiert ist.
Bei Betrieb arbeiten die Schalter M1 bis M6 in Verbindung miteinander, wobei M1, M2, M5 und M6 zur Ansteuerung der Ausgangslichtquelle V_out in einem Hochfrequenz-Pulsbreitenmodulationsmodus (PWM) betrieben werden. Bei einer solchen Anordnung wird der Strom durch L1 durch die Schaltung der Transistoren M1 und M2 so geregelt, dass in L1 ein Sinusstrom anliegt. Die Sinuswelle folgt effektiv der von einem vorgeschriebenen Faktor skalierten Eingangsspannung V_in. Gleichermaßen wird der Strom durch L2 durch die Schaltung der Transistoren M5 und M6 so geregelt, dass in L2 ein Rechteckstrom anliegt.
Zur Steuerung der dem Eingang entnommenen Energie muss der Strom durch Induktor L1 überwacht und der zur Schaltung der Transistoren M1 und M2 verwendete Duty Cycle durch eine Rückkopplungsschleife passend eingestellt werden, um die richtige Amplitude vorzusehen.
1A zeigt die Darstellung des durch Induktor L1 von 1 fließenden Stroms mit darüber vorgesehenem Schaltzustand des Transistors M1. Wie 1A zeigt, ist der Strom innerhalb Induktor L1 bei einem Schaltzyklus im Wesentlichen konstant, wobei sich ein Schaltzyklus auf die Hochfrequenzschaltzyklen von M1 und M2 bezieht.
Gleichermaßen muss zur Steuerung der dem Ausgang zugeführten Energie der Strom durch Induktor L2 überwacht und der zur Schaltung der Transistoren M5 und M6 verwendete Duty Cycle durch eine Rückkopplungsschleife passend eingestellt werden, um die richtige Amplitude vorzusehen.
Obgleich die Anordnung des Patents '290 viele der Probleme nach dem Stand der Technik löst, sind noch immer zwei Probleme vorhanden, welche die Anordnung '290 nicht löst. Erstens wird, wie zuvor angegebenen, die Amplitude des durch L1 fließenden Stroms und damit die dem Eingang entnommene Energie durch schnelles Aus- und Einschalten der Transistoren gesteuert. Die bestimmte Folge der Aus- und Einschaltung dieser Transistoren, wie in dem Patent '290 und anderen Systemen nach dem Stand der Technik beschrieben, resultiert in signifikantem Leistungsverlust durch das Vorschaltgerät. Ein ähnlicher Zustand besteht bei Induktor L2 und Schaltern M5 und M6. Folglich ist die Anordnung weniger effizient als gewünscht.
Zweitens ist die Technik zur Anpassung des Stroms durch Induktor L1 an eine vorgeschriebene Wechselspannung durch eine Rückkopplungsschleife vorgesehen. Genauer gesagt, der Strom durch L1 wird überwacht, zu einem Fehlerverstärker zurückgeführt, und das Ausgangssignal eines solchen Fehlerverstärkers wird zur Einstellung des Duty Cycle der Transistoren eingesetzt, um den Strom durch L1 auf den gewünschten Wert zu erhöhen oder zu reduzieren. Eine ähnliche Anordnung einer Rückkopplungsschleife muss für den Strom in L2 verwendet werden. Die konstante Überwachung der Ströme durch L1 und L2 und der Einsatz der Rückkopplungsschleifen machen zusätzliche Komponenten (in 1 nicht dargestellt) erforderlich, welche die Kosten und Komplexität der Ballastschaltung erhöhen.
