JP3440695B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP3440695B2 JP3440695B2 JP15438996A JP15438996A JP3440695B2 JP 3440695 B2 JP3440695 B2 JP 3440695B2 JP 15438996 A JP15438996 A JP 15438996A JP 15438996 A JP15438996 A JP 15438996A JP 3440695 B2 JP3440695 B2 JP 3440695B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流入力−交流出
力であって入力電流歪の少ない電源装置に関するもので
ある。
力であって入力電流歪の少ない電源装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来より、図１２に示すように、交流電
源ＡＣを整流回路ＲＥで全波整流した後に、インバータ
回路ＩＮＶにより交流出力に変換することによって、交
流入力−交流出力の電力変換を行なうようにした電源装
置が提供されている（特開平５−３８１６１号公報、特
開平７−７３９８８号公報等参照）。この種の電源装置
では、入力力率を高め、かつ入力電流歪を少なくするこ
とが要求される。
源ＡＣを整流回路ＲＥで全波整流した後に、インバータ
回路ＩＮＶにより交流出力に変換することによって、交
流入力−交流出力の電力変換を行なうようにした電源装
置が提供されている（特開平５−３８１６１号公報、特
開平７−７３９８８号公報等参照）。この種の電源装置
では、入力力率を高め、かつ入力電流歪を少なくするこ
とが要求される。
【０００３】図１２に示した電源装置では、整流回路Ｒ
Ｅにダイオードブリッジを用い、インバータ回路ＩＮＶ
は、ＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ 2 の直列回路を備え、両スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路はダイオードＤ 0 を介して整流回
路ＲＥの直流出力端間に接続されている。また、両スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には平滑コンデンサ
Ｃ0 が並列接続される。ダイオードＤ0 には比較的小容
量のコンデンサＣ1 が並列接続され、整流回路ＲＥの正
極の出力端と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と
の間には、カプリング用（直流カット用）のコンデンサ
Ｃ3 と負荷Ｌと共振用のインダクタＬ1 との直列回路が
接続される。さらに、負荷Ｌには共振用のコンデンサＣ
2 が並列接続される。
Ｅにダイオードブリッジを用い、インバータ回路ＩＮＶ
は、ＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ 2 の直列回路を備え、両スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路はダイオードＤ 0 を介して整流回
路ＲＥの直流出力端間に接続されている。また、両スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には平滑コンデンサ
Ｃ0 が並列接続される。ダイオードＤ0 には比較的小容
量のコンデンサＣ1 が並列接続され、整流回路ＲＥの正
極の出力端と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点と
の間には、カプリング用（直流カット用）のコンデンサ
Ｃ3 と負荷Ｌと共振用のインダクタＬ1 との直列回路が
接続される。さらに、負荷Ｌには共振用のコンデンサＣ
2 が並列接続される。
【０００４】両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、図示し
ていない制御回路によって高周波で交互にオンオフされ
る。インバータ回路ＩＮＶの動作を概略説明すると、ま
ずスイッチング素子Ｑ2 のオン時に整流回路ＲＥからコ
ンデンサＣ3 −負荷Ｌ（コンデンサＣ2 ）−インダクタ
Ｌ1 −スイッチング素子Ｑ2 の経路で電流が流れ、スイ
ッチング素子Ｑ2 のオフ時にはインダクタＬ1 の蓄積エ
ネルギにより生じる回生電流がスイッチング素子Ｑ1 の
寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ0 −整流回路ＲＥ−
コンデンサＣ3 −負荷Ｌ（コンデンサＣ2 ）の経路で流
れる。また、スイッチング素子Ｑ1 がオンになれば、コ
ンデンサＣ3 からコンデンサＣ1 （ダイオードＤ0 ）−
スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −負荷Ｌ（コン
デンサＣ 2 ）の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
1 がオフになれば、インダクタＬ 1 の回生電流は負荷Ｌ
（コンデンサＣ2 ）−コンデンサＣ3 −コンデンサＣ1
（ダイオードＤ1 ）−平滑コンデンサＣ0 −スイッチン
グ素子Ｑ2 の寄生ダイオードの経路で流れる。
ていない制御回路によって高周波で交互にオンオフされ
る。インバータ回路ＩＮＶの動作を概略説明すると、ま
ずスイッチング素子Ｑ2 のオン時に整流回路ＲＥからコ
ンデンサＣ3 −負荷Ｌ（コンデンサＣ2 ）−インダクタ
Ｌ1 −スイッチング素子Ｑ2 の経路で電流が流れ、スイ
ッチング素子Ｑ2 のオフ時にはインダクタＬ1 の蓄積エ
ネルギにより生じる回生電流がスイッチング素子Ｑ1 の
寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ0 −整流回路ＲＥ−
コンデンサＣ3 −負荷Ｌ（コンデンサＣ2 ）の経路で流
れる。また、スイッチング素子Ｑ1 がオンになれば、コ
ンデンサＣ3 からコンデンサＣ1 （ダイオードＤ0 ）−
スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ1 −負荷Ｌ（コン
デンサＣ 2 ）の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
1 がオフになれば、インダクタＬ 1 の回生電流は負荷Ｌ
（コンデンサＣ2 ）−コンデンサＣ3 −コンデンサＣ1
（ダイオードＤ1 ）−平滑コンデンサＣ0 −スイッチン
グ素子Ｑ2 の寄生ダイオードの経路で流れる。
【０００５】上述の動作によって明らかなように、図１
２に示した回路では、交流電源ＡＣの電圧波形の１周期
よりも充分に短い時間間隔で整流回路ＲＥからインバー
タＩＮＶに電流を流すから、整流回路ＲＥには高周波的
に入力電流が流れることになる。したがって、高周波を
阻止するフィルタ回路ＦＬを交流電源ＡＣと整流回路Ｒ
Ｅとの間に設けることによって、交流電源ＡＣからの入
力電流はほぼ連続した波形になり、入力電流歪を低減す
ることができる。
２に示した回路では、交流電源ＡＣの電圧波形の１周期
よりも充分に短い時間間隔で整流回路ＲＥからインバー
タＩＮＶに電流を流すから、整流回路ＲＥには高周波的
に入力電流が流れることになる。したがって、高周波を
阻止するフィルタ回路ＦＬを交流電源ＡＣと整流回路Ｒ
Ｅとの間に設けることによって、交流電源ＡＣからの入
力電流はほぼ連続した波形になり、入力電流歪を低減す
ることができる。
【０００６】ところで、整流回路ＲＥの出力電圧Ｖ
ACと、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖ C0と、コンデン
サＣ1 の両端電圧ＶC1との関係は図１３のようになる。
整流回路ＲＥの出力電圧ＶACは脈流電圧波形になり、平
滑コンデンサＣ0 の両端電圧はＶ C0はほぼ一定になる。
また、コンデンサＣ1 はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
オンオフによって充放電を繰り返しているから、コンデ
ンサＣ1 の両端電圧ＶC1は高周波の振動波形になり、そ
の振幅は平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0と整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACとの差になる。ここに、整流回路Ｒ
Ｅの出力電圧ＶACよりも平滑コンデンサＣ0 の両端電圧
が高いのは、インダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ2 と
スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードと平滑コンデン
サＣ0 とが、昇圧チョッパ回路として機能し、インダク
タＬ1 の蓄積エネルギを用いて平滑コンデンサＣ0 の両
端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりも昇圧するからで
ある。このように、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0
がつねに整流回路ＲＥの出力電圧ＶAC以上であるように
平滑されていることを以下では完全平滑と呼び、平滑コ
ンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0が整流回路ＲＥの出力電圧
よりも低い期間が生じる場合を部分平滑と呼ぶ。しかし
て、コンデンサＣ1 の両端電圧ＶC1の振幅は、整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACの谷部（０Ｖ前後）で大きく、山部
（ピーク値前後）で小さくなる。以下では、図１２に示
した電源装置の動作を、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの
山部と谷部とに分けてさらに詳しく考察する。
ACと、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖ C0と、コンデン
サＣ1 の両端電圧ＶC1との関係は図１３のようになる。
整流回路ＲＥの出力電圧ＶACは脈流電圧波形になり、平
滑コンデンサＣ0 の両端電圧はＶ C0はほぼ一定になる。
また、コンデンサＣ1 はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
オンオフによって充放電を繰り返しているから、コンデ
ンサＣ1 の両端電圧ＶC1は高周波の振動波形になり、そ
の振幅は平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0と整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACとの差になる。ここに、整流回路Ｒ
Ｅの出力電圧ＶACよりも平滑コンデンサＣ0 の両端電圧
が高いのは、インダクタＬ1 とスイッチング素子Ｑ2 と
スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオードと平滑コンデン
サＣ0 とが、昇圧チョッパ回路として機能し、インダク
タＬ1 の蓄積エネルギを用いて平滑コンデンサＣ0 の両
端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりも昇圧するからで
ある。このように、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0
がつねに整流回路ＲＥの出力電圧ＶAC以上であるように
平滑されていることを以下では完全平滑と呼び、平滑コ
ンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0が整流回路ＲＥの出力電圧
よりも低い期間が生じる場合を部分平滑と呼ぶ。しかし
て、コンデンサＣ1 の両端電圧ＶC1の振幅は、整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACの谷部（０Ｖ前後）で大きく、山部
（ピーク値前後）で小さくなる。以下では、図１２に示
