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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben
einer Lampe und insbesondere ein preiswertes elektronisches Vorschaltgerät mit niedrigem
Oberschwingungsgehalt (THD) und Scheitelfaktor, mit geeigneter Phasensteuerung zum
Dimmen und welches einen hohen Leistungsfaktor aufweisen kann. Man
wird jedoch erkennen, dass die Erfindung vorteilhaft in verwandten
Beleuchtungsumgebungen und Anwendungen angewendet werden kann.
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Das
US Patent Nr. 5,994,848 offenbart ein elektronisches Vorschaltsystem.
Eine Leistungsrückkopplungsschaltung
unterstützt
dabei, einen aus einem Triac gezogenen Strompegel bei gedimmter Last
wenigstens auf einem Pegel des Triac-Haltestroms zu halten. Die
Rückkopplungsschaltung
wird in einen Verbindungspunkt eingeführt, der ein Paar von Dioden
miteinander verbindet, um ein Hochfrequenz-Rechteckwellensignal
in ein einem Wechselrichter zugeführtes unidirektionales Signal
umzuwandeln. Überspannungen über einem
Pufferkondensator werden während
niedriger Dimmungspegel minimiert.
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Obwohl
das '848-Patent
eine vorgeschlagene Lösung
zum Zuführen
eines Triac-Haltestroms während
niedriger Dimmungspegel bereitstellt, ist die für den Betrieb des vorgenannten
Patentes erforderliche Schaltung komplex und kompliziert. Insbesondere
muss die Treiberschaltung eine große Totzeit zwischen den Schaltelementen
und einem nacheilenden/induktiven Strom in ihrem Versuch bereitstellen,
eine Nulldurchgangsspannung aufrecht zu erhalten. Zusätzlich überlas tet
die in dem '848-Patent
beschriebene Schaltung die Schaltelemente bei voller Belastung,
kann den erforderlichen Haltestrom bei niedrigen Dimmungspegeln
nicht liefern und erfordert die Verwendung eines Steuer-IC (integrierte
Schaltung).
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Eine
Betriebsschaltung für
eine Niederdruckentladungslampe ist sowohl in
US 5,521,467 als auch
US 4,392,068 offenbart. WO 98/46050
und WO 99/45750 offenbaren Schaltungen für den Betrieb einer Fluoreszenzlampe.
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Daher
ist es immer noch erwünscht,
ein elektronisches Vorschaltgerät
zu entwickeln, das einen ausreichenden Triac-Haltestrom während niedriger Dimmungspegel
in einer nicht aufwendigen praktischen Weise aufrechterhält, das
preiswert und leicht herzustellen ist. Eine derartige Schaltung
sollte auch hoch zuverlässig
sein.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Erfindungsgemäß wird eine
elektronisches Vorschaltgerät
geschaffen, das zur Aufnahme von Energie aus einer Energiequelle
eingerichtet ist, um den Betrieb einer mit dem elektronischen Vorschaltgerät verbundenen
Lampe zu steuern, wobei das elektronisches Vorschaltgerät aufweist:
eine positive Busspannungsleitung; eine Massebezugsleitung; einen
mit der Energiequelle verbundenen Eingangsabschnitt, der mit der
Energiequelle, der positiven Busspannungsleitung und der Massebezugsleitung
verbunden ist, wobei der Eingangsabschnitt einen Vollbrücken-Diodengleichrichter
enthält;
ein aus einem komplementären
Paar bestehendes Schaltnetzwerk; ein mit dem Eingangsabschnitt und
dem Schaltnetzwerk verbundenes Resonanznetzwerk, ein Signale aus
dem Resonanzabschnitt empfan gendes und den Betrieb des Schaltnetzwerkes
unter Verwendung der empfangenen Signale steuerndes Gate-Treibernetzwerk;
einen Triac-Dimmer, der zwischen die Energiequelle und den Eingangsabschnitt
geschaltet ist; und ein Resonanzschaltnetzwerk mit einem ersten
Resonanzkondensator, der mit dem Resonanznetzwerk und wenigstens
einer von der positiven Busspannungsleitung und der Massebezugsleitung
verbunden ist, und mit einem zweiten Resonanzkondensator, der mit
dem ersten Resonanzkondensator und mit dem Eingangsabschnitt verbunden
ist, wobei wenigstens ein Teil des Resonanzstroms aus dem zweiten
Resonanzkondensator dem Eingangsabschnitt zugeführt wird, wobei der Teil des
Resonanzstroms ausreicht, um einen minimalen Triac-Haltestrom aufrecht
zu erhalten.