In Anbetracht des oben Erwähnten ist es auf diesem Gebiet erforderlich, eine kosteneffektivere Art der Steuerung eines Vorschaltgeräts zur Ansteuerung einer Beleuchtungseinrichtung vorzusehen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die obigen sowie weitere Probleme des Standes der Technik behoben und ein technischer Fortschritt erreicht. Ein elektronisches Vorschaltgerät wird unter Anwendung des Critical Discontinuous Mode(CDCM)-Betriebs der Eingangs- und Ausgangsstufe gesteuert. Im CDCM wird der Strom durch den Eingangsinduktor L1 ein- und ausgeschaltet, so dass er ansteigt und abfällt, wodurch bei jedem Hochfrequenz-Schaltzyklus eine Dreieckwellenform erzeugt wird. Die Hüllkurve der Dreieckspitzen stellt die gewünschte Wellenform dar, und die tatsächlich erzeugte Wellenform ist nach Filterung die gewünschte sinusförmige Wellenform. Die Ausgangsstufe wird auch im CDCM so betrieben, dass der resultierende Strom durch Induktor L2 ebenfalls eine Hochfrequenz-Dreieckwellenform hat. Die Hüllkurve der Dreieckspitzen stellt die gewünschte Wellenform dar, und die tatsächlich erzeugte Wellenform ist nach Filterung die gewünschte Rechteckform.
Durch Anwendung des CDCM und einer konstanten Ladezeit folgt die Amplitude des Eingangsstroms unmittelbar einem vorgeschriebenen Teil der Versorgungsspannung. Es ist lediglich erforderlich, den Nulldurchgang des Eingangsstroms des Induktors zu messen, so dass das System die Dreieckwellenform aufrechterhalten kann. Die Rückkopplungsschleife nach dem Stand der Technik, die den Eingangsstrom kontinuierlich überwacht, wird eliminiert und stattdessen ein einfacher Nulldurchgangssensor verwendet. In einem verbesserten Ausführungsbeispiel werden die PWM-Schalter so ein- und ausgeschaltet, dass durch korrektes Timing der Schaltung ein verlustfreies Schalten erfolgt.
In einem weiteren verbesserten Ausführungsbeispiel ist zusätzlich ein sättigbarer Transformator angeordnet, um zu kontrollieren, wann der Induktorstrom Null erreicht und die Schaltung zeitlich richtig zu koordinieren. Die zur Überwachung von Nulldurchgängen in einem Induktorstrom erforderliche Komplexität ist signifikant geringer als diese der kontinuierlichen Überwachung des Wertes eines Induktorstroms und Rückführung desselben zum Zwecke einer Einstellung, wodurch die Komplexität vereinfacht wird und die Kosten der Schaltung reduziert werden.
Ebenso folgt die Amplitude des Ausgangsstroms durch Anwendung des CDCM unmittelbar der DC-Busspannung, wobei die Polarität mit der Netzspannung, wie durch die Schaltung der Schalter M3 und M4 gesteuert, alterniert. Wieder ist es lediglich erforderlich, die Nulldurchgänge des Induktorstroms zu messen, womit die Rückkopplungsschleife eliminiert wird. Bei richtigem Schalttiming kann eine verlustfreie Schaltung erreicht werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 – eine Ballastschaltung nach dem Stand der Technik zur Ansteuerung einer Beleuchtungseinrichtung;
1A – eine Schaltwellenform sowie eine überlagerte Wellenform eines induktiven Stroms, wobei die Wellenform einer typischen Ballastanordnung nach dem Stand der Technik entnommen wurde;
2 – die Schaltung eines exemplarischen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
3 – den Schaltungszustand bei einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung während eines vorgeschriebenen Zustands;
4 – den Schaltungszustand und Stromfluss durch ein exemplarisches Ausführungsbeispiel der Erfindung bei einem anderen vorgeschriebenen Zustand;
5 – die Wellenform des Stromes durch den Eingangsinduktor unter Anwendung der vorliegenden Erfindung;
6 – die Spannung an einem vorgeschriebenen Punkt in der Schaltung als eine Zeitfunktion während des Betriebs der Erfindung;
7 – ein exemplarisches Zeitdiagramm eines Schalttransistors, welches Teil der vorliegenden Erfindung ist;
8 – ein exemplarisches Zeitdiagramm des Betriebs eines zweiten Schalttransistors; sowie
9(a)–(d) – eine ähnliche Reihe von, auf die Ausgangsstufenschalter M5 und M6 von 2 bezogenen, exemplarischen Zeitdiagrammen.
