EP1092260B1 - Schaltung zur korrektur des leistungsfaktors - Google Patents

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EP1092260B1
EP1092260B1 EP00912383A EP00912383A EP1092260B1 EP 1092260 B1 EP1092260 B1 EP 1092260B1 EP 00912383 A EP00912383 A EP 00912383A EP 00912383 A EP00912383 A EP 00912383A EP 1092260 B1 EP1092260 B1 EP 1092260B1
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EP
European Patent Office
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diode
capacitor
circuit
rectifier
connection
Prior art date
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EP00912383A
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English (en)
French (fr)
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EP1092260A1 (de
Inventor
Klaus Lehnert
Henry GÜLDNER
Franz Raiser
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
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    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/425—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a high frequency AC output voltage
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a circuit for correcting the power factor.
  • Such circuits are also known as “charge pumps” or “pump circuits". They are used, for example, to comply with the IEC 1000-3-2 standard, in which electric utilities have defined the permissible mains current harmonics. Accordingly, the removal of high-frequency energy from the power grid is not desirable.
  • the mains current which is withdrawn from the network is in the optimum case proportional to the mains voltage.
  • a proportionality between mains current and mains voltage enables the maximum energy transfer per given cable dimensioning. Reactive currents, which would occur in the event of disproportion between mains voltage and mains current, would cause line losses, which would additionally stress the lines and therefore lead to interference with other consumers.
  • Such power factor correction circuits are used for ballasts for operating gas discharge lamps.
  • the present invention is based on a prior art as it is known from the article of W. Chen, F. Lee and T. Yamauchi entitled “An Improved” Charge Pump “Electronic Ballast with Low THD and Low Crest Factor”, published in IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 5, September 1997, pages 867-875 , With reference to the local Fig. 8, this essay was based on the problem, the circuit with respect to the local there Fig. 1 to modify so that the voltage at point A, ie V, (see Representation in the local Fig. 7), constant Hf amplitude has. This would ensure that the energy taken from the grid is proportional to the mains voltage.
  • a disadvantage of the circuit of FIG. 8 of this publication is that the lamp voltage is limited by the diode Da 2 . Therefore, without the interposition of a transformer between the pump circuit and the lamp to be operated, the necessary ignition voltage can not be generated. For mass products such as ballasts for lamps, the additional costs for a transformer are undesirable.
  • the present invention is therefore based on the object, a circuit for correcting the power factor, ie to provide a pump circuit that requires no transformer.
  • a circuit for correcting the power factor ie to provide a pump circuit that requires no transformer.
  • An example of such a circuit is from the article of G. Chae, YS Youn, GH Cho. "High power factor correction circuit for low-cost electronic ballasts", published in Electronics letters, 1997, vol. 33, No. 11, pages 921-922 , refer to.
  • a circuit with a rectifier the input side of which is connected to an AC voltage source and the output side is connected to at least one series connection of a capacitor and a diode, wherein the diode is arranged so that the capacitor from the output signal of the rectifier not through the diode can be charged.
  • It further comprises a first and a second electronic switch connected in series as part of a half or full bridge, each with a freewheeling diode connected in parallel to each switch, wherein the output connection formed by the connection point between the first and second switches on the one hand via the half or full bridge an inductance is connected to a point on the connection of capacitor and diode of each series circuit of capacitor and diode, on the other hand a Forming terminal for a load, wherein the signal at this terminal in operation has substantially higher frequency than the output signal of the AC voltage source. It further has a storage capacitor which is connected in parallel with the two switches, and at least one further diode which is arranged between the storage capacitor and the rectifier such that a discharge of the storage capacitor is prevented by the rectifier.
  • the invention offers on the one hand the advantage of additional degrees of freedom in the dimensioning of the elements of the pump and load circuit by the greatest possible freedom from feedback between the two circuits. It also allows easy adjustability of the lamp power by appropriate dimensioning of the capacitor CS1 and the capacitors CS1, CS2 such that the voltage of the capacitor or capacitors at least once reaches the respective instantaneous value of the feeding, rectified AC voltage, which can be assumed in that, when considering a charging cycle, the rectified AC voltage is constant. Moreover, the energy to be pumped into the load only depends on the capacitance value of the capacitor CS1 and the capacitance values of the capacitors CS1 and CS2. The inductance of the inductor L must or can be small, it must merely be dimensioned so that the electrical switch are not overloaded in terms of electricity and the same is maintained at the voltage 0 (ZVS).