した電源装置の動作を、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの
山部と谷部とに分けてさらに詳しく考察する。
【０００７】まず、谷部においてはコンデンサＣ1 の両
端電圧ＶC1は大きく、コンデンサＣ 1 が有効に機能して
いるから、図１４（ａ）に示すような共振回路系が形成
される。ここに、コンデンサＣ3 はカプリング用であっ
て比較的大容量であるからスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
をオンオフさせるスイッチング周波数に対しては無視す
ることができる。この共振回路系の共振周波数ｆｄは数
１の（１）式で表される。
端電圧ＶC1は大きく、コンデンサＣ 1 が有効に機能して
いるから、図１４（ａ）に示すような共振回路系が形成
される。ここに、コンデンサＣ3 はカプリング用であっ
て比較的大容量であるからスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
をオンオフさせるスイッチング周波数に対しては無視す
ることができる。この共振回路系の共振周波数ｆｄは数
１の（１）式で表される。
【０００８】また、山部においてはコンデンサＣ1 の両
端電圧はほとんど無視することができるから、共振回路
系は図１４（ｂ）のような形になり、共振周波数ｆｃは
数１の（２）式で表される。
端電圧はほとんど無視することができるから、共振回路
系は図１４（ｂ）のような形になり、共振周波数ｆｃは
数１の（２）式で表される。
【０００９】
【数１】
【００１０】ここに、図１４に示す電源Ｅ0 は平滑コン
デンサＣ0 の両端電圧ＶC0とコンデンサＣ3 との両端電
圧により得られている。上記検討により明らかなよう
に、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの変動に応じて共振周
波数がｆｄとｆｃとの間で変化する。また、谷部ではコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が直列共振回路の一部を
構成しているから、図１４（ａ）の共振回路系のほうが
図１４（ｂ）の共振回路系よりも共振周波数が高いこと
になる。つまり、ｆｄ＞ｆｃになる。スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周波数は、共
振回路系の共振周波数よりも高い値に設定してあり、山
部よりも谷部のほうが共振周波数がスイッチング周波数
に近づくことになる。つまり、負荷Ｌへの供給電流ＩL
は、図１５に示すように、山部よりも谷部のほうが大き
くなる（図１５では負荷Ｌへの供給電流ＩL を交流電源
ＡＣの電圧Ｖinとの関係で示してある）。
デンサＣ0 の両端電圧ＶC0とコンデンサＣ3 との両端電
圧により得られている。上記検討により明らかなよう
に、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの変動に応じて共振周
波数がｆｄとｆｃとの間で変化する。また、谷部ではコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が直列共振回路の一部を
構成しているから、図１４（ａ）の共振回路系のほうが
図１４（ｂ）の共振回路系よりも共振周波数が高いこと
になる。つまり、ｆｄ＞ｆｃになる。スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周波数は、共
振回路系の共振周波数よりも高い値に設定してあり、山
部よりも谷部のほうが共振周波数がスイッチング周波数
に近づくことになる。つまり、負荷Ｌへの供給電流ＩL
は、図１５に示すように、山部よりも谷部のほうが大き
くなる（図１５では負荷Ｌへの供給電流ＩL を交流電源
ＡＣの電圧Ｖinとの関係で示してある）。
【００１１】以上の説明から明らかなように、図１２の
回路構成では、入力電流歪は改善されるものの、負荷Ｌ
への供給電流ＩL に変動があり、たとえば負荷Ｌとして
放電灯を用いるものとすれば、供給電流ＩL の変動周期
が交流電源ＡＣの電圧周期の２分の１程度になるから、
光出力が変動してちらつきを生じることになる。そこ
で、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの変動に応じてスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周
波数を変化させることによって負荷Ｌへの供給電流ＩL
を略一定に保つように制御することが考えられている。
回路構成では、入力電流歪は改善されるものの、負荷Ｌ
への供給電流ＩL に変動があり、たとえば負荷Ｌとして
放電灯を用いるものとすれば、供給電流ＩL の変動周期
が交流電源ＡＣの電圧周期の２分の１程度になるから、
光出力が変動してちらつきを生じることになる。そこ
で、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACの変動に応じてスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をオンオフさせるスイッチング周
波数を変化させることによって負荷Ｌへの供給電流ＩL
を略一定に保つように制御することが考えられている。
【００１２】ところで、交流電源ＡＣの１周期におい
て、負荷Ｌへの供給電流と、コンデンサＣ2 に流れる電
流と、インダクタＬ1 に流れる電流と、交流電源ＡＣか
ら電源装置に流れ込む電流との実効値を、それぞれ
ＩL 、ＩC2、ＩL1、Ｉinで表すことにすると、負荷Ｌへ
の供給電流とコンデンサＣ2 に流れる電流とは位相が９
０度異なるから、数２の関係が成立する。
て、負荷Ｌへの供給電流と、コンデンサＣ2 に流れる電
流と、インダクタＬ1 に流れる電流と、交流電源ＡＣか
ら電源装置に流れ込む電流との実効値を、それぞれ
ＩL 、ＩC2、ＩL1、Ｉinで表すことにすると、負荷Ｌへ
の供給電流とコンデンサＣ2 に流れる電流とは位相が９
０度異なるから、数２の関係が成立する。
【００１３】
【数２】
【００１４】整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1 は、上述した
ようにスイッチング素子Ｑ2 がオンのときにのみ流れ、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周期Ｔは交流
電源ＡＣの電圧周期に比較すると充分に短いから、スイ
ッチング素子Ｑ2 のオン期間における電流Ｉ1 は略一定
と考えることができる。いま、交流電源ＡＣから電源装
置への入力電流のピーク値をＩin(peak)とし、そのピー
ク値Ｉin(peak)が得られるときの整流回路ＲＥの出力電
流をＩ1(peak) とする。交流電源ＡＣからの入力電流の
電流値は、整流回路ＲＥの出力電流の周期Ｔにおける平
均値と考えることができるから、数３の関係を得ること
ができる。
ようにスイッチング素子Ｑ2 がオンのときにのみ流れ、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周期Ｔは交流
電源ＡＣの電圧周期に比較すると充分に短いから、スイ
ッチング素子Ｑ2 のオン期間における電流Ｉ1 は略一定
と考えることができる。いま、交流電源ＡＣから電源装
置への入力電流のピーク値をＩin(peak)とし、そのピー
ク値Ｉin(peak)が得られるときの整流回路ＲＥの出力電
流をＩ1(peak) とする。交流電源ＡＣからの入力電流の
電流値は、整流回路ＲＥの出力電流の周期Ｔにおける平
均値と考えることができるから、数３の関係を得ること
ができる。
【００１５】
【数３】
【００１６】なお、数３では交流電源ＡＣから電源装置
への入力電流を正弦波状であるものと仮定している。一
方、図１７に示すものは、特願平６−２９１７５１号に
記載されたものとほぼ同様の構成であって、図１２に示
した回路構成に対して、整流回路ＲＥとダイオードＤ0
との間にダイオードＤ1 を挿入し、平滑コンデンサＣ0
に代えて谷埋回路を設け、さらに整流回路ＲＥの出力端
間に比較的小容量のコンデンサＣ4 を接続したものであ
る。また、負荷ＬにはトランスＴ1 の２次巻線に放電灯
ＤＬを接続したものを用い、コンデンサＣ2 は放電灯Ｄ
Ｌのフィラメントの非電源側に接続してある。また、図
１７ではスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御する制御回
路ＣＮを図示してある。
への入力電流を正弦波状であるものと仮定している。一
方、図１７に示すものは、特願平６−２９１７５１号に
記載されたものとほぼ同様の構成であって、図１２に示
した回路構成に対して、整流回路ＲＥとダイオードＤ0
との間にダイオードＤ1 を挿入し、平滑コンデンサＣ0
に代えて谷埋回路を設け、さらに整流回路ＲＥの出力端
間に比較的小容量のコンデンサＣ4 を接続したものであ
る。また、負荷ＬにはトランスＴ1 の２次巻線に放電灯
ＤＬを接続したものを用い、コンデンサＣ2 は放電灯Ｄ
Ｌのフィラメントの非電源側に接続してある。また、図
１７ではスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を制御する制御回
路ＣＮを図示してある。
【００１７】谷埋回路は、ダイオードＤ2 とインダクタ
Ｌ2 と平滑コンデンサＣ0 との直列回路をスイッチング
素子Ｑ2 に並列接続し、平滑コンデンサＣ0 とダイオー
ドＤ 3 との直列回路を両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路に並列接続したものであって、ダイオードＤ2
と平滑コンデンサＣ0 との直列回路にはコンデンサＣ 5
も並列接続してある。ダイオードＤ2 は平滑コンデンサ
Ｃ0 に充電電流を流す極性に接続され、ダイオードＤ3
は平滑コンデンサＣ0 の放電電流を流す極性に接続され
ている。この谷埋回路は、整流回路ＲＥの出力電圧が平
滑コンデンサＣ 0 の端子電圧よりも高い期間には、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時にダイオードＤ2 およびイン
ダクタＬ2 を介して平滑コンデンサＣ0 を充電し、また
整流回路ＲＥの出力電圧が平滑コンデンサＣ0 の端子電
圧よりも低い期間には、ダイオードＤ3 を通して平滑コ
ンデンサＣ0 が放電し、平滑コンデンサＣ0 がインバー
タ回路ＩＮＶの電源として機能する。したがって、ダイ
オードＤ2 とインダクタＬ 2 と平滑コンデンサＣ0 とス
イッチング素子Ｑ1 とスイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイ
オードとにより降圧チョッパ回路が構成される。
Ｌ2 と平滑コンデンサＣ0 との直列回路をスイッチング
素子Ｑ2 に並列接続し、平滑コンデンサＣ0 とダイオー
ドＤ 3 との直列回路を両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
直列回路に並列接続したものであって、ダイオードＤ2
と平滑コンデンサＣ0 との直列回路にはコンデンサＣ 5
も並列接続してある。ダイオードＤ2 は平滑コンデンサ
Ｃ0 に充電電流を流す極性に接続され、ダイオードＤ3
は平滑コンデンサＣ0 の放電電流を流す極性に接続され
ている。この谷埋回路は、整流回路ＲＥの出力電圧が平
滑コンデンサＣ 0 の端子電圧よりも高い期間には、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時にダイオードＤ2 およびイン
ダクタＬ2 を介して平滑コンデンサＣ0 を充電し、また
整流回路ＲＥの出力電圧が平滑コンデンサＣ0 の端子電
圧よりも低い期間には、ダイオードＤ3 を通して平滑コ
ンデンサＣ0 が放電し、平滑コンデンサＣ0 がインバー
タ回路ＩＮＶの電源として機能する。したがって、ダイ
オードＤ2 とインダクタＬ 2 と平滑コンデンサＣ0 とス
イッチング素子Ｑ1 とスイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイ
オードとにより降圧チョッパ回路が構成される。
【００１８】図１８は図１７に示した回路の各部の動作
波形であり、（ａ）は交流電源ＡＣの電圧波形、（ｂ）
は交流電源ＡＣからの入力電流波形、（ｃ）はコンデン