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Ein
elektronisches Vorschaltgerät
ist dafür konfiguriert,
die Eingangsenergie aus einer Energiequelle aufzunehmen, um den
Betrieb einer mit dem Vorschaltgerät verbundenen Lampe zu steuern.
Das Vorschaltgerät
enthält
eine positive Busspannungsleitung und eine Massebezugsleitung. Ein
Eingangsabschnitt ist mit der Energiequelle, der positiven Busspannungsleitung
und der Massebezugsleitung verbunden. Ein komplementäres Paar
von Schaltern, die mit dem Bus, der Masse und einem Resonanznetzwerk
verbunden sind, wird durch ein Gate-Treibernetzwerk gesteuert. Das
Gate-Treibernetzwerk empfängt
ein Rückkopplungssignal,
das mit einem Transformator verbunden ist und den Betrieb eines Satzes
von Schaltern unter Verwendung der empfangenen und weiterverarbeiteten
Signale steuert. Ein Triac-Dimmer ist zwischen der Energiequelle
und dem Eingangsabschnitt angeschlossen, um eine Dimmungsmöglichkeit
bereitzustellen. Ein Resonanznetzwerk enthält wenigstens einen ersten
Resonanzkondensator, der mit dem Resonanznetzwerk und wenigstens
einer von den positiven Busspannungsleitung und der Massebezugsleitung
verbunden ist. Ein zweiter Resonanzkondensator ist mit dem ersten
Resonanzkondensator und dem Eingangsabschnitt verbunden. Wenigstens
ein Teil des Resonanzstroms aus dem zweiten Resonanzkondensator
wird an den Eingangsabschnitt zurückgeführt. Der Teil des an dem Eingangsabschnitt
zurückgeführten Resonanzstroms
reicht aus, um einen minimalen Triac-Haltestrom aufrecht zu erhalten.
In einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist eine Lampe mit der Vorschaltgerätschaltung
so verbunden, dass auch ein Teil ihres Stroms in die Eingangsschaltung
eingespeist wird.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 stellt
die wesentlichen Komponenten der vorliegenden Erfindung dar, wobei
die Strichpunktlinien optionale Konfigurationen darstellen;
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2 stellt
eine erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar, in welcher die Lampe mit dem Massebezug
der Schaltung verbunden ist;
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3 stellt
eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar, in welcher die Lampe mit dem Gleichrichtereingang
verbunden ist;
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4 sind
Kurvenformen des Netzstroms, des Stroms durch Dioden des Gleichrichters;
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5 stellt
Abschnitte der Kurven von 4 mit gedehnter
Zeitskala dar; und
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6 stellt
eine Version mit einer dritten Zeitskalen-Version der Kurven von 4 dar.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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1 stellt
eine Schaltung 10 eines elektronischen Vorschaltgerätes dar,
das von einem Wechselstromeingang 12 mit Strom versorgt
wird, um eine Lampe 14 leuchten zu lassen und zu steuern,
welche in einer ersten Ausführungsform
eine Gasentladungslampe, wie z.B. eine kompakte Fluoreszenzlampe,
sein kann. Es wird angemerkt, das 1 zwei Konfigurationen
der Lampe 14 innerhalb der vorliegenden Erfindung darstellt.
Jedoch ist im Einsatz nur eine Verbindung zu einer Lampe vorgesehen.