  • a filter is arranged between the inputs of the rectifier, which is arranged when connecting the circuit with an AC voltage source in series or parallel to the AC voltage source. Additionally or alternatively, a filter may be arranged in series or parallel to the output of the rectifier.
  • the circuit comprises a series circuit of diode and capacitor and a further diode.
  • the circuit comprises two series circuits of diode and capacitor and two further diodes.
  • the circuit can be operated in the form of a half bridge or a full bridge.
  • the circuit comprises two further switches, wherein the connection point of the two further switches forms the second load terminal.
  • the circuit comprises two coupling capacitors, wherein the connection point between the two coupling capacitors forms the second load terminal and wherein the series connection of the two coupling capacitors is arranged parallel to the storage capacitor.
  • it may also comprise only one coupling capacitor, one terminal of which forms the second load terminal, its second terminal being connected to one of the two terminals of the storage capacitor.
  • Fig. 1a shows a circuit with an AC voltage source 10, which is arranged in series with a filter 12.
  • AC voltage source 10 the mains voltage can be used.
  • the filter 12 serves to prevent that on the one hand radio frequency energy is removed from the AC voltage source, on the other hand, that high-frequency signals are fed into the AC voltage source. It is therefore a low-pass filter, which can be realized for example as a throttle.
  • AC voltage source 10 and filter 12 are connected to the inputs of a rectifier 14 comprising the four diodes DG1, DG2, DG3 and DG4.
  • the filter 12 can also be arranged parallel to the input terminals of the rectifier, wherein it can then be realized as a capacitor with little effort.
  • the series circuit Parallel to the output terminals K1, K2 of the rectifier, the series circuit consists of a capacitor CS1 and a diode DS1.
  • the capacitor CS1 is connected via a diode DP1 to the series circuit of two electrical switches T1 and T2, which are each connected in parallel freewheeling diodes DF1 and DF2.
  • the connection point of the two switches T1 and T2 is connected on the one hand via an inductance L to the connection point between the capacitor CS1 and the diode DS1 and on the other hand constitutes a connection for the load LD.
  • the load LD is connected to the output terminals of a half-bridge
  • the second load terminal is formed by the connection point of two coupling capacitors CK1, CK2, which are arranged in parallel with the switches T1 and T2.
  • Parallel to the coupling capacitors CK1 and CK2 is in the circuit according to Fig. 1a a storage capacitor CS arranged.
  • the operating frequency of the two electrical switches, which are operated in phase opposition, is high-frequency compared to the frequency of the AC voltage source. For example, 50 kHz compared to 50 Hz, ie, the two transistors are turned on alternately for every 10 microseconds.
  • the switch T2 is turned on, current flows from the rectifier 14 via the terminal K1 through the capacitor CS1 and through the inductance L and the electrical switch T2 to the terminal K2 of the rectifier.
  • the capacitor CS1 and the inductance L are in this case dimensioned so that the capacitor CS1 is charged even before switching off the switch T2 to the instantaneous voltage of the AC voltage source 10.
  • the final state of charge of CS1 is reached after 8 microseconds, so remain 2 microseconds, during which the energy is stored in this circuit.
  • the switch T2 ie the switch is now in the non-conductive state, the stored energy in the aforementioned circuit flows through the freewheeling diode DF1 in the storage capacitor CS and is unloaded there. A backflow of energy from the storage capacitor CS to the output terminal K1 of the rectifier is prevented by the pumping diode DP1.
  • this circuit allows the operation of the load LD, in particular an ignition in the event that the load is a gas discharge lamp, without the interposition of a transformer.
  • a capacitor CS2 is now loaded during the turn-on time of the switch T1. Accordingly, a diode DS2 is to be provided in series with the capacitor CS2, but now both are reversed in their position relative to the output terminals of the rectifier 14. Similarly, a diode DP2 is connected between capacitor CS2 and switch T2 to prevent discharge of the storage capacitor CS.
  • Fig. 1c shows an embodiment using only one coupling capacitor CK2.
  • the coupling capacitor CK1 in its interconnection according to Fig. 1a or 1b perform the same function, which is to eliminate the DC component.
  • the coupling capacitors may preferably be used as film capacitors, the storage capacitors preferably be realized as electrolytic capacitors.