2 zeigt ein exemplarisches Ausführungsbeispiel eines die vorliegende Erfindung realisierenden Schaltkreises. Die Anordnung von 2 umfasst eine mit einem Kondensator 201 parallel geschaltete Eingangsspannungsquelle 200 und einen an einen sättigbaren Transformator Ls1 gekoppelten Induktor L1. Zwei Schalttransistoren M1 und M2 steuern die Stromzuführung von der Eingangsstufe zu dem Vorschaltgerät. Der sättigbare Transformator Ls1 dient dazu, den Nulldurchgang des Induktorstroms in L1 zu messen, um die zeitliche Koordinierung, wie unten beschrieben, zu steuern.
3 zeigt eine etwas detailliertere Ansicht der Eingangsstufe, wobei jeder Schalttransistor mit seinen zugeordneten, parasitären Kapazitäten, 301 bzw. 302, wie angegeben, und seinen Body-Dioden 303 bzw. 304 dargestellt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die den Schalttransistoren M1 und M2 inhärente Kapazität und Diode auf vorteilhafte Weise zum Zwecke der Erzeugung des Resonanznetzes, welches verlustfrei geschaltet werden kann, eingesetzt.
Es werden nun in Bezug auf die 3 bis 8 die zeitliche Koordinierung und der Betrieb des Vorschaltgeräts beschrieben. Es sei erwähnt, dass lediglich ein Schaltzyklus der PWM-Signalisierung dargestellt ist. Zudem sei erwähnt, dass zwar die 3 und 4 lediglich die Eingangsstufe des Vorschaltgeräts zeigen, die in 2 (rechte Hälfte der Zeichnung) dargestellte Ausgangsstufe jedoch auf im Wesentlichen identische Weise betrieben wird.
Bezug nehmend auf 2 ist Schalter M4 geschlossen, wenn V_in positiv ist. Während des anfänglichen Betriebs eines Hochfrequenz-Schaltzyklus ist Schalter M2 geschlossen. Der geschlossene Schalter M2 sieht einen Kurzschluss von Erde zu Induktor L1 vor. Folglich liegt die gesamte Spannung V_in an L1 an. Der Strom durch L1 steigt während dieser Stufe linear an. Diese Stufe ist in den Zeitdiagrammen der 5 bis 8 graphisch dargestellt, wobei Stufe 1 zeigt, dass der Strom in L1 während dieser Zeit linear ansteigt. Wie in 6 dargestellt, ist, da M2 effektiv als ein Kurzschluss gegen Erde wirkt, die Spannung an Punkt V_x1 von 1 während Stufe 1 Null.
Während Stufe 2 ist M2 geöffnet, wobei der Stromweg zwischen V_x1 und Erde unterbrochen wird. Da der Strom iL1 in Induktor L1 dazu tendiert, weiter zu fließen, wird er, wie in 3 deutlicher dargestellt, zwischen den parasitären Kondensatoren 301 und 302 der Schalter M1 und M2 jeweils getrennt. Während dieser Stufe 2 beginnt Kondensator 301 sich zu entladen, während Kondensator 302 sich aufzuladen beginnt, wodurch die Spannung an Punkt V_x1 auf V_bus gebracht wird.
Die zeitliche Koordinierung von Stufe 2 ist in den 5 bis 8 dargestellt. Es sei erwähnt, dass in 8 unten die Zeitachse in nummerierte Zustande unterteilt ist. Genauer gesagt, der Strom iL1 tendiert dazu, so wie vor Öffnen des Schalters M2 zu fließen. 6 zeigt, dass, da Kondensator 301 dazu neigt, sich zu entladen und Kondensator 302 dazu neigt, sich aufzuladen, die Spannung an Punkt V_x1, wie in 6 dargestellt, während Stufe 2 von Erde auf V_bus im Wesentlichen linear ansteigt. Die 7 und 8 zeigen jeweils die Zustände der Schalter M2 und M1 während dieser Stufe 2.