Daher ist die Lampe 14 mit gepunkteten Linien dargestellt, um
die alternativen Verbindungstechniken darzustellen. Die Eingangsspannung
aus der Wechselstromquelle 12 wird von einem durch die
Dioden 18–24 konfigurierten
Gleichrichter 16 gleichgerichtet. Die Triac-Dimmerschaltung 26 und
das aus einer Spule 30 und einem Kondensator 32 bestehende
EMI-Filter 28 sind
mit der Wechselstromquelle 12 und dem Gleichrichter 16 verbunden.
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Ein
N/P-Kanal-Komplementärpaar-Schaltnetzwerk,
das aus Schaltern 34 und 36 besteht, ist vorgesehen
und arbeitet in einem herkömmlichen Klasse-D-Betriebsmodus.
Das Schaltnetzwerk 34, 36 wird von einer Gate-Treiberschaltung 38 angesteuert,
welche einen Gate-Treiberkondensator 40, und eine Induktivität 42 enthält, die
mit gekoppelten Transformatorwicklungen 44 und 46 verbunden
ist. Eine Resonanztransistorschaltung, welche die Resonanzschaltfrequenz
bestimmt, wird durch die Kombination des Steuerkondensators 40,
der Induktivität 42,
der Resonanzschaltungswicklung 46, die Rückkopplungswick lung 44,
die Resonanzkondensatoren 48, 50, 52 sowie
die Lampe 14 bestimmt. Es ist anzumerken, dass der Resonanzkondensator 50 mit
der positiven Busspannungsleitunq 54 verbunden dargestellt
ist. Jedoch könnte
in einer alternativen Ausführungsform
gemäß Darstellung
durch die gepunktete Leitungsverbindung der Kondensator 50 auch
mit der Massebezugsleitung 56 verbunden sein. Der Ladekondensator 58 ist
so geschaltet, dass er durch die Wechselstromquelle 12 sowie
durch den Resonanzrückkopplungsstrom
des Kondensators 52 aufgeladen wird. Obwohl es in 1 nicht
dargestellt ist, sind die Quellen 60 und 62 (bzw.
Schalter 34, 36) in einer im Fachgebiet allgemein
bekannten Art für
den Betrieb von komplementären
Schaltumformer geschaltet, wie es beispielsweise durch das US Patent Nr.
5,965,985 von Nerone gelehrt wird.
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Hinsichtlich
spezifischerer Ausführungsformen
richtet sich die Aufmerksamkeit auf 2, in welcher
die Lampe 14 mit der Massebezugsleitung 56 verbunden
dargestellt ist. In dieser Ausführungsform
ist ein Resonanzkondensator in Resonanzkondensatoren 50 und 52 aufgeteilt.
Der Resonanzkondensator 50 ist wiederum entweder mit der
positiven Busspannungsleitung 54 verbunden oder mit der Massebezugsleitung 56 verbunden
dargestellt. Die Schaltung arbeitet in jeder Anordnung effizient. Durch
Aufteilen der Resonanzkapazität
auf zwei Kondensatoren 50 und 52 ist es möglich, den
Resonanzkondensator 52 mit dem zwischen den Dioden 22 und 24 angeordneten
Verbindungspunkt zu verbinden. Durch eine derartige Anordnung wird
ein Teil des Resonanzstroms aus der Resonanzschaltung in die Gleichrichterschaltung 16 zurückgespeist.
Dieses erzwingt, dass ein Eingangsstrom über einem Triac-Haltestrom
für eine
andauernde Leitung des Netzstromes fortgesetzt wird. Die vorstehende
Anordnung liefert ausreichend Strom, um einen minimalen Triac-Haltestrom
ohne Erzeugung großer
Belastungen an der Resonanzschaltung und/oder an den Schaltern 34 und 36 aufrecht
zu erhalten. Es ist anzumerken, dass der Resonanzkondensator 52 alternativ
zwischen den Dioden 18 und 22 angeschlossen werden
kann. Die beschriebene Schaltungsauslegung erübrigt die Notwendigkeit für ein teueres Gate-Steuerverfahren,
um den minimalen Triac-Haltestrom aufrecht zu erhalten, der für die Aufrechterhaltung
des Schaltungsbetriebs erforderlich ist.