  • FIGS. 1a to 1c have shown a terminal of the load LD at the output terminals of half bridges is in Fig. 1d an implementation of the idea according to the invention is shown in a circuit with a full bridge. This further comprises the electrical switches T3 and T4.
  • Fig. 2 shows one opposite Fig. 1a alternative connection of a low-pass filter 12 'to the output terminals K1 and K2 of the rectifier 14'. While the embodiment shown provides for a parallel arrangement of the filter 12 ', it may also be connected in series to the output terminals K1 and K2. In a particularly simple embodiment, the filter 12 'may be realized in a parallel arrangement to the output terminals K1 and K2 by a capacitor, in a serial arrangement as a throttle.
  • Fig. 3 shows a particularly preferred embodiment in which the solutions according to the embodiments of Fig. 1a and Fig. 1b Both in terms of circuit implementation and in terms of operation are combined, that is, a withdrawal of energy from the AC voltage source 10 takes place both during the on-time of T2 and T1 of the obvious for the expert that the circuit according to Fig. 3 also with the variants according to the Figure 1C .
  • Fig. 1d and Fig. 2 can be realized.

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Korrektur des Leistungsfaktors. Derartige Schaltungen sind auch unter der Bezeichnung "charge pumps" oder "Pumpschaltungen" bekannt. Sie werden beispielsweise eingesetzt, um der Norm IEC 1000-3-2, in der die Elektroversorgungsunternehmen die zulässigen Netzstromoberschwingungen definiert haben, zu genügen. Demnach ist die Entnahme von hochfrequenter Energie aus dem Stromversorgungsnetz nicht erwünscht. Der Netzstrom, der dem Netz entzogen wird, ist im Optimalfall proportional zur Netzspannung. Eine Proportionalität zwischen Netzstrom und Netzspannung ermöglicht die maximale Energieübertragung pro vorgegebener Leitungsdimensionierung. Blindströme, die bei Unproportionalität zwischen Netzspannung und Netzstrom auftreten würden, würden Leitungsverluste verursachen, die die Leitungen zusätzlich belasten und daher zu einer Störung anderer Verbraucher führen.
  • Unter anderem werden derartige Schaltungen zur Korrektur des Leistungsfaktors eingesetzt für Vorschaltgeräte zum Betrieb von Gasentladungslampen.
  • Die vorliegende Erfindung geht aus von einem Stand der Technik wie er bekannt ist aus dem Aufsatz von W. Chen, F. Lee und T. Yamauchi mit dem Titel "An Improved "Charge Pump" Electronic Ballast with Low THD and Low Crest Factor", erschienen in IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 12, No. 5, September 1997, Seiten 867 bis 875. Mit Bezug auf die dortige Fig. 8 lag diesem Aufsatz die Problematik zugrunde, die Schaltung gegenüber der dortigen Fig. 1 derart zu modifizieren, daß die Spannung am Punkt A, d.h. V, (siehe Darstellung in der dortigen Fig. 7), konstante Hf-Amplitude aufweist. Damit würde erreicht, daß die dem Netz entnommene Energie der Netzspannung proportional ist . Um dies zu gewährleisten, wurden die Dioden Da1 und Da2 eingeführt, wodurch der Punkt A an den Kondensator CB geklemmt wird. Dadurch werden Rückwirkungen von der Last ausgeschaltet und ein bezüglich der Hf-Amplitude konstantes Va erhalten, siehe die Darstellung in der dortigen Fig. 9.