Es wird im Wesentlichen zu dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung V_x1 V_bus erreicht, auf Stufe 3 übergegangen. Stufe 3 wird durch Schließen von M1 eingeleitet, wodurch die Spannung an L1 mit V_in – V_bus gleichgemacht wird. Da V_bus größer als V_in sein muss (zum Beispiel V_bus = 200 V bei V_in = 120 Vrms), ist die Spannung an L1 während Stufe 3 nun negativ. Infolgedessen beginnt der Strom iL1, wie in 5 dargestellt, linear abzufallen. Zudem bleibt V_x1, wie in 6 dargestellt, während dieses Stromabfalls im Wesentlichen konstant. Schließlich erreicht der Strom iL1 am Ende von Stufe 3 substantiell Null. Der Null erreichende Strom kann, wie in 3 dargestellt, von einem einfachen Detektor detektiert werden. Sobald der Strom iL1 Null erreicht oder sogar leicht negativ ist, wird auf Stufe 4 übergegangen.
Stufe 4 wird durch Öffnen des Schalters M1 eingeleitet. Dadurch wird bewirkt, dass V_x1 abfällt, während der Strom iL1 negativ wird. Sobald V_x1 ihren Minimalwert gegen nahe Null erreicht, kann M2 geschlossen werden, wobei der Zyklus noch einmal neu begonnen wird. Dieses Timing ist ebenfalls in den 5–8 dargestellt.
Im Wesentlichen wird in Stufe 4 durch L1 sowie die Kondensatoren 301 und 302 ein Resonanznetz gebildet. Das Resonanznetz oszilliert, und da der Strom in L1 negativ wird, wird Kondensator 301 geladen, während Kondensator 302 entladen wird. Dadurch wird bewirkt, dass die bekannte V_x1 von der Spannung V_bus auf Erde abfällt.
Um sicherzustellen, dass die Schaltung verlustfrei ist, ist es wünschenswert, dass das Ein- oder Ausschalten des Transistors M1 oder M2 vorgenommen wird, wenn an jedem Schalter null Volt anliegen. Im Falle von M1 heißt dieses, dass er eingeschaltet werden sollte, wenn V_x1 auf V_bus ist, so dass an M1 kein Spannungsabfall erfolgt. Im Falle von M2 heißt dieses, dass er eingeschaltet werden sollte, wenn V_x1 an Erde liegt, so dass an M2 kein Spannungsabfall erfolgt.
Es sei jedoch erwähnt, dass, wie eine Analyse der Schaltung von 4 zeigt, V_x1 tatsächlich einen von Erde leicht abweichenden Wert erreichen kann. Genauer gesagt, da sich die Kondensatoren 301 und 302 aufladen und entladen, beträgt der von V_x1 erreichte Wert tatsächlich 2 V_in – V_bus, welcher geringfügig höher oder geringer als Erde sein könnte. Sollte jedoch V_x1 zu unterhalb Erde tendieren, wird diese von Diode 304 auf Erde gehalten. Wenn alternativ V_x1 gegen nahe Erde abfällt, jedoch Erde nicht erreicht, sollte die Schaltung bei dem Minimalwert von V_x1 erfolgen, um Verluste zu minimieren. Obgleich eine Schaltung bei einem geringfügig größeren Wert als Null nicht verlustfrei ist, werden trotzdem Verluste minimiert.
Eine weitere Verbesserung stellt sicher, dass die Spannung V_x1 zum Schaltzeitpunkt stets auf Null zurückgeht. In dieser Hinsicht ist es, wie in den 5–8 dargestellt, möglich, in Stufe 3 zu verbleiben, bis der Strom iL1 vor Schalten auf Stufe 4 leicht negativ wird, womit sichergestellt ist, dass es stets einen Zeitpunkt gibt, zu dem V_x1 auf Null zustrebt und damit ein verlustfreies Schalten bewirkt wird.