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3 ist
eine Ausführungsform,
in welcher die Lampe 14 nicht mehr mit der Massebezugsleitung 56 verbunden
ist, sondern stattdessen mit dem Knoten oder Verbindungspunkt 64 zwischen
den Dioden 22 und 24 ähnlich wie der Resonanzkondensator 52 verbunden
ist. Diese Konfiguration erhöht
den verfügbaren
Strom, welcher an den Schaltungseingang zurückgeführt werden kann, und ist für eine Verbesserung
des Leistungsfaktors der Schaltung für Ausführungsformen mit hohen Leistungsfaktoranforderungen
nützlich.
In einfachen Triac-Dimmerschaltungen ist ein hoher Leistungsfaktor
keine wesentliche Anforderung. Stattdessen ist in diesen Umgebungen das
primäre
Ziel, dass der minimale Triac-Strom aufrecht erhalten bleibt.
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In
der Ausführungsform
von 3 wird der Eingangsstrom für die Aufrechterhaltung des
minimalen Triac-Haltestroms nicht nur durch die Eingangsenergiequelle 12 erreicht,
sondern auch aus einem Teil des von dem Kondensator 52 gelieferten Resonanzstroms
und dem Strom aus der Lampe 14 erreicht.
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Ein
ausgewählter
Schaltungsbetrieb ist insbesondere in Verbindung mit 4 dargestellt,
in welcher die Eingangsnetzwellenform 70 zwei bestimmte
Abschnitte, einen Spitzenladestromabschnitt 72 und einen
Haltestromabschnitt 74 enthält. 4 stellt
die relevanten Kurven für
eine Zeitperiode von 15 ms–60
ms dar. Der Spitzenladestrom 72 wird durch die Wechselstromeingangsquelle 12 erhalten. Während dieser
Zeit wird der Kondensator 58 direkt durch die Wechselstromquelle 12 aufgeladen.
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Der
Haltestrom 74 wird durch den Schulterabschnitt des Spitzenladestroms 72 dargestellt.
Dieser Haltestrom muss mindestens gleich dem minimalen Triac-Haltestrom
sein, der erforderlich ist, um den Triac in einem Betriebszustand
zu halten. In der Schaltung 10 von 2 ist der
Wert des Haltestroms 74 von dem an dem Resonanzkondensator 52 entwickelten
Strom abhängig.
In der Schaltung 10 von 3 ist der
Haltestrom von dem Resonanzkondensator 52 und der Lampe 14 abhängig.
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Der
Betrieb des Gleichrichters 16 variiert abhängig von
dem der Schaltungsbetriebsart. Während der
Spitzenladung sind die Diode 18 und die Diode 24 gleichzeitig
in dem positiven Halbzyklus einer Wechselstromquelle 12 leitend.
In dem negativen Halbzyklus einer Wechselstromquelle 12 sind
die Diode 20 und die Diode 22 gleichzeitig leitend.
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Während der
Haltestromperiode ist nur eine einzige Diode zu jedem Zeitpunkt
leitend. Beispielsweise ist, wenn sich die Wechselstromeingangsquelle
in einem positiven Halbzyklus befindet, und die Diode 18 leitend
ist, die Diode 24 ausgeschaltet, und wenn die Diode 24 leitend
ist, ist die Diode 18 ausgeschaltet. Daher ist eine von
vier möglichen
Dioden, die in Betrieb sind, während
der Haltestromperiode nur eine Diode von den vier Dioden zu einem
Zeitpunkt aktiv. Daher ist in dem negativen Wechselstrom-Halbzyklus,
wenn die Diode 20 aktiv ist, die Diode 22 inaktiv,
und wenn die Diode 22 aktiv ist, ist die Diode 20 inaktiv.