サＣ 5 の両端電圧、（ｄ）は放電灯ＤＬのランプ電流を
示す。図１８（ｃ）より明らかなように、インバータＩ
ＮＶの電源電圧は、整流回路ＲＥの出力電圧が高い期間
（山部）では整流回路ＲＥの出力電圧になり、整流回路
ＲＥの出力電圧が低い期間（谷部）では平滑コンデンサ
Ｃ0 の端子電圧になる。言い換えると、谷埋回路は整流
回路ＲＥの出力電圧の谷部を埋めるように機能する。
波形であり、（ａ）は交流電源ＡＣの電圧波形、（ｂ）
は交流電源ＡＣからの入力電流波形、（ｃ）はコンデン
サＣ 5 の両端電圧、（ｄ）は放電灯ＤＬのランプ電流を
示す。図１８（ｃ）より明らかなように、インバータＩ
ＮＶの電源電圧は、整流回路ＲＥの出力電圧が高い期間
（山部）では整流回路ＲＥの出力電圧になり、整流回路
ＲＥの出力電圧が低い期間（谷部）では平滑コンデンサ
Ｃ0 の端子電圧になる。言い換えると、谷埋回路は整流
回路ＲＥの出力電圧の谷部を埋めるように機能する。
【００１９】図１７に示した回路構成は、図１２に示し
た回路構成において部分平滑の動作になる場合と同様
に、放電灯ＤＬへの供給電流は整流回路ＲＥの出力電圧
の山部において多く、谷部において少なくなろうとする
が、谷部においてもインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧
（コンデンサＣ5 の端子電圧）があまり下がらないか
ら、図１８（ｄ）のように放電灯ＤＬへの供給電流の変
動は比較的少なく、放電灯ＤＬへの供給電流の波高率
（＝ピーク値／実効値）が小さくなるのであって、結果
的に整流回路ＲＥの出力電圧の山部と谷部とにおける放
電灯ＤＬの光出力の変動を少なくすることができる。こ
の構成では、谷埋回路を設けていることによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を整流回
路ＲＥの出力電圧に応じて変化させなくても負荷Ｌへの
供給電流の波高率を小さくすることができる。しかも、
実施形態１と同様に入力電流歪を低減することができ
る。
た回路構成において部分平滑の動作になる場合と同様
に、放電灯ＤＬへの供給電流は整流回路ＲＥの出力電圧
の山部において多く、谷部において少なくなろうとする
が、谷部においてもインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧
（コンデンサＣ5 の端子電圧）があまり下がらないか
ら、図１８（ｄ）のように放電灯ＤＬへの供給電流の変
動は比較的少なく、放電灯ＤＬへの供給電流の波高率
（＝ピーク値／実効値）が小さくなるのであって、結果
的に整流回路ＲＥの出力電圧の山部と谷部とにおける放
電灯ＤＬの光出力の変動を少なくすることができる。こ
の構成では、谷埋回路を設けていることによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を整流回
路ＲＥの出力電圧に応じて変化させなくても負荷Ｌへの
供給電流の波高率を小さくすることができる。しかも、
実施形態１と同様に入力電流歪を低減することができ
る。
【００２０】図１７に示した回路についてさらに詳しく
考察する。いま、放電灯ＤＬに流れる電流とコンデンサ
Ｃ2 に流れる電流との実効値をそれぞれＩL 、ＩC2と
し、トランスＴ1 の１次巻線と２次巻線との巻比を１：
ｎとすると、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の実
効値ＩT1(1) と電流ＩL 、ＩC2との関係は数４のように
表される。ここに、電流ＩL と電流ＩC2とは９０度の位
相差を有している。
考察する。いま、放電灯ＤＬに流れる電流とコンデンサ
Ｃ2 に流れる電流との実効値をそれぞれＩL 、ＩC2と
し、トランスＴ1 の１次巻線と２次巻線との巻比を１：
ｎとすると、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の実
効値ＩT1(1) と電流ＩL 、ＩC2との関係は数４のように
表される。ここに、電流ＩL と電流ＩC2とは９０度の位
相差を有している。
【００２１】
【数４】
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】図１２に示した構成で
は、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1が整流回路ＲＥの
出力電流Ｉ1(peak) と等しければ、ダイオードＤ0 には
電流が流れないが、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイ
ッチング周波数や各部の定数の設定によっては、Ｉ
1(peak) よりも電流ＩL1が小さくなることがある。つま
り、ダイオードＤ0 を通して電流が流れる期間が生じる
ということであり、このときには交流電源ＡＣからの入
力電流の一部がダイオードＤ0 を通して平滑コンデンサ
Ｃ0 を直接充電することになる。図１６（ａ）に示すよ
うに、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖ C0が整流回路Ｒ
Ｅの出力電圧ＶACのピーク値よりも低い期間が生じて部
分平滑の動作になるのである。その結果、負荷Ｌへの供
給電流ＩL は整流回路ＲＥの出力電圧に左右され、谷部
では山部よりも負荷Ｌへの供給電流ＩL が少なくなる。
つまり、負荷Ｌに放電灯を用いているとすれば、光出力
が変動してちらつきが生じることになる。また、図１６
（ｂ）に示すように、交流電源ＡＣから電源装置への入
力電流が、電圧波形のピーク値付近でダイオードＤ0 の
導通によって増大するから、入力電流波形が正弦波状で
はなくなり、入力電流歪が増加するという問題が生じ
る。
は、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1が整流回路ＲＥの
出力電流Ｉ1(peak) と等しければ、ダイオードＤ0 には
電流が流れないが、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイ
ッチング周波数や各部の定数の設定によっては、Ｉ
1(peak) よりも電流ＩL1が小さくなることがある。つま
り、ダイオードＤ0 を通して電流が流れる期間が生じる
ということであり、このときには交流電源ＡＣからの入
力電流の一部がダイオードＤ0 を通して平滑コンデンサ
Ｃ0 を直接充電することになる。図１６（ａ）に示すよ
うに、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖ C0が整流回路Ｒ
Ｅの出力電圧ＶACのピーク値よりも低い期間が生じて部
分平滑の動作になるのである。その結果、負荷Ｌへの供
給電流ＩL は整流回路ＲＥの出力電圧に左右され、谷部
では山部よりも負荷Ｌへの供給電流ＩL が少なくなる。
つまり、負荷Ｌに放電灯を用いているとすれば、光出力
が変動してちらつきが生じることになる。また、図１６
（ｂ）に示すように、交流電源ＡＣから電源装置への入
力電流が、電圧波形のピーク値付近でダイオードＤ0 の
導通によって増大するから、入力電流波形が正弦波状で
はなくなり、入力電流歪が増加するという問題が生じ
る。
【００２３】また、図１７に示した従来構成は図１２に
示した回路例と同様に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
オンオフさせるスイッチング周波数や各部の定数の設定
によっては、整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1 よりもトラン
スＴ1 の１次巻線に流れる電流ＩT1(1) が小さくなる期
間の生じることがある。つまり、数５のような関係にな
ることがある。
示した回路例と同様に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
オンオフさせるスイッチング周波数や各部の定数の設定
によっては、整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1 よりもトラン
スＴ1 の１次巻線に流れる電流ＩT1(1) が小さくなる期
間の生じることがある。つまり、数５のような関係にな
ることがある。
【００２４】
【数５】
【００２５】このような条件が成立するときには、交流
電源ＡＣからの電流のみではトランスＴ1 の１次巻線へ
の電流を充当することができないから、不足分をコンデ
ンサＣ5 からコンデンサＣ1 を介して供給することにな
る。つまり、コンデンサＣ1の両端電圧ＶC1は、図１９
（ｃ）に示すように、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACとコ
ンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5との差を振幅とする高周波
の振動波形になる。ここに、図１９の（ａ）は交流電源
ＡＣの電圧波形、（ｂ）は交流電源ＡＣからの入力電
流、（ｄ）は放電灯ＤＬへの供給電流ＩL である。
電源ＡＣからの電流のみではトランスＴ1 の１次巻線へ
の電流を充当することができないから、不足分をコンデ
ンサＣ5 からコンデンサＣ1 を介して供給することにな
る。つまり、コンデンサＣ1の両端電圧ＶC1は、図１９
（ｃ）に示すように、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACとコ
ンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5との差を振幅とする高周波
の振動波形になる。ここに、図１９の（ａ）は交流電源
ＡＣの電圧波形、（ｂ）は交流電源ＡＣからの入力電
流、（ｄ）は放電灯ＤＬへの供給電流ＩL である。
【００２６】上述の条件下では、コンデンサＣ5 の両端
電圧ＶC5は整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高い一
定電圧に保たれることになる（つまり、完全平滑にな
る）。図１８（ｃ）と比較すると明らかなように、数５
の条件では部分平滑が成立しないから、放電灯ＤＬへの
供給電流ＩL は整流回路ＲＥの出力電圧の山部で谷部よ
りも小さくなる。つまり、光出力が変動してちらつきが
生じることになる。
電圧ＶC5は整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高い一
定電圧に保たれることになる（つまり、完全平滑にな
る）。図１８（ｃ）と比較すると明らかなように、数５
の条件では部分平滑が成立しないから、放電灯ＤＬへの
供給電流ＩL は整流回路ＲＥの出力電圧の山部で谷部よ
りも小さくなる。つまり、光出力が変動してちらつきが
生じることになる。
【００２７】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、入力電流歪が少なく、かつ負荷への
供給電流の変動を少なくすることができるようにした電
源装置を提供することにある。
あり、その目的は、入力電流歪が少なく、かつ負荷への
供給電流の変動を少なくすることができるようにした電
源装置を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を高周波出
力に変換して負荷に供給するインバータ回路とを備え、
前記インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン
オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路の直流
出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に介装
されたインピーダンス回路と、コンデンサおよびインダ
クタを備え前記インピーダンス回路との直列回路が一方
のスイッチング素子の両端間に接続されるとともに負荷
への出力を取り出す共振回路と、両スイッチング素子の
直列回路に並列接続された平滑コンデンサとを備え、共
振回路は、直流カット用の第１のコンデンサと、共振用
のインダクタおよび第２のコンデンサと、２次側に負荷
を接続し１次巻線が第１のコンデンサおよびインダクタ
に直列接続されたトランスとからなり、第２のコンデン
サは負荷に並列接続され、前記共振回路に流れる電流の