Die Ausgangsstufe des Vorschaltgeräts, welche weitgehend aus den Schaltern M5 und M6 besteht, arbeitet auf ähnliche Weise, wie oben für den Eingangsteil beschrieben. 9, Darstellungen (a)–(d), zeigt die auf den Betrieb der Schalter M5 und M6 bezogenen Zeitdiagramme sowie die in 2 dargestellten, zugeordneten Spannungen V_x2 und iL2. Bei Vorangegangenem ist zu beachten, dass der Betrieb und das Timing des Ausgangsteils des Vorschaltgeräts diesen des Eingangsteils gleichen. Die 9(a)–(d) entsprechen jeweils den 5–8.
Bei Betrieb ist während des durch (1) in 9 gekennzeichneten Zustands M5 geschlossen und M6 geöffnet. Die Spannung an L2 ist V_bus – V_out. Folglich steigt der Strom iL2 linear an. Nach einer vorgeschriebenen Zeit (1) wird M5 abgeschaltet (d. h. geöffnet), was darin resultiert, dass die Ausgangsstufe in Zustand (2) von 9 übergeht. In Zustand 2 teilt sich der Strom iL2, da M5 geöffnet ist, zwischen den in M5 und M6 vorhandenen, parasitären Kondensatoren. Wie im Hinblick auf den Eingangsteil des Vorschaltgeräts beschrieben, entlädt sich die parasitäre Kapazität von M6, während sich die parasitäre Kapazität von M5 auflädt. Dadurch wird bewirkt, dass V_x2, wie in 9(b) dargestellt, gegen Erde abfällt. Sobald sich V_x2 an oder nahe Erde befindet, wird V_x2 von der Body-Diode innerhalb M6 auf Erde gehalten, und Schalter M6 kann eingeschaltet werden. Das Einschalten von Schalter M6 in diesem Stadium ist im Wesentlichen verlustfrei, da das Abfallen von V_x2 auf Erde bedeutet, dass am Ende von Zustand (2) kein Spannungsabfall an M6 erfolgt. Das Schalten von M6, der zu diesem Zeitpunkt geschlossen ist, resultiert in einer im Wesentlichen verlustfreien Schaltung. Es sei erwähnt, dass, selbst wenn die Schaltung zu einem Zeitpunkt stattfindet, zu dem V_x2 nicht genau an Erde liegt, dieses einfach heißt, dass die Schaltung einen kleinen Verlust mit sich bringt und nicht völlig verlustfrei ist. Jedoch wird selbst in diesem Fall der Großteil des Vorteils der vorliegenden Erfindung noch immer erreicht.
Fahren wir nun mit dem Zeitdiagramm von 9 fort, wobei bei Eintreten in Zustand (3) M6 im Wesentlichen verlustfrei geschlossen wird. Wie in 9(a) dargestellt, beginnt der Strom iL2 linear abzufallen. Sobald iL2 Null erreicht (oder sehr leicht negativ ist), wird M6 geöffnet und die Schaltung geht auf Zustand (4) über.
In Zustand (4) wird M6 geöffnet. Während des Zustands (4) ist der Strom iL2 leicht negativ, wodurch bewirkt wird, dass sich die parasitäre Kapazität in M6 auflädt, während sich die parasitäre Kapazität in M5 entlädt. Infolgedessen steigt die Spannung V_x2, wie dargestellt, auf V_bus an. Tatsächlich erreicht V_x2 einen Spitzenwert von zweimal V_out, welcher größer oder geringer als V_bus sein kann. Ist zweimal V_out größer als V_bus, wird V_x2 von der Body-Diode von M5 auf V_bus gehalten. Sollte V_x2 V_bus nicht erreichen, kann M5 bei dem Spitzenwert von V_x2 eingeschaltet werden, womit Verluste minimiert werden.
Ebenfalls sei erwähnt, dass es, ähnlich wie im Hinblick auf den Eingangsteil des Vorschaltgeräts beschrieben, möglich ist, dass iL2 vor Eintreten in Zustand (4) negativ werden kann. Erfolgt die Schaltung nach Negativwerden von iL2, wird in L2 dann zusätzliche Energie gespeichert, wodurch sichergestellt wird, dass V_x2 immer V_bus erreicht, und dass M5 stets im Wesentlichen verlustfrei geschaltet werden kann.