Es ist anzumerken, dass die Dioden 18–24 in diesen Ausführungsformen
Dioden mit schneller Erholzeit sind.
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Zurückkehrend
zu 3 sind in dieser Ausführungsform sowohl der Resonanzkondensator 52 als
auch die Lampe 14 an die Eingangsschaltung zwischen die
Dioden 22 und 24 bei dem Knoten 64 zurück verbunden.
Alternativ können
sowohl der Resonanzkondensator 52 als auch die Lampe 14 zwischen
den Dioden 18 und 20 angeschlossen sein. Durch
diese Konfiguration wird zusätzlich
zu der Aufrechterhaltung des minimalen Triac-Haltestroms mit einem guten Scheitelfaktor
und einem niedrigen THD ein guter Leistungsfaktor ebenfalls aufgrund
des von der Lampe 14 hinzugefügten Stroms erzielt.
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Während des
Spitzenladeabschnittes 72 der Kurve ist die Eingangsspannung
aus der Wechselstromquelle 12 höher als die Busspannung über dem Kondensator 58.
Daher lädt
die Wechselstromquelle 12 direkt den Kondensator 58 über die
Netzleitungen auf. Während
des Haltestromabschnittes 74 ist die Eingangsspannung der
Wechselstromquelle 12 unter dem Ladewert auf dem Kondensator 58 gefallen.
Zu diesem Zeitpunkt liefert der Strom aus dem Kondensator 52 den
größten Teil
des Eingangsstroms. Die Menge des von dem Kondensator 52 gelieferten Stroms
ist von der Größe des Kondensators
in Beziehung zu den anderen Komponenten der Schaltung 10 abhängig.
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Das
EMI-Filter 28 stellt sicher, dass die Hochfrequenzkomponente
der Wechselstromquelle 12 aus den Schaltungseingangssignalen
entfernt wird.
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Das
Wicklungsverhältnis
des durch die Wicklungen 44 und 46 gebildeten
Transformators muss ein Verhältnis
sein, wel ches eine angemessene Rückkopplungsspannung
während
des Starts der Schaltung ermöglicht.
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In 4 stellt
die Kurve 76 den Strom durch die Diode 18 dar.
Wie man sehen kann, ist während des
Spitzenladeabschnittes der Kurve 70, der Strom durch die
Diode 18 ebenfalls bei einer Spitze 80 konstant über dem
Massebezug. Dieses bedeutet, dass sich die Diode 18 in
einem leitenden Zustand während
des Spitzenladeabschnittes der Kurve 70 befindet. Die den
Strom durch die Diode 24 repräsentierende Kurve 78 funktioniert
in einer ähnlichen
Weise. Insbesondere befindet sich während der Spitzenladeperiode
der Kurve 70 die Diode 24 in einem EIN-Zustand,
welcher zu einer Spitzenausgangsspannung 84 führt, welche
konstant über
Massebezug 86 liegt. Es ist anzumerken, dass die Dioden 18 und 24 während der
negativen Halbzyklen der Netzspannung, d.h., der Ausgabe der Wechselstromquelle 12,
leitend sind. Es ist anzumerken, dass ähnliche Kurven für die Dioden 20 und 22 während positiver Halbzyklen
einer Wechselstromquelle 12 existieren.
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Die
Kurven 76 und 78 stellen dar, dass an den Schulterabschnitten 88 bzw. 90 (d.h.,
während des
Haltestromabschnittes 74 der Kurve 70) die EIN/AUS-Übergänge dort
auftreten, wo der Strom durch entsprechende Dioden 18 und 24 auf
einen einen AUS-Zustand repräsentierenden
Bezugswert 82, 86 geht. Eine solche Aktion zeigt
an, dass eine EIN- und AUS-Schaltaktion der Dioden 18 und 24 während des
Haltestromabschnittes 74 des Netzstroms 70 stattfindet.