実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピーク値
の２倍以上になるようにトランスの巻比が設定されてい
ることを特徴とする。
電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を高周波出
力に変換して負荷に供給するインバータ回路とを備え、
前記インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオン
オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路の直流
出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に介装
されたインピーダンス回路と、コンデンサおよびインダ
クタを備え前記インピーダンス回路との直列回路が一方
のスイッチング素子の両端間に接続されるとともに負荷
への出力を取り出す共振回路と、両スイッチング素子の
直列回路に並列接続された平滑コンデンサとを備え、共
振回路は、直流カット用の第１のコンデンサと、共振用
のインダクタおよび第２のコンデンサと、２次側に負荷
を接続し１次巻線が第１のコンデンサおよびインダクタ
に直列接続されたトランスとからなり、第２のコンデン
サは負荷に並列接続され、前記共振回路に流れる電流の
実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピーク値
の２倍以上になるようにトランスの巻比が設定されてい
ることを特徴とする。
【００２９】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第２のコンデンサを負荷に並列接続するのに代えて
トランスの１次巻線の両端間に接続することを特徴とす
る。
て、第２のコンデンサを負荷に並列接続するのに代えて
トランスの１次巻線の両端間に接続することを特徴とす
る。
【００３０】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、整流回路がダイオードブリッジより
なり、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続され
るとともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路と
の間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とす
る。
２の発明において、整流回路がダイオードブリッジより
なり、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続され
るとともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路と
の間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とす
る。
【００３１】請求項４の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、前記共振回路が、２次側に負荷を接
続したトランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線
とのうちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設
けた巻線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて
開閉されるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる
電流の実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピ
ーク値の２倍以上になるようにトランスの巻比およびタ
ップの位置を設定していることを特徴とする。
２の発明において、前記共振回路が、２次側に負荷を接
続したトランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線
とのうちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設
けた巻線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて
開閉されるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる
電流の実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピ
ーク値の２倍以上になるようにトランスの巻比およびタ
ップの位置を設定していることを特徴とする。
【００３２】請求項５の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して負荷
に供給するインバータ回路とを備え、前記インバータ回
路は、互いに直列接続され交互にオンオフされる一対の
スイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイ
ッチング素子の直列回路との間に介装されたインピーダ
ンス回路と、コンデンサおよびインダクタを備え前記イ
ンピーダンス回路との直列回路が一方のスイッチング素
子の両端間に接続されるとともに負荷への出力を取り出
す共振回路と、整流回路の直流出力電圧の高い期間には
インバータ回路の出力の一部を蓄積し低い期間には蓄積
エネルギにより決まる電圧を両スイッチング素子の直列
回路の両端に印加する谷埋回路とを備え、共振回路は、
直流カット用の第１のコンデンサと、共振用のインダク
タおよび第２のコンデンサと、２次側に負荷を接続し１
次巻線が第１のコンデンサおよびインダクタに直列接続
されたトランスとからなり、第２のコンデンサは負荷に
並列接続され、共振回路に流れる電流の実効値が交流電
源から整流回路への入力電流のピーク値の２倍以下にな
るようにトランスの巻比が設定されていることを特徴と
する。
流回路と、整流回路の出力を高周波出力に変換して負荷
に供給するインバータ回路とを備え、前記インバータ回
路は、互いに直列接続され交互にオンオフされる一対の
スイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両スイ
ッチング素子の直列回路との間に介装されたインピーダ
ンス回路と、コンデンサおよびインダクタを備え前記イ
ンピーダンス回路との直列回路が一方のスイッチング素
子の両端間に接続されるとともに負荷への出力を取り出
す共振回路と、整流回路の直流出力電圧の高い期間には
インバータ回路の出力の一部を蓄積し低い期間には蓄積
エネルギにより決まる電圧を両スイッチング素子の直列
回路の両端に印加する谷埋回路とを備え、共振回路は、
直流カット用の第１のコンデンサと、共振用のインダク
タおよび第２のコンデンサと、２次側に負荷を接続し１
次巻線が第１のコンデンサおよびインダクタに直列接続
されたトランスとからなり、第２のコンデンサは負荷に
並列接続され、共振回路に流れる電流の実効値が交流電
源から整流回路への入力電流のピーク値の２倍以下にな
るようにトランスの巻比が設定されていることを特徴と
する。
【００３３】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、第２のコンデンサを負荷に並列接続するのに代えて
トランスの１次巻線の両端間に接続することを特徴とす
る。
て、第２のコンデンサを負荷に並列接続するのに代えて
トランスの１次巻線の両端間に接続することを特徴とす
る。
【００３４】請求項７の発明は、請求項５または請求項
６の発明において、整流回路がダイオードブリッジより
なり、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続され
るとともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路と
の間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とす
る。
６の発明において、整流回路がダイオードブリッジより
なり、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続され
るとともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路と
の間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とす
る。
【００３５】請求項８の発明は、請求項５または請求項
６の発明において、前記共振回路が、２次側に負荷を接
続したトランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線
とのうちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設
けた巻線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて
開閉されるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる
電流の実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピ
ーク値の２倍以下になるようにトランスの巻比およびタ
ップの位置を設定していることを特徴とする。
６の発明において、前記共振回路が、２次側に負荷を接
続したトランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線
とのうちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設
けた巻線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて
開閉されるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる
電流の実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピ
ーク値の２倍以下になるようにトランスの巻比およびタ
ップの位置を設定していることを特徴とする。
【００３６】請求項９の発明は、請求項５または請求項
６の発明において、前記谷埋回路が、一方のスイッチン
グ素子を介して整流回路の直流出力端間に接続された平
滑コンデンサを備え、そのスイッチング素子のオン時に
平滑コンデンサが充電されることを特徴とする。請求項
１０の発明は、請求項１または請求項２または請求項５
または請求項６の発明において、負荷がフィラメントを
有する放電灯であって、前記共振回路は２次巻線に直流
阻止用のコンデンサを介して放電灯を接続したトランス
を備え、フィラメントの非電源端間に接続された第１の
抵抗と、一方のフィラメントの電源側端と整流回路の直
流出力端の負極との間に挿入された分圧用の第２および
第３の抵抗と、他方のフィラメントの電源側と整流回路
の直流出力端の正極側となるトランスの１次巻線の一端
との間に挿入された第４の抵抗と、第２および第３の抵
抗の接続点の電位により無負荷を検出するとスイッチン
グ素子をオフに保つように制御する制御回路とを備える
ことを特徴とする。
６の発明において、前記谷埋回路が、一方のスイッチン
グ素子を介して整流回路の直流出力端間に接続された平
滑コンデンサを備え、そのスイッチング素子のオン時に
平滑コンデンサが充電されることを特徴とする。請求項
１０の発明は、請求項１または請求項２または請求項５
または請求項６の発明において、負荷がフィラメントを
有する放電灯であって、前記共振回路は２次巻線に直流
阻止用のコンデンサを介して放電灯を接続したトランス
を備え、フィラメントの非電源端間に接続された第１の
抵抗と、一方のフィラメントの電源側端と整流回路の直
流出力端の負極との間に挿入された分圧用の第２および
第３の抵抗と、他方のフィラメントの電源側と整流回路
の直流出力端の正極側となるトランスの１次巻線の一端
との間に挿入された第４の抵抗と、第２および第３の抵
抗の接続点の電位により無負荷を検出するとスイッチン
グ素子をオフに保つように制御する制御回路とを備える
ことを特徴とする。