  • Nachteilig an der Schaltung gemäß Fig. 8 dieser Veröffentlichung ist, daß durch die Diode Da2 auch die Lampenspannung begrenzt wird. Ohne Zwischenschaltung eines Übertragers zwischen der Pumpschaltung und der zu betreibenden Lampe kann daher die nötige Zündspannung nicht erzeugt werden. Bei Massenprodukten wie Vorschaltgeräten für Lampen sind die Zusatzkosten für einen Übertrager unerwünscht.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zur Korrektur des Leistungsfaktors, d.h. eine Pumpschaltung bereitzustellen, die ohne Übertrager auskommt. Ein Beispiel solcher Schaltung ist aus dem Aufsatz von G. Chae, Y.S. Youn, G.H. Cho. "High power factor correction circuit for low-cost electronic ballasts", erschienen in Electronics letters, 1997, vol. 33, No. 11, Seiten 921-922, zu entnehmen.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltung mit einem Gleichrichter, der eingangsseitig mit einer Wechselspannungsquelle verbindbar ist und der ausgangsseitig mit mindestens einer Serienschaltung aus einem Kondensator und einer Diode verbunden ist, wobei die Diode so angeordnet ist, daß der Kondensator vom Ausgangssignal des Gleichrichters nicht durch die Diode geladen werden kann. Sie umfaßt weiterhin einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter in Serienschaltung als Teil einer Halb- oder Vollbrücke, mit jeweils einer parallel zu jedem Schalter geschalteten Freilaufdiode, wobei der vom Verbindungspunkt zwischen dem ersten und zweiten Schalter gebildete eine Ausgangsanschluß der Halb- oder Vollbrücke einerseits über eine Induktivität mit einem Punkt auf der Verbindung von Kondensator und Diode jeder Serienschaltung aus Kondensator und Diode verbunden ist, andererseits einen Anschluß für eine Last bildet, wobei das Signal an diesem Anschluß im Betrieb wesentlich höhere Frequenz aufweist als das Ausgangssignal der Wechselspannungsquelle. Sie weist weiterhin einen Speicherkondensator auf, der parallel zu den beiden Schaltern geschaltet ist, sowie mindestens eine weitere Diode, die derart zwischen dem Speicherkondensator und dem Gleichrichter angeordnet ist, daß ein Entladen des Speicherkondensators durch den Gleichrichter verhindert wird.
  • Die Erfindung bietet zum einen den Vorteil zusätzlicher Freiheitsgrade bei der Dimensionierung der Elemente des Pump- und Lastkreises durch weitestgehende Rückwirkungsfreiheit zwischen beiden Kreisen. Sie ermöglicht darüber hinaus eine einfache Einstellbarkeit der Lampenleistung durch entsprechende Dimensionierung des Kondensators CS1 bzw. der Kondensatoren CS1, CS2 derart, daß die Spannung des Kondensators bzw. der Kondensatoren mindestens einmal den jeweils momentanen Wert der speisenden, gleichgerichteten Wechselspannung erreicht, wobei angenommen werden kann, daß bei Betrachtung eines Ladezyklusses die gleichgerichtete Wechselspannung konstant ist. Darüber hinaus hängt die Energie, die in die Last gepumpt werden soll, nur ab vom Kapazitätswert des Kondensators CS1 bzw. den Kapazitätswerten der Kondensatoren CS1 und CS2. Die Induktivität der Drossel L muß bzw. kann klein sein, sie muß lediglich so dimensioniert sein, daß die elektrischen Schalter strommäßig nicht überlastet werden und das Einschalten derselben bei der Spannung 0 (ZVS) erhalten bleibt.
  • Bei einer vorteilhaften Weiterbildung ist zwischen den Eingängen des Gleichrichters ein Filter angeordnet, das bei Verbindung der Schaltung mit einer Wechselspannungsquelle seriell oder parallel zur Wechselspannungsquelle angeordnet ist. Zusätzlich oder alternativ hierzu kann seriell oder parallel zum Ausgang des Gleichrichters ein Filter angeordnet sein.
  • In einer ersten Ausführungsform umfaßt die Schaltung eine Serienschaltung aus Diode und Kondensator sowie eine weitere Diode. Bei einer weiteren Ausführungsform, die ein Pumpen im Ein-Zustand jedes der beiden Schalter ermöglicht, d.h. einer Symmetrierung der zuvor erwähnten Ausführungsform, umfaßt die Schaltung zwei Serienschaltungen aus Diode und Kondensator sowie zwei weitere Dioden.
  • Wie bereits erwähnt, kann die Schaltung in Form einer Halb- oder einer Vollbrücke betrieben werden. Bei einer Vollbrücke umfaßt die Schaltung zwei weitere Schalter, wobei der Verbindungspunkt der zwei weiteren Schalter den zweiten Lastanschluß bildet. Im Falle einer Halbbrücke umfaßt die Schaltung zwei Koppelkondensatoren, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden Koppelkondensatoren den zweiten Lastanschluß bildet und wobei die Serienschaltung der beiden Koppelkondensatoren parallel zum Speicherkondensator angeordnet ist. Alternativ hierzu kann sie auch nur einen Koppelkondensator umfassen, dessen einer Anschluß den zweiten Lastanschluß bildet, wobei sein zweiter Anschluß mit einem der beiden Anschlüsse des Speicherkondensators verbunden ist.