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Diese
Aktion wird deutlicher durch 5 dargestellt,
welche eine gedehnte Zeitlinie (von 32,44 ms–32,80 ms) der Schulterabschnitte 74, 88, 90 der Kurven 70, 76 und 78 von 4 ist.
Insbesondere sieht man, wenn man Schulterab schnitte 88 und 90 in Verbindung
mit dem Schaltvorgang der Dioden 18 und 24 beobachtet,
dass, wenn die Kurve 88 hoch 92 ist, die Kurve 90 niedrig
auf Massebezug 94 ist. Dieses bestätigt, dass die Dioden 18 und 24 zwischen EIN-
und AUS-Zuständen so
wechseln, dass nur eine einzige Diode des Gleichrichters 16 aktiv
ist (da die Dioden 20 und 22 inaktiv sind, wenn
sich die Kurve 70 in ihrem negativen Halbzyklus befindet).
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6 stellt
eine gedehnte Zeitlinie für
die Kurve der Spitzenladeabschnitte 72, 80 und 84 (von 31,28
ms–31,42
ms) dar, wenn sich der Netzstrom 70 in dem Spitzenlademodus
befindet. Während
dieser Zeit sind der Strom durch die Diode 18, d.h., die
Kurve 80 und der Strom durch die Diode 24, d.h.,
die Kurve 84 beide konstant leitend, da sie über Massebezug
liegen. Es wird angemerkt, dass der Kurveabschnitt 84 durch
die Diode 24 einen Wechselstromanteil enthält. Diese
Kurve nähert
sich jedoch nicht dem Massebezug von Null Ampere an. Der Grund,
warum der Strom durch die Diode 24 einen Wechselstromanteil
hat, besteht darin, dass er einen Teil des Resonanzstroms aufnimmt,
während
die Diode 18 einen geringeren Wechselstrom aufweist, weil
der Kondensator 52 bei dem Verbindungspunkt 64 angeschlossen
ist.
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Wie
vorstehend erwähnt,
wird ein erhöhter Leistungsfaktor
durch die in 3 dargestellte Schaltungskonfiguration
erhalten. Um den Schaltungsleistungsfaktor zu erhöhen, sind
die Schulterabschnitte 74, 88, 90 der
Stromkurven 70, 76, 78 von 4 erhöht, um die
Kurven auf sinusförmigere
Formen zu formen. Die Erhöhung
der Eingangskurven auf eine sinusförmigere Form und dadurch, dass
man sie in Phase mit der Netzspannung liegen lässt, erhöht den Leistungsfaktor der
Schaltung 10. Um diese sinusförmigere Form zu erreichen ist
es er forderlich, den verfügbaren
Eingangsstrom während
des Nicht-Spitzenlademodus
zu erhöhen.
Indem die Lampe 14 so geschaltet wird, dass sie ihren Strom
in die Eingangsschaltung liefert, addiert dieses Lampenstrom zu
dem Eingangsstrom aus dem Kondensator 52 hinzu. Um den
Wert dieses Eingangsstroms aus dem Kondensator 52 weiter
zu erhöhen,
können die
für die
Kondensatorelemente 50 und 52 gewählten Werte
in Beziehung zueinander so angepasst werden, dass mehr von dem Resonanzstrom
durch den Kondensator 50 fließt.
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Somit
erzielt die Schaltung von 3 einen größeren Leistungsfaktor
im Vergleich zu der Schaltung von 2.
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Die
Erfindung wurde unter Bezugnahme auf die bevorzugten Ausführungsformen
beschrieben. Offensichtlich scheinen Modifikationen und Änderungen
für andere
bei dem Lesen und Verstehen dieser Beschreibung möglich zu
sein. Es sollen daher, alle derartigen Modifikationen und Änderungen,
soweit sie in den Schutzumfang der beigefügten Ansprüche oder deren Äquivalente
fallen, mit enthalten sein.