【００３７】請求項１１の発明は、請求項１または請求
項２または請求項５または請求項６の発明において、負
荷がフィラメントを有する放電灯であって、前記共振回
路は２次巻線に直流阻止用のコンデンサを介して放電灯
を接続したトランスを備え、フィラメントの非電源端間
に接続された第１の抵抗と、一方のフィラメントの電源
側端と整流回路の直流出力端の負極との間に挿入された
分圧用の第２および第３の抵抗と、前記インダクタと前
記トランスとの一方に設けられ一端が整流回路の直流出
力端の負極に接続された電源用巻線の両端電圧を整流平
滑して直流電源を得る手段と、他方のフィラメントの電
源側と前記直流電源との間に挿入された第４の抵抗と、
第２および第３の抵抗の接続点の電位により無負荷を検
出するとスイッチング素子をオフに保つように制御する
制御回路とを備えることを特徴とする。
項２または請求項５または請求項６の発明において、負
荷がフィラメントを有する放電灯であって、前記共振回
路は２次巻線に直流阻止用のコンデンサを介して放電灯
を接続したトランスを備え、フィラメントの非電源端間
に接続された第１の抵抗と、一方のフィラメントの電源
側端と整流回路の直流出力端の負極との間に挿入された
分圧用の第２および第３の抵抗と、前記インダクタと前
記トランスとの一方に設けられ一端が整流回路の直流出
力端の負極に接続された電源用巻線の両端電圧を整流平
滑して直流電源を得る手段と、他方のフィラメントの電
源側と前記直流電源との間に挿入された第４の抵抗と、
第２および第３の抵抗の接続点の電位により無負荷を検
出するとスイッチング素子をオフに保つように制御する
制御回路とを備えることを特徴とする。
【００３８】請求項１ないし請求項１１の構成では、整
流回路と平滑コンデンサとの間にインピーダンス回路を
備えるとともに、負荷を含む共振回路を備えるインバー
タ回路において、交流電源から整流回路への入力電流の
ピーク値と共振回路に流れる電流の実効値との関係が所
定の関係となるように回路定数を設定しているのであっ
て、この関係により入力電流歪が少なくかつ負荷への供
給電流の変動を比較的少なくすることが可能になる。
流回路と平滑コンデンサとの間にインピーダンス回路を
備えるとともに、負荷を含む共振回路を備えるインバー
タ回路において、交流電源から整流回路への入力電流の
ピーク値と共振回路に流れる電流の実効値との関係が所
定の関係となるように回路定数を設定しているのであっ
て、この関係により入力電流歪が少なくかつ負荷への供
給電流の変動を比較的少なくすることが可能になる。
【００３９】また、請求項１ないし請求項４の構成で
は、整流回路の出力電圧の脈流波形に呼応して共振回路
に流れる電流が変化するが、スイッチング素子をオンオ
フさせるスイッチング周波数を調節することで電流変化
を容易に抑制することができ、結果的に、負荷への供給
電流の変動を抑制することができる。たとえば、負荷が
放電灯であるとすれば光出力の変動を抑制してちらつき
のない照明光を得ることができる。
は、整流回路の出力電圧の脈流波形に呼応して共振回路
に流れる電流が変化するが、スイッチング素子をオンオ
フさせるスイッチング周波数を調節することで電流変化
を容易に抑制することができ、結果的に、負荷への供給
電流の変動を抑制することができる。たとえば、負荷が
放電灯であるとすれば光出力の変動を抑制してちらつき
のない照明光を得ることができる。
【００４０】請求項５ないし請求項９の構成では、負荷
への供給電流の波高率が小さいから、スイッチング素子
をオンオフさせるスイッチング周波数を変化させなくて
も負荷への供給電流の変動が少ない。しかも、負荷への
供給電力の力率が比較的高くなる。また、谷埋回路に印
加される電圧は比較的低いから、構成部品として低耐圧
の部品を用いることができる。さらに、請求項９の構成
では、平滑コンデンサへの充電経路にインバータ回路の
スイッチング素子が介在することによって、整流回路か
ら平滑コンデンサに充電電流が直接流れることによる突
入電流の発生を抑制することができる。
への供給電流の波高率が小さいから、スイッチング素子
をオンオフさせるスイッチング周波数を変化させなくて
も負荷への供給電流の変動が少ない。しかも、負荷への
供給電力の力率が比較的高くなる。また、谷埋回路に印
加される電圧は比較的低いから、構成部品として低耐圧
の部品を用いることができる。さらに、請求項９の構成
では、平滑コンデンサへの充電経路にインバータ回路の
スイッチング素子が介在することによって、整流回路か
ら平滑コンデンサに充電電流が直接流れることによる突
入電流の発生を抑制することができる。
【００４１】請求項１０および請求項１１の構成では、
負荷を放電灯としフィラメントを通る経路の直流回路を
形成してあり、放電灯が外されたときにはスイッチング
素子をオフに保つように制御するから、無負荷状態でイ
ンバータ回路が動作ることによる故障の発生を防止する
ことができる。しかも、請求項１０の構成ではトランス
の１次側と２次側との間に第４抵抗を挿入し、また請求
項１１の構成ではインダタクとトランスとの一方に設け
た電源用巻線より前記直流回路への電源を得ているか
ら、交流電源と放電灯との間に抵抗が挿入されるかある
いは絶縁されることになり、結果的に通電中に放電灯に
触れても人体にはほとんど電流が流れず、電撃を防止す
ることができる。
負荷を放電灯としフィラメントを通る経路の直流回路を
形成してあり、放電灯が外されたときにはスイッチング
素子をオフに保つように制御するから、無負荷状態でイ
ンバータ回路が動作ることによる故障の発生を防止する
ことができる。しかも、請求項１０の構成ではトランス
の１次側と２次側との間に第４抵抗を挿入し、また請求
項１１の構成ではインダタクとトランスとの一方に設け
た電源用巻線より前記直流回路への電源を得ているか
ら、交流電源と放電灯との間に抵抗が挿入されるかある
いは絶縁されることになり、結果的に通電中に放電灯に
触れても人体にはほとんど電流が流れず、電撃を防止す
ることができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】（基本構成１） 以下に説明する実施形態は基本的には、図１に示す構成
において、 数６の条件を設計条件として規定した点に特
徴がある。つまり、従来は認識されていなかった設計条
件を導入することにより、入力電流歪の増加や光出力の
変動を防止するという目的を達成するものである。
において、 数６の条件を設計条件として規定した点に特
徴がある。つまり、従来は認識されていなかった設計条
件を導入することにより、入力電流歪の増加や光出力の
変動を防止するという目的を達成するものである。
【００４３】いま、図１において負荷ＬとコンデンサＣ
2 ，Ｃ3 とインダクタＬ1 とにより構成される回路を共
振回路Ａ、コンデンサＣ1 とダイオードＤ0 とをインピ
ーダンス回路Ｚとする。従来例の考察により明らかなよ
うに、入力電流歪の増加を抑制し、光出力の変動を抑制
するという目的を達成するには、平滑コンデンサＣ0の
両端電圧が整流回路ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値より
もつねに高くなることが要求される。また、平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧を一定電圧に保つのが望ましい。そ
こで、交流電源ＡＣから電源装置への入力電流の実効値
をＩinとし、整流回路ＲＥから共振回路Ａへの入力電流
の実効値をＩA とするときに、数６の関係が成立するよ
うにインバータ回路ＩＮＶの定数値を設定するのであ
る。
2 ，Ｃ3 とインダクタＬ1 とにより構成される回路を共
振回路Ａ、コンデンサＣ1 とダイオードＤ0 とをインピ
ーダンス回路Ｚとする。従来例の考察により明らかなよ
うに、入力電流歪の増加を抑制し、光出力の変動を抑制
するという目的を達成するには、平滑コンデンサＣ0の
両端電圧が整流回路ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値より
もつねに高くなることが要求される。また、平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧を一定電圧に保つのが望ましい。そ
こで、交流電源ＡＣから電源装置への入力電流の実効値
をＩinとし、整流回路ＲＥから共振回路Ａへの入力電流
の実効値をＩA とするときに、数６の関係が成立するよ
うにインバータ回路ＩＮＶの定数値を設定するのであ
る。
【００４４】
【数６】
【００４５】ここに、入力電流の実効値Ｉinを２の平方
倍した値は交流電源ＡＣから整流回路ＲＥへの入力電流
のピーク値に相当するから、数６の条件は、共振回路Ａ
に流れる電流ＩA の実効値を入力電流のピーク値の２倍
以上に設定するという条件になる。数３の導式において
も説明したように、整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1 は、ダ
イオードＤ0 がオフに保たれているならば、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンのときにのみ流れ、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周期Ｔは交流電源ＡＣの電圧周
期に比較すると充分に短いから、図２に示すように、ス
イッチング素子Ｑ2 のオン期間における電流Ｉ1 は略一
定と考えることができる。その結果、数３に示した関係
式が得られるのである。
倍した値は交流電源ＡＣから整流回路ＲＥへの入力電流
のピーク値に相当するから、数６の条件は、共振回路Ａ
に流れる電流ＩA の実効値を入力電流のピーク値の２倍
以上に設定するという条件になる。数３の導式において
も説明したように、整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1 は、ダ
イオードＤ0 がオフに保たれているならば、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンのときにのみ流れ、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの周期Ｔは交流電源ＡＣの電圧周
期に比較すると充分に短いから、図２に示すように、ス
イッチング素子Ｑ2 のオン期間における電流Ｉ1 は略一
定と考えることができる。その結果、数３に示した関係
式が得られるのである。
【００４６】一方、インピーダンス回路Ｚから図１の点
Ｃに流れ込む電流をＩZ とすると、入力電流のピーク値
Ｉin(peak)付近でスイッチング素子Ｑ2 がオンであると
きの整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1(peak) と、電流Ｉz と
共振回路Ａに流れる電流ＩAとは、次式の関係になる。 Ｉ1(peak) ＋ＩZ ＝ＩA これに数３の関係式を適用すると、数７の関係が得られ
る。
Ｃに流れ込む電流をＩZ とすると、入力電流のピーク値
Ｉin(peak)付近でスイッチング素子Ｑ2 がオンであると
きの整流回路ＲＥの出力電流Ｉ1(peak) と、電流Ｉz と
共振回路Ａに流れる電流ＩAとは、次式の関係になる。 Ｉ1(peak) ＋ＩZ ＝ＩA これに数３の関係式を適用すると、数７の関係が得られ
る。
【００４７】
【数７】
【００４８】ここで、数６の関係が成立するように回路
定数を設定しているのであるから、結果的にＩZ ≧０と
いう関係が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ2 が
オンのときには電流ＩZ が流れるのであり、この電流Ｉ
Z は平滑コンデンサＣ0 からインピーダンス回路Ｚ−共
振回路Ａ−スイッチング素子Ｑ2 の経路を通して流れる
と考えられる。つまり、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACに
対して、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0のほうが高
いということであり、ＶAC＜ＶC0が成立することにな
る。上述の考察は入力電流のピーク値Ｉin(peak)付近に
おいて検討しているが、ピーク値Ｉin(peak)付近で成立
すれば、他の期間でも成立するから、結果的に交流電源