  • Weitere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
  • Unter Hinweis auf die beigefügten Zeichnungen werden im folgenden Ausführungsbeispiele der Erfindung näher beschrieben. Es stellen dar:
    • Fig. 1a
    eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit Halbbrücke und zwei Koppelkondensatoren;
    Fig. 1b
    eine zu der in Fig. 1a dargestellten Ausführungsform alternative Ausführungsform;
    Fig. 1c
    eine Alternative zum Lastanschluß gemäß Fig. 1a unter Verwendung einer Halbbrücke mit einem Koppelkondensator;
    Fig. 1d
    eine Alternative zum Lastanschluß gemäß den Ausführungsformen der Figuren 1a und 1c mit einer Vollbrücke;
    Fig. 2
    eine Alternative zu den Ausführungsformen gemäß den Figuren 1a, 1b, 1c mit parallel zum Gleichrichter angeordnetem Filter;
    Fig. 3
    eine weitere Ausführungsform, die hinsichtlich den Ausführungsformen gemäß den Figuren 1 und 2 symmetriert ist.
  • Fig. 1a zeigt eine Schaltung mit einer Wechselspannungsquelle 10, die seriell zu einem Filter 12 angeordnet ist. Als Wechselspannungsquelle 10 kann die Netzspannung verwendet werden. Das Filter 12 dient dazu, zu verhindern, daß einerseits Hochfrequenzenergie aus der Wechselspannungsquelle entnommen wird, andererseits, daß Hochfrequenzsignale in die Wechselspannungsquelle eingespeist werden. Es handelt sich daher um ein Tiefpaßfilter, das beispielsweise als Drossel realisiert sein kann.
  • Wechselspannungsquelle 10 und Filter 12 sind mit den Eingängen eines Gleichrichters 14 verbunden, der die vier Dioden DG1, DG2, DG3 und DG4 umfaßt. Alternativ zur gezeigten Verschaltung kann das Filter 12 auch parallel zu den Eingangsanschlüssen des Gleichrichters angeordnet sein, wobei es dann bei geringem Aufwand als Kondensator realisiert sein kann. Parallel zu den Ausgangsklemmen K1, K2 des Gleichrichters liegt die Serienschaltung aus einem Kondensator CS1 und einer Diode DS1. Der Kondensator CS1 ist über eine Diode DP1 mit der Serienschaltung zweier elektrischer Schalter T1 und T2 verbunden, denen jeweils Freilaufdioden DF1 und DF2 parallel geschaltet sind. Der Verbindungspunkt der beiden Schalter T1 und T2 ist zum einen über eine Induktivität L mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator CS1 und der Diode DS1 verbunden und stellt zum anderen einen Anschluß für die Last LD dar.
  • Da bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1a die Last LD an den Ausgangsklemmen einer Halbbrücke angeschlossen ist, wird der zweite Lastanschluß vom Verbindungspunkt zweier Koppelkondensatoren CK1, CK2 gebildet, die parallel zu den Schaltern T1 und T2 angeordnet sind. Parallel zu den Koppelkondensatoren CK1 und CK2 ist in der Schaltung gemäß Fig. 1a ein Speicherkondensator CS angeordnet.
  • Bei Realisierung der elektronischen Schalter T1 bzw. T2 durch Feldeffekttransistoren ist zu berücksichtigen, daß die Freilaufdioden DF1 und DF2 bereits in den Feldeffekttransistoren enthalten sind.
  • Zur Funktion der Schaltung gemäß Fig. 1a: Die Betriebsfrequenz der beiden elektrischen Schalter, die gegenphasig betrieben werden, ist gegenüber der Frequenz der Wechselspannungsquelle hochfrequent. Beispielsweise 50 kHz gegenüber 50 Hz, d.h. die beiden Transistoren werden abwechselnd für jeweils 10 µsec eingeschaltet. Während der Zeit, während der der Schalter T2 eingeschaltet ist, fließt Strom aus dem Gleichrichter 14 über die Klemme K1 durch den Kondensator CS1 und über die Induktivität L und den elektrischen Schalter T2 zur Klemme K2 des Gleichrichters. Der Kondensator CS1 und die Induktivität L sind hierbei so dimensioniert, daß der Kondensator CS1 bereits vor dem Ausschalten des Schalters T2 auf die momentane Spannung der Wechselspannungsquelle 10 aufgeladen wird.