Es sei erwähnt, dass es sich hier um eine symmetrische Schaltung in dem Sinne handelt, dass der Betrieb der Ausgangsstufenschalter M5 und M6 mit diesem der Eingangsstufenschalter M1 und M2 im Wesentlichen identisch ist. Des Weiteren wird, wenn V_in negativ ist, Schalter M3 ein- und M4 ausgeschaltet, und die Schaltung arbeitet auf ähnliche Weise wie beschrieben. In diesem Fall sind ebenfalls die Rollen von M1 und M2 und damit die Polarität von iL1 umgekehrt. Ebenso sind die Rollen von M5 und M6 und die Polarität von iL2 umgekehrt. Angesichts dieser Polaritätsunterschiede arbeitet die Schaltung im Wesentlichen genauso, wie oben für den Fall V_in > 0 beschrieben.
Obgleich zuvor das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben wurde, ergeben sich für Fachkundige verschiedene andere Modifikationen und Erweiterungen. Solche Modifikationen sollen durch die nachfolgenden Ansprüche abgedeckt sein.
Inschrift der Zeichnung

3B, 4B, 5, 6, 7, 8, 9A, 9B, 9C, 9D TIME ZEIT
3A, 4A ON EIN

Claims

Vorschaltgerät zur Ansteuerung einer Entladungslampe mit – Eingangsanschlüssen zum Ankopplung an eine Versorgungsspannungsquelle, – einem zur Erzeugung eines Lampenstroms an einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler gekoppelten Wechselrichter (L2, M5, M6) mit ersten Schaltmitteln (M5, M6) und einem an die ersten Schaltmittel gekoppelten, ersten Steuerkreis, um die ersten Schaltmittel leitend und nicht leitend zu machen, sowie einer Reihenschaltung von einem Induktor L2 und an die ersten Schaltmittel gekoppelten Lampenanschlussklemmen, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Steuerkreis einen Strom durch den Induktor L2 unter Anwendung des Critical Discontinuous Modus so steuert, dass dieser Strom die Form einer Hochfrequenz-Dreieckwelle aufweist und in jeder Hochfrequenzperiode den Wert Null erreicht.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, wobei das Vorschaltgerät weiterhin – einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler (L1, M1, M2, M3, M4) aufweist, um aus einer Wechselspannung, die von der Wechselspannungsversorgungsquelle abgegeben wird und an die Eingangsanschlüsse angekoppelt ist, eine Gleichspannung zu erzeugen, wobei dieser einen Induktor L1 und zweite Schaltmittel (M1, M2) sowie einen an die zweiten Schaltmittel gekoppelten, zweiten Steuerkreis aufweist, um die zweiten Schaltmittel leitend und nicht leitend zu machen, und wobei der zweite Steuerkreis unter Anwendung des Critical Discontinuous Modus einen Strom durch den Induktor L1 so steuert, dass dieser Strom die Form einer Hochfrequenz-Dreieckwelle aufweist und in jeder Hochfrequenzperiode den Wert Null erreicht.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Durchschnittswert des Stroms durch den Induktor L2 im Wesentlichen rechteckförmig ist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Wechselrichter ein Filter (C3) aufweist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 2, wobei der Durchschnittswert des Stroms in Induktor L1 eine Sinusform aufweist und mit der von der Wechselspannungsversorgungsquelle abgegebenen Wechselspannung im Wesentlichen gleichphasig ist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 5, wobei der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler ein Filter (201) aufweist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, wobei der Wechselrichter einen sättigbaren Transformator (Ls2) aufweist, um zu messen, wenn der Strom in dem Induktor L2 auf dem Nullpegel ist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 2, wobei der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler einen sättigbaren Transformator (Ls1) aufweist, um zu messen, wenn der Strom in dem Induktor L2 auf dem Nullpegel ist.