ＡＣの電圧周期の全期間において平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧が整流回路ＲＥの出力電圧ＶACよりも高いとい
う条件が満たされることになる。
定数を設定しているのであるから、結果的にＩZ ≧０と
いう関係が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ2 が
オンのときには電流ＩZ が流れるのであり、この電流Ｉ
Z は平滑コンデンサＣ0 からインピーダンス回路Ｚ−共
振回路Ａ−スイッチング素子Ｑ2 の経路を通して流れる
と考えられる。つまり、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACに
対して、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0のほうが高
いということであり、ＶAC＜ＶC0が成立することにな
る。上述の考察は入力電流のピーク値Ｉin(peak)付近に
おいて検討しているが、ピーク値Ｉin(peak)付近で成立
すれば、他の期間でも成立するから、結果的に交流電源
ＡＣの電圧周期の全期間において平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧が整流回路ＲＥの出力電圧ＶACよりも高いとい
う条件が満たされることになる。
【００４９】上述の動作が可能となる結果、つねに完全
平滑の動作が満たされることになり、部分平滑の動作に
よる入力電流歪の増加を防止することができる。また、
従来例の動作として説明したように、完全平滑の動作で
あっても負荷Ｌへの供給電流は整流回路ＲＥの出力電圧
ＶACに応じて変化し、光出力に周期的変動が生じるが、
この変動分は整流回路ＲＥの出力電圧ＶACに応じてスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 をオンオフさせるスイッチング
周波数を変化させることによって抑制することができ
る。
平滑の動作が満たされることになり、部分平滑の動作に
よる入力電流歪の増加を防止することができる。また、
従来例の動作として説明したように、完全平滑の動作で
あっても負荷Ｌへの供給電流は整流回路ＲＥの出力電圧
ＶACに応じて変化し、光出力に周期的変動が生じるが、
この変動分は整流回路ＲＥの出力電圧ＶACに応じてスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 をオンオフさせるスイッチング
周波数を変化させることによって抑制することができ
る。
【００５０】なお、上述した構成についてば各種変形が
可能であって、共振回路Ａは負荷Ｌを含みコンデンサＣ
およびインダクタンスを適宜に組み合わせて構成するこ
とができる。また、インピーダンス回路Ｚは適宜のイン
ピーダンス要素を用いて構成することが可能である。以
下に説明する実施形態では、図３に示すように、図１に
示した回路において、整流回路ＲＥの出力端間に比較的
小容量のコンデンサＣ４を接続するとともに、整流回路
ＲＥとコンデンサＣ１との間にダイオードＤ２を挿入す
ることができる。コンデンサＣ４およびダイオードＤ２
は整流回路ＲＥのファーストリカバリ機能を持たせるた
めに設けてある。つまり、コンデンサＣ４に蓄積された
電荷を用いて整流回路ＲＥに内在する容量成分に蓄積さ
れる電荷を打ち消すものであって、整流回路ＲＥを構成
するダイオードの逆方向回復に要する時間を短縮する機
能を有している。これによって、高周波電流が流れる整
流回路ＲＥに高周波用の高価なものを用いる必要がな
く、比較的安価に提供することができるようになる。
可能であって、共振回路Ａは負荷Ｌを含みコンデンサＣ
およびインダクタンスを適宜に組み合わせて構成するこ
とができる。また、インピーダンス回路Ｚは適宜のイン
ピーダンス要素を用いて構成することが可能である。以
下に説明する実施形態では、図３に示すように、図１に
示した回路において、整流回路ＲＥの出力端間に比較的
小容量のコンデンサＣ４を接続するとともに、整流回路
ＲＥとコンデンサＣ１との間にダイオードＤ２を挿入す
ることができる。コンデンサＣ４およびダイオードＤ２
は整流回路ＲＥのファーストリカバリ機能を持たせるた
めに設けてある。つまり、コンデンサＣ４に蓄積された
電荷を用いて整流回路ＲＥに内在する容量成分に蓄積さ
れる電荷を打ち消すものであって、整流回路ＲＥを構成
するダイオードの逆方向回復に要する時間を短縮する機
能を有している。これによって、高周波電流が流れる整
流回路ＲＥに高周波用の高価なものを用いる必要がな
く、比較的安価に提供することができるようになる。
【００５１】（実施形態１）
本実施形態は、図４に示すように、図３に示した回路構
成において負荷Ｌへの電力供給にトランスＴ１を介在さ
せたものである。つまり、トランスＴ１の１次巻線をコ
ンデンサＣ３とインダクタＬ１との間に挿入し、トラン
スＴ１の２次巻線に負荷ＬおよびコンデンサＣ２を接続
しているのである。トランスＴ１の１次巻線と２次巻線
との巻比は１：ｎであって、ｎは１よりも大きい値に設
定することによって、負荷Ｌとして比較的高い電圧の印
加が要求されるものを用いることが可能になる。たとえ
ば、放電灯を負荷とする場合に比較的高い始動電圧を要
するから、ｎを１より大きく設定しておくことで、交流
電源ＡＣの電圧よりも始動電圧がかなり高い場合でも対
応可能になる。また、電源側と負荷側とがトランスＴ１
により絶縁されるから、負荷Ｌの交換時などに感電する
ことがないという利点もある。
成において負荷Ｌへの電力供給にトランスＴ１を介在さ
せたものである。つまり、トランスＴ１の１次巻線をコ
ンデンサＣ３とインダクタＬ１との間に挿入し、トラン
スＴ１の２次巻線に負荷ＬおよびコンデンサＣ２を接続
しているのである。トランスＴ１の１次巻線と２次巻線
との巻比は１：ｎであって、ｎは１よりも大きい値に設
定することによって、負荷Ｌとして比較的高い電圧の印
加が要求されるものを用いることが可能になる。たとえ
ば、放電灯を負荷とする場合に比較的高い始動電圧を要
するから、ｎを１より大きく設定しておくことで、交流
電源ＡＣの電圧よりも始動電圧がかなり高い場合でも対
応可能になる。また、電源側と負荷側とがトランスＴ１
により絶縁されるから、負荷Ｌの交換時などに感電する
ことがないという利点もある。
【００５２】回路定数の条件設定は基本構成１と同様で
あって、数６を満足させるように回路定数を設定する。
このとき、トランスＴ１の１次側と２次側との電流の関
係は数４で表されているから、数４におけるＩＴ（１）
をＩＡに置き換えて、数６の関係を適用すると、数８が
得られる。
あって、数６を満足させるように回路定数を設定する。
このとき、トランスＴ１の１次側と２次側との電流の関
係は数４で表されているから、数４におけるＩＴ（１）
をＩＡに置き換えて、数６の関係を適用すると、数８が
得られる。
【００５３】
【数８】
【００５４】ただし、ＶＬは負荷Ｌに印加される電圧の
実効値である。このように数８の条件となるようにトラ
ンスＴ１の巻比を設定すれば、平滑コンデンサＣ０の両
端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高く保つ
ことができ、結果的に入力電流歪を少なくすることがで
きる。上述の負荷Ｌは放電灯を用いるものであって１灯
でもよいが、図５（ａ）のように２灯の放電灯ＤＬを直
列接続したり、図５（ｂ）のようにバランサトランスＴ
２を介して複数灯の放電灯ＤＬを接続したりしたものを
負荷Ｌとして用いてもよい。他の構成および動作は基本
構成１と同様である。
実効値である。このように数８の条件となるようにトラ
ンスＴ１の巻比を設定すれば、平滑コンデンサＣ０の両
端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高く保つ
ことができ、結果的に入力電流歪を少なくすることがで
きる。上述の負荷Ｌは放電灯を用いるものであって１灯
でもよいが、図５（ａ）のように２灯の放電灯ＤＬを直
列接続したり、図５（ｂ）のようにバランサトランスＴ
２を介して複数灯の放電灯ＤＬを接続したりしたものを
負荷Ｌとして用いてもよい。他の構成および動作は基本
構成１と同様である。
【００５５】（実施形態２）
本実施形態は、図６に示すように、図４に示した実施形
態１の構成に対して、コンデンサＣ２を負荷Ｌに並列接
続する代わりにコンデンサＣ２をトランスＴ１の１次巻
線に並列接続した構成を有する。この構成では、コンデ
ンサＣ２をトランスＴ１の１次側に設けたことによっ
て、コンデンサＣ２の耐圧を低く設定することが可能に
なっている。この構成の場合には、数９の関係が得られ
る。
態１の構成に対して、コンデンサＣ２を負荷Ｌに並列接
続する代わりにコンデンサＣ２をトランスＴ１の１次巻
線に並列接続した構成を有する。この構成では、コンデ
ンサＣ２をトランスＴ１の１次側に設けたことによっ
て、コンデンサＣ２の耐圧を低く設定することが可能に
なっている。この構成の場合には、数９の関係が得られ
る。
【００５６】
【数９】
【００５７】数９に数６の関係を適用すると、数１０の
関係が得られてトランスＴ1 の巻比に関する条件が決定
される。
関係が得られてトランスＴ1 の巻比に関する条件が決定
される。
【００５８】
【数１０】
【００５９】数１０は数６を満たすように設定している
のであるから、当然のことながら平滑コンデンサＣ０の
両端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高く保
つ条件になる。他の構成および動作は基本構成１と同様
である。（実施形態３） 本実施形態は、図４に示した実施形態１の構成におい
て、図７に示すように、トランスＴ１の１次巻線にタッ
プを設け、１次巻線の一端とタップとの間にスイッチ要
素Ｓ１を挿入したものである。トランスＴ１の１次巻線
と２次巻線との巻比はスイッチ要素Ｓ１をオフにしてい
るときにも２次側が昇圧されるように設定してある。他
の構成は実施形態１と同様であり、当然のことながら、
スイッチ要素Ｓ１をオンにすればトランスＴ１の巻比が
大きくなって２次側電圧が上昇することになる。たとえ
ば、負荷Ｌが放電灯であって調光するときにはスイッチ
要素Ｓ１をオフにし、定格点灯時にはスイッチ要素Ｓ１
をオンにするのである。このように負荷Ｌの出力に応じ
てスイッチ要素Ｓ１をオン、オフさせることで数６の条
件を満たすことが可能になる。負荷Ｌの出力は、たとえ
ばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるスイッ
チング周波数などによって切り換えられる。
のであるから、当然のことながら平滑コンデンサＣ０の
両端電圧を整流回路ＲＥの出力電圧よりもつねに高く保
つ条件になる。他の構成および動作は基本構成１と同様
である。（実施形態３） 本実施形態は、図４に示した実施形態１の構成におい
て、図７に示すように、トランスＴ１の１次巻線にタッ
プを設け、１次巻線の一端とタップとの間にスイッチ要
素Ｓ１を挿入したものである。トランスＴ１の１次巻線
と２次巻線との巻比はスイッチ要素Ｓ１をオフにしてい
るときにも２次側が昇圧されるように設定してある。他
の構成は実施形態１と同様であり、当然のことながら、
スイッチ要素Ｓ１をオンにすればトランスＴ１の巻比が
大きくなって２次側電圧が上昇することになる。たとえ
ば、負荷Ｌが放電灯であって調光するときにはスイッチ
要素Ｓ１をオフにし、定格点灯時にはスイッチ要素Ｓ１
をオンにするのである。このように負荷Ｌの出力に応じ
てスイッチ要素Ｓ１をオン、オフさせることで数６の条
件を満たすことが可能になる。負荷Ｌの出力は、たとえ
ばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるスイッ
チング周波数などによって切り換えられる。
【００６０】本実施形態において、トランスＴ１の２次
側にタップおよびスイッチ要素Ｓ１を設けたり、コンデ
ンサＣ２を１次側に設けても負荷Ｌの出力を切り換える
ときに数６の条件を満足させることができるという効果
を奏することができる。他の構成および動作については
基本構成１と同様である。（基本構成２） 別の基本構成として、 図８に示すように、図３に示した
構成において、平滑コンデンサＣ０に代えて谷埋回路を
設けたものを示す。谷埋回路は図１７に示した従来例に