  • Sobald CS1 auf die momentane Spannung der Wechselspannungsquelle aufgeladen ist, liegt an beiden Seiten der Diode DS1 dasselbe Potential, was dazu führt, daß die Diode DS1 leitet. Auch wenn CS1 bereits seinen endgültigen Ladezustand erreicht hat, treibt die Induktivität L den Strom weiter, der nunmehr in dem Kreis aus Diode DS1, Induktivität L und Schalter T2 fließt. Die während dieses Kreislaufs in der Induktivität L gespeicherte Energie ist proportional zur momentanen Spannung der Wechselspannungsquelle. Damit ist die Energie für die restliche Einschaltzeit des Schalters T2 in diesem Kreis deponiert. Wenn beispielsweise wie im obigen Beispiel die gesamte Einschaltzeit von T210 µsec beträgt, der endgültige Ladezustand von CS1 bereits nach 8 µsec erreicht wird, so verbleiben 2 µsec, während derer die Energie in diesem Kreislauf gespeichert ist. Nach dem Ausschalten des Schalters T2, d.h der Schalter befindet sich nunmehr im nichtleitenden Zustand, fließt die in dem zuvor erwähnten Kreislauf gespeicherte Energie über die Freilaufdiode DF1 in den Speicherkondensator CS und wird dort abgeladen. Ein Zurückfließen der Energie vom Speicherkondensator CS zur Ausgangsklemme K1 des Gleichrichters wird durch die Pumpdiode DP1 verhindert.
  • Bei der beschriebenen Schaltung ist daher die einem Netz entnommene Energie immer proportional der Netzspannung, wodurch der eingangs erwähnten Anforderung an Proportionalität zwischen Netzstrom und Netzspannung genügt wird. Andererseits ermöglicht diese Schaltung den Betrieb der Last LD, insbesondere eine Zündung in dem Falle, daß die Last eine Gasentladungslampe darstellt, ohne die Zwischenschaltung eines Übertragers.
  • Die in Fig. 1b dargestellte Variante ist gegenüber der in Fig. 1a dargestellten Ausführungsform dahingehend modifiziert, daß ein Kondensator CS2 nunmehr während der Einschaltzeit des Schalters T1 geladen wird. Entsprechend ist eine Diode DS2 in Serienschaltung zum Kondensator CS2 vorzusehen, die allerdings nunmehr beide hinsichtlich ihrer Position gegenüber den Ausgangsklemmen des Gleichrichters 14 vertauscht sind. In entsprechender Weise ist eine Diode DP2 zwischen Kondensator CS2 und Schalter T2 geschaltet, um ein Entladen des Speicherkondensators CS zu verhindern.
  • Fig. 1c zeigt eine Ausführungsform unter Verwendung nur eines Koppelkondensators CK2. Alternativ hierzu könnte anstelle von CK2 der Koppelkondensator CK1 in seiner Verschaltung gemäß Fig. 1a oder 1b dieselbe Funktion übernehmen, die darin besteht, den Gleichstromanteil zu beseitigen. Die Koppelkondensatoren können vorzugsweise als Folienkondensatoren, die Speicherkondensatoren vorzugsweise als Elektrolytkondensatoren realisiert werden.
  • Während die Ausführungsformen gemäß den Figuren 1a bis 1c einen Anschluß der Last LD an den Ausgangsklemmen von Halbbrücken gezeigt haben, ist in Fig. 1d eine Realisierung der erfindungsgemäßen Idee in einer Schaltung mit einer Vollbrücke dargestellt. Diese umfaßt weiterhin die elektrischen Schalter T3 und T4.
  • Fig. 2 zeigt eine gegenüber Fig. 1a alternative Verschaltung eines Tiefpaßfilters 12' an den Ausgangsklemmen K1 und K2 des Gleichrichters 14'. Während die gezeigte Ausführungsform eine parallele Anordnung des Filters 12' vorsieht, kann dieses auch seriell zu den Ausgangsklemmen K1 und K2 verschaltet sein. In einer besonders einfachen Ausbildung kann das Filter 12' bei paralleler Anordnung zu den Ausgangsklemmen K1 und K2 durch einen Kondensator, bei serieller Anordnung als Drossel realisiert sein.
  • Fig. 3 zeigt eine besonders bevorzugte Ausführungsform, bei der die Lösungen gemäß den Ausführungsformen von Fig. 1a und Fig. 1b sowohl hinsichtlich der schaltungstechnischen Realisierung als auch hinsichtlich der Funktionsweise kombiniert sind, d.h. eine Entnahme von Energie aus der Wechselspannungsquelle 10 erfolgt sowohl während der Einschaltzeit von T2 als auch der von T1 Für den Fachmann ist offensichtlich, daß sich die Schaltung gemäß Fig. 3 auch mit den Varianten gemäß der Fig.1c, Fig. 1d und Fig. 2 realisieren läßt.

Claims (9)

  1. Schaltung zur Korrektur des Leistungsfaktors mit
    - einem Gleichrichter (14; 14'), der eingangsseitig mit einer Wechselspannungsquelle (10) verbindbar ist, und der ausgangsseitig mit mindestens einer Serienschaltung aus einem Kondensator (CS1; CS2) und einer Diode (DS1; DS2) verbunden ist, wobei die Diode (DS1; DS2) so angeordnet ist, daß der Kondensator (CS1; CS2) vom Ausgangssignal des Gleichrichters (14; 14') nicht durch die Diode (DS1; DS2) geladen werden kann,
    - einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter (T1, T2) in Serienschaltung als Teil einer Halb- oder Vollbrücke, mit jeweils einer parallel zu jedem Schalter (T1; T2) geschalteten Freilaufdiode (DF1; DF2), wobei der vom Verbindungspunkt zwischen dem ersten und zweiten Schalter (T1, T2) gebildete eine Ausgangsanschluß der Halb- oder Vollbrücke einerseits über eine Induktivität (L) mit einem Punkt auf der Verbindung von Kondensator (CS1; CS2) und Diode (DS1; DS2) jeder Serienschaltung aus Kondensator (CS1; CS2) und Diode (DS1; DS2) verbunden ist, andererseits einen Anschluß für eine Last (LD) bildet, und das Signal an diesem Anschluß im Betrieb wesentlich höhere Frequenz aufweist als das Ausgangssignal der Wechselspannungsquelle (10),
    - einem Speicherkondensator (CS), der parallel zu den beiden Schaltern (T1, T2) geschaltet ist, und
    - mindestens einer weiteren Diode (DP1; DP2), die derart zwischen dem Speicherkondensator (CS) und dem Gleichrichter (14; 14') angeordnet ist, daß ein Entladen des Speicherkondensators (CS) durch den Gleichrichter (14; 14') verhindert wird.
  2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Eingängen des Gleichrichters (14; 14') ein Filter (12) angeordnet ist, das bei Verbindung der Schaltung mit einer Wechselspannungsquelle (10) seriell oder parallel zur Wechselspannungsquelle (10) angeordnet ist.
  3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß seriell oder parallel zum Ausgang des Gleichrichters (14; 14') ein Filter (12') angeordnet ist.
  4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Serienschaltung aus Diode (DS1; DS2) und Kondensator (CS1; CS2) und eine weitere Diode (DP1; DP2) aufweist.
  5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zwei Serienschaltungen aus Diode (DS1, DS2) und Kondensator (CS1, CS2) und zwei weitere Dioden (DP1, DP2) aufweist.
  6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vollbrücke zwei weitere Schalter (T3, T4) umfaßt, wobei der Verbindungspunkt der zwei weiteren Schalter (T3, T4) den zweiten Lastanschluß bildet.
  7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbbrücke zwei Koppelkondensatoren (CK1, CK2) umfaßt, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden Koppelkondensatoren (CK1, CK2) den zweiten Lastanschluß bildet und wobei die Serienschaltung der beiden Koppelkondensatoren (CK1, CK2) parallel zum Speicherkondensator (CS) angeordnet ist.
  8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator von zwei Koppelkondensatoren (CK1, CK2) gebildet wird, die Teil der Halbbrücke sind, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden Koppelkondensatoren (CK1, CK2) den zweiten Lastanschluß bildet.
  9. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie nur einen Koppelkondensator (CK1; CK2) umfaßt, dessen einer Anschluß den zweiten Lastanschluß bildet, wobei sein zweiter Anschluß mit einem der beiden Anschlüsse des Speicherkondensators (CS) verbunden ist.
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