おいて説明したものと同様に機能する。別の観点で言え
ば、本例は図１７に示した従来回路に対してトランスＴ
１を省略した構成を有する。
側にタップおよびスイッチ要素Ｓ１を設けたり、コンデ
ンサＣ２を１次側に設けても負荷Ｌの出力を切り換える
ときに数６の条件を満足させることができるという効果
を奏することができる。他の構成および動作については
基本構成１と同様である。（基本構成２） 別の基本構成として、 図８に示すように、図３に示した
構成において、平滑コンデンサＣ０に代えて谷埋回路を
設けたものを示す。谷埋回路は図１７に示した従来例に
おいて説明したものと同様に機能する。別の観点で言え
ば、本例は図１７に示した従来回路に対してトランスＴ
１を省略した構成を有する。
【００６１】図１７に示した従来構成について検討した
ように、谷埋回路を伴う場合には、数５の条件が成立す
ることのないように回路定数を設定しなければならな
い。つまり、数１１に示す条件設定が必要になる。
ように、谷埋回路を伴う場合には、数５の条件が成立す
ることのないように回路定数を設定しなければならな
い。つまり、数１１に示す条件設定が必要になる。
【００６２】
【数１１】
【００６３】ここに、交流電源ＡＣから整流回路ＲＥへ
の入力電流の実効値Ｉｉｎの２の平方倍は入力電流のピ
ーク値に相当するから、数１１の条件は共振回路Ａに流
れる電流ＩＡの実効値を入力電流のピーク値の２倍以下
に設定するという条件になる。 基本構成１において検
討したように、入力電流のピーク値付近でスイッチング
素子Ｑ２ がオンであるときの共振回路Ａに流れる電流
ＩＡとインピーダンス回路Ｚに流れる電流ＩＺと交流電
源ＡＣから電源装置に流れる電流の実効値Ｉｉｎとは数
７の関係になるのであり、数７に数１１を適用すれば、
ＩＺ≦０になる。つまり、スイッチング素子Ｑ２のオン
時にダイオードＤ０が導通して整流回路ＲＥからダイオ
ードＤ２−ダイオードＤ０−コンデンサＣ５を通る経路
の電流が流れることになる。ここで、ダイオードＤ０、
Ｄ２の順方向電圧降下を無視すれば、コンデンサＣＣ５
の両端電圧はＶＣ５≒ＶＡＣになる。
の入力電流の実効値Ｉｉｎの２の平方倍は入力電流のピ
ーク値に相当するから、数１１の条件は共振回路Ａに流
れる電流ＩＡの実効値を入力電流のピーク値の２倍以下
に設定するという条件になる。 基本構成１において検
討したように、入力電流のピーク値付近でスイッチング
素子Ｑ２ がオンであるときの共振回路Ａに流れる電流
ＩＡとインピーダンス回路Ｚに流れる電流ＩＺと交流電
源ＡＣから電源装置に流れる電流の実効値Ｉｉｎとは数
７の関係になるのであり、数７に数１１を適用すれば、
ＩＺ≦０になる。つまり、スイッチング素子Ｑ２のオン
時にダイオードＤ０が導通して整流回路ＲＥからダイオ
ードＤ２−ダイオードＤ０−コンデンサＣ５を通る経路
の電流が流れることになる。ここで、ダイオードＤ０、
Ｄ２の順方向電圧降下を無視すれば、コンデンサＣＣ５
の両端電圧はＶＣ５≒ＶＡＣになる。
【００６４】すなわち、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACと
平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0との大小関係に応じ
てコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は、以下のようにな
る。 ＶAC≧ＶC0のとき、ＶC5≒ＶAC ＶAC＜ＶC0のとき、ＶC5＝ＶC0 ただし、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0は整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値よりも低くなるように設
定されている。しかして、コンデンサＣ5 の両端電圧Ｖ
C5は、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値よりも低
くなり、部分平滑の動作になる。
平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0との大小関係に応じ
てコンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は、以下のようにな
る。 ＶAC≧ＶC0のとき、ＶC5≒ＶAC ＶAC＜ＶC0のとき、ＶC5＝ＶC0 ただし、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧ＶC0は整流回路
ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値よりも低くなるように設
定されている。しかして、コンデンサＣ5 の両端電圧Ｖ
C5は、整流回路ＲＥの出力電圧ＶACのピーク値よりも低
くなり、部分平滑の動作になる。
【００６５】上述の条件を満たすことによって、負荷Ｌ
への供給電流の変動が少なくなり、負荷Ｌに放電灯を用
いる場合でも光出力の変動によるちらつきが発生しない
のである。また、コンデンサＣ５に印加される電圧は整
流回路ＲＥのピーク値よりも低いからコンデンサＣ５の
耐圧を比較的低く設定することができ、耐圧の低い部品
を使用することができてコストの低減、信頼性の向上に
つながる。本例の他の効果は図１７に示した従来構成と
同様であり、負荷Ｌへの供給電流の波高率が低く、また
ランプ力率が高く、さらにはコンデンサＣ５の容量が比
較的小さいものであって、平滑コンデンサＣ０にはイン
バータ回路ＩＮＶを通して充電電流が流れるから、突入
電流がほとんど生じないものである。他の構成および動
作は基本構成１と同様である。
への供給電流の変動が少なくなり、負荷Ｌに放電灯を用
いる場合でも光出力の変動によるちらつきが発生しない
のである。また、コンデンサＣ５に印加される電圧は整
流回路ＲＥのピーク値よりも低いからコンデンサＣ５の
耐圧を比較的低く設定することができ、耐圧の低い部品
を使用することができてコストの低減、信頼性の向上に
つながる。本例の他の効果は図１７に示した従来構成と
同様であり、負荷Ｌへの供給電流の波高率が低く、また
ランプ力率が高く、さらにはコンデンサＣ５の容量が比
較的小さいものであって、平滑コンデンサＣ０にはイン
バータ回路ＩＮＶを通して充電電流が流れるから、突入
電流がほとんど生じないものである。他の構成および動
作は基本構成１と同様である。
【００６６】（実施形態４）
本実施形態は、図１７に示した従来構成において、基本
構成２と同様の条件設定を行なうことで、トランスＴ１
の巻比を決定するものである。つまり、図４に示した実
施形態１について平滑コンデンサＣ０を谷埋回路に置き
換えたものである。つまり、数８において大小関係を逆
にしているのであるから、おのずと結論を得ることがで
きるのであって、数１２の関係が得られることになる。
構成２と同様の条件設定を行なうことで、トランスＴ１
の巻比を決定するものである。つまり、図４に示した実
施形態１について平滑コンデンサＣ０を谷埋回路に置き
換えたものである。つまり、数８において大小関係を逆
にしているのであるから、おのずと結論を得ることがで
きるのであって、数１２の関係が得られることになる。
【００６７】
【数１２】
【００６８】この条件設定により、つねに部分平滑の動
作になり、基本構成２と同様の効果を奏する。また、実
施形態１と同様に、トランスＴ１により電源側と負荷側
とが絶縁されるから負荷Ｌの着脱などの際に感電するこ
とがほとんどなく、またトランスＴ１ を用いているこ
とによって負荷Ｌに高電圧を印加するのが容易になる。
つまり、負荷Ｌが放電灯であれば始動を容易にすること
ができる。
作になり、基本構成２と同様の効果を奏する。また、実
施形態１と同様に、トランスＴ１により電源側と負荷側
とが絶縁されるから負荷Ｌの着脱などの際に感電するこ
とがほとんどなく、またトランスＴ１ を用いているこ
とによって負荷Ｌに高電圧を印加するのが容易になる。
つまり、負荷Ｌが放電灯であれば始動を容易にすること
ができる。
【００６９】負荷Ｌは１灯の放電灯であっても、また複
数の放電灯を直列接続したり、バランサートランスを介
して複数の放電灯を接続したりすることも可能である。（実施形態５） 本実施形態は、図９に示すように、図６に示した実施形
態２の構成において平滑コンデンサＣ０に代えて谷埋回
路を用いた構成を有する。基本的な動作は図１７に示し
た従来例と同様である。この回路構成において、数１１
を満たすということは、数１０において大小関係を逆に
することであるから、トランスＴ１の巻比ｎを数１３の
ように設定すればよいことになる。
数の放電灯を直列接続したり、バランサートランスを介
して複数の放電灯を接続したりすることも可能である。（実施形態５） 本実施形態は、図９に示すように、図６に示した実施形
態２の構成において平滑コンデンサＣ０に代えて谷埋回
路を用いた構成を有する。基本的な動作は図１７に示し
た従来例と同様である。この回路構成において、数１１
を満たすということは、数１０において大小関係を逆に
することであるから、トランスＴ１の巻比ｎを数１３の
ように設定すればよいことになる。
【００７０】
【数１３】
【００７１】この条件設定によって、本実施形態でも基
本構成２と同様に、負荷Ｌへの供給電流の変動が少なく
なり、負荷Ｌに放電灯を用いる場合でも光出力の変動に
よるちらつきが発生しないのである。また、コンデンサ
Ｃ５に印加される電圧は整流回路ＲＥのピーク値よりも
低いからコンデンサＣ５の耐圧を比較的低く設定するこ
とができ、耐圧の低い部品を使用することができてコス
トの低減、信頼性の向上につながる。また、実施形態４
と同様に、トランスＴ１によって負荷Ｌに高い電圧を印
加することが可能になり、しかもトランスＴ１により電
源側と負荷側とを絶縁していることで感電のおそれが少
なくなる。他の構成および動作は基本構成１と同様であ
る。
本構成２と同様に、負荷Ｌへの供給電流の変動が少なく
なり、負荷Ｌに放電灯を用いる場合でも光出力の変動に
よるちらつきが発生しないのである。また、コンデンサ
Ｃ５に印加される電圧は整流回路ＲＥのピーク値よりも
低いからコンデンサＣ５の耐圧を比較的低く設定するこ
とができ、耐圧の低い部品を使用することができてコス
トの低減、信頼性の向上につながる。また、実施形態４
と同様に、トランスＴ１によって負荷Ｌに高い電圧を印
加することが可能になり、しかもトランスＴ１により電
源側と負荷側とを絶縁していることで感電のおそれが少
なくなる。他の構成および動作は基本構成１と同様であ
る。
【００７２】（実施形態６）
本実施形態は実施形態４の構成において、図７に示すよ
うに、トランスＴ１の１次巻線にタップを設け、１次巻
線の一端とタップとの間にスイッチ要素Ｓ１を挿入した
ものである。つまり、実施形態３の要部を実施形態４に
適用したものである。したがって、実施形態３と同様
に、負荷Ｌの出力を小さくするときにはスイッチ要素Ｓ
１をオフにしておき、負荷Ｌの出力を大きくするときに
はスイッチ要素Ｓ１をオンにする。
うに、トランスＴ１の１次巻線にタップを設け、１次巻
線の一端とタップとの間にスイッチ要素Ｓ１を挿入した
ものである。つまり、実施形態３の要部を実施形態４に
適用したものである。したがって、実施形態３と同様
に、負荷Ｌの出力を小さくするときにはスイッチ要素Ｓ
１をオフにしておき、負荷Ｌの出力を大きくするときに
はスイッチ要素Ｓ１をオンにする。
【００７３】本実施形態において、トランスＴ１の２次
側にタップおよびスイッチ要素Ｓ１を設けたり、コンデ
ンサＣ２を１次側に設けても負荷Ｌの出力を切り換える
ときに数６の条件を満足させることができるという効果
を奏することができる。他の構成および動作については
実施形態４と同様である。（実施形態７） 本実施形態は、図１０に示すように、図１７に示した従
来構成において、負荷Ｌの着脱を検出し、負荷Ｌが外さ
れたときにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを
停止させるように制御回路ＣＮを制御する構成を付加し
たものである。したがって、基本的な条件設定は実施形
態４と同様である。また、本実施形態における負荷Ｌは
放電灯ＤＬを用いている。
側にタップおよびスイッチ要素Ｓ１を設けたり、コンデ
ンサＣ２を１次側に設けても負荷Ｌの出力を切り換える
ときに数６の条件を満足させることができるという効果
を奏することができる。他の構成および動作については
実施形態４と同様である。（実施形態７） 本実施形態は、図１０に示すように、図１７に示した従
来構成において、負荷Ｌの着脱を検出し、負荷Ｌが外さ
れたときにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを
停止させるように制御回路ＣＮを制御する構成を付加し
たものである。したがって、基本的な条件設定は実施形
態４と同様である。また、本実施形態における負荷Ｌは
放電灯ＤＬを用いている。
【００７４】放電灯ＤＬの着脱を検出する構成は、トラ
ンスＴ1 の２次巻線と放電灯ＤＬの一方のフィラメント
との間に挿入されたコンデンサＣ7 と、コンデンサＣ7
とフィラメントとの接続点に一端を接続し他端を整流回
路ＲＥの負極に接続した分圧用の抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の直列
回路と、コンデンサＣ2 に並列接続した抵抗Ｒ1 と、ト
ランスＴ1 の２次巻線のうちコンデンサＣ7 を接続して
いない一端とダイオードＤ0 のアノードとの間に接続さ
れた抵抗Ｒ4 とからなる。要するに、抵抗Ｒ1〜Ｒ4 を
通して放電灯ＤＬの両フィラメントを通る直流回路を形
成し、放電灯ＤＬが外されたときには、この直流回路に
電流が流れなくなることを利用して放電灯ＤＬの着脱を
検出するのである。上記直流回路に電流が流れているか
否かは、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の接続点電位によって検出し、
この電位が０Ｖになると放電灯ＤＬが外されたものと判
断するのである。つまり、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の接続点は制
御隘路ＣＮに接続され、上記電位が０Ｖになると制御回
路ＣＮはスイッチング素子ＣＮのオンオフの動作を停止
させるのである。これによって、無負荷時の平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧の異常上昇を防止することができ
る。
ンスＴ1 の２次巻線と放電灯ＤＬの一方のフィラメント
との間に挿入されたコンデンサＣ7 と、コンデンサＣ7
とフィラメントとの接続点に一端を接続し他端を整流回
路ＲＥの負極に接続した分圧用の抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の直列
回路と、コンデンサＣ2 に並列接続した抵抗Ｒ1 と、ト
ランスＴ1 の２次巻線のうちコンデンサＣ7 を接続して
いない一端とダイオードＤ0 のアノードとの間に接続さ
れた抵抗Ｒ4 とからなる。要するに、抵抗Ｒ1〜Ｒ4 を
通して放電灯ＤＬの両フィラメントを通る直流回路を形
成し、放電灯ＤＬが外されたときには、この直流回路に
電流が流れなくなることを利用して放電灯ＤＬの着脱を
検出するのである。上記直流回路に電流が流れているか
否かは、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の接続点電位によって検出し、
この電位が０Ｖになると放電灯ＤＬが外されたものと判
断するのである。つまり、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の接続点は制
御隘路ＣＮに接続され、上記電位が０Ｖになると制御回
路ＣＮはスイッチング素子ＣＮのオンオフの動作を停止
させるのである。これによって、無負荷時の平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧の異常上昇を防止することができ
る。
【００７５】上述のように、放電灯ＤＬの着脱を検出す
るには直流回路を形成する必要があるから、トランスＴ
1 の１次巻線と２次巻線とを接続する必要があり、トラ
ンスＴ1 による絶縁の効果が損なわれるが、１次巻線と
２次巻線との間に抵抗Ｒ4 を挿入していることによっ
て、点灯中の放電灯ＤＬに触れても感電することがない
ようにしてある。つまり、放電灯ＤＬに触れたときに交
流電源ＡＣからの電流が人体に流れたとしても、その電
流経路に抵抗Ｒ4 が存在していることによって人体に流
れる電流を小さく抑えることができるのである。
るには直流回路を形成する必要があるから、トランスＴ
1 の１次巻線と２次巻線とを接続する必要があり、トラ
ンスＴ1 による絶縁の効果が損なわれるが、１次巻線と
２次巻線との間に抵抗Ｒ4 を挿入していることによっ
て、点灯中の放電灯ＤＬに触れても感電することがない
ようにしてある。つまり、放電灯ＤＬに触れたときに交
流電源ＡＣからの電流が人体に流れたとしても、その電
流経路に抵抗Ｒ4 が存在していることによって人体に流
れる電流を小さく抑えることができるのである。
【００７６】ところで、抵抗Ｒ２，Ｒ３と抵抗Ｒ４と
は、Ｒ４≒Ｒ２＋Ｒ３の関係を満たすように設定してあ
る。したがって、交流電源ＡＣの接地側（つまり大地）
から見たときに、放電灯ＤＬの各フィラメントに印加さ
れる電圧の差が小さくなり、放電灯ＤＬの内壁の負電位
の勾配を小さくすることができる。つまり、負の帯電が
大きい側には放電灯ＤＬの中に封入されている水銀が放
電灯ＤＬの一端側に偏在して（いわゆるカタホルシス）
他端側での輝度が低下することになるが、この種の現象
が生じないのである。他の構成および動作は実施形態４
と同様である。
は、Ｒ４≒Ｒ２＋Ｒ３の関係を満たすように設定してあ
る。したがって、交流電源ＡＣの接地側（つまり大地）
から見たときに、放電灯ＤＬの各フィラメントに印加さ
れる電圧の差が小さくなり、放電灯ＤＬの内壁の負電位
の勾配を小さくすることができる。つまり、負の帯電が
大きい側には放電灯ＤＬの中に封入されている水銀が放
電灯ＤＬの一端側に偏在して（いわゆるカタホルシス）
他端側での輝度が低下することになるが、この種の現象
が生じないのである。他の構成および動作は実施形態４
と同様である。
【００７７】（実施形態８）
本実施形態は、図１１に示すように、インダクタＬ１に
電源用巻線を設け、インダクタＬ１の電源用巻線の一端
を整流回路ＲＥの直流出力端の負極に接続するととも
に、電源用巻線の出力電圧をダイオードＤ５と抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ８とにより整流平滑し、コンデンサＣ８
の両端電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ４により構成される直流回路
の電源に用いているものである。したがって、抵抗Ｒ４
の一端はダイオードＤ０のアノードではなく、コンデン
サＣ８と抵抗Ｒ５との接続点に接続されている。
電源用巻線を設け、インダクタＬ１の電源用巻線の一端
を整流回路ＲＥの直流出力端の負極に接続するととも
に、電源用巻線の出力電圧をダイオードＤ５と抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ８とにより整流平滑し、コンデンサＣ８
の両端電圧を抵抗Ｒ１〜Ｒ４により構成される直流回路
の電源に用いているものである。したがって、抵抗Ｒ４
の一端はダイオードＤ０のアノードではなく、コンデン
サＣ８と抵抗Ｒ５との接続点に接続されている。
【００７８】この構成ではトランスＴ１の１次側と２次
側とが絶縁されていることによって、実施形態４と同様
に負荷Ｌに人が触れても感電のおそれがなく、しかも負
荷Ｌの着脱を抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位に基づいて
検出することができるのである。他の構成および動作は
実施形態４と同様である。また、上述の構成例ではイン
ダクタＬ１に電源用巻線を設けているが、トランスＴ１
に電源用巻線を設け、その巻線出力を整流平滑すること
により抵抗Ｒ１〜Ｒ４による直流回路の電源を得るよう
にしてもよい。
側とが絶縁されていることによって、実施形態４と同様
に負荷Ｌに人が触れても感電のおそれがなく、しかも負
荷Ｌの着脱を抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位に基づいて
検出することができるのである。他の構成および動作は
実施形態４と同様である。また、上述の構成例ではイン
ダクタＬ１に電源用巻線を設けているが、トランスＴ１
に電源用巻線を設け、その巻線出力を整流平滑すること
により抵抗Ｒ１〜Ｒ４による直流回路の電源を得るよう
にしてもよい。
【００７９】
【発明の効果】請求項１ないし請求項１１の発明は、整
流回路と平滑コンデンサとの間にインピーダンス回路を
備えるとともに、負荷を含む共振回路を備えるインバー
タ回路において、交流電源から整流回路への入力電流の
ピーク値と共振回路に流れる電流の実効値との関係が所
定の関係となるように回路定数を設定しているので、こ
の関係により入力電流歪が少なくかつ負荷への供給電流
の変動を比較的少なくすることが可能になるという利点
がある。
流回路と平滑コンデンサとの間にインピーダンス回路を
備えるとともに、負荷を含む共振回路を備えるインバー
タ回路において、交流電源から整流回路への入力電流の
ピーク値と共振回路に流れる電流の実効値との関係が所
定の関係となるように回路定数を設定しているので、こ
の関係により入力電流歪が少なくかつ負荷への供給電流
の変動を比較的少なくすることが可能になるという利点
がある。
【００８０】請求項１ないし請求項４の構成では、整流
回路の出力電圧の脈流波形に呼応して共振回路に流れる
電流が変化するが、スイッチング素子をオンオフさせる
スイッチング周波数を調節することで電流変化を容易に
抑制することができるから、負荷への供給電流の変動を
抑制することができるものである。たとえば、負荷が放
電灯であるとすれば光出力の変動を抑制してちらつきの
ない照明光を得ることができる。
回路の出力電圧の脈流波形に呼応して共振回路に流れる
電流が変化するが、スイッチング素子をオンオフさせる
スイッチング周波数を調節することで電流変化を容易に
抑制することができるから、負荷への供給電流の変動を
抑制することができるものである。たとえば、負荷が放
電灯であるとすれば光出力の変動を抑制してちらつきの
ない照明光を得ることができる。
【００８１】請求項５ないし請求項９の構成では、負荷
への供給電流の波高率が小さいから、スイッチング素子
をオンオフさせるスイッチング周波数を変化させなくて
も負荷への供給電流の変動が少ない。しかも、負荷への
供給電力の力率が比較的高くなる。また、谷埋回路に印
加される電圧は比較的低いから、構成部品として低耐圧
の部品を用いることができる。
への供給電流の波高率が小さいから、スイッチング素子
をオンオフさせるスイッチング周波数を変化させなくて
も負荷への供給電流の変動が少ない。しかも、負荷への
供給電力の力率が比較的高くなる。また、谷埋回路に印
加される電圧は比較的低いから、構成部品として低耐圧
の部品を用いることができる。
【００８２】請求項９の構成では、平滑コンデンサへの
充電経路にインバータ回路のスイッチング素子が介在す
ることによって、整流回路から平滑コンデンサに充電電
流が直接流れることによる突入電流の発生を抑制するこ
とができる。請求項１０および請求項１１の発明は、負
荷を放電灯としてフィラメントを通る経路の直流回路を
形成してあり、放電灯が外されたときにはスイッチング
素子をオフに保つように制御するから、無負荷状態でイ
ンバータ回路が動作ることによる故障の発生を防止する
ことができるという利点がある。しかも、請求項１０の
構成ではトランスの１次側と２次側との間に第４抵抗を
挿入し、また請求項１１の構成ではインダタクとトラン
スとの一方に設けた電源用巻線より前記直流回路への電
源を得ているから、交流電源と放電灯との間に抵抗が挿
入されるかあるいは絶縁されることになり、結果的に通
電中に放電灯に触れても人体にはほとんど電流が流れ
ず、電撃を防止することができるという利点がある。
充電経路にインバータ回路のスイッチング素子が介在す
ることによって、整流回路から平滑コンデンサに充電電
流が直接流れることによる突入電流の発生を抑制するこ
とができる。請求項１０および請求項１１の発明は、負
荷を放電灯としてフィラメントを通る経路の直流回路を
形成してあり、放電灯が外されたときにはスイッチング
素子をオフに保つように制御するから、無負荷状態でイ
ンバータ回路が動作ることによる故障の発生を防止する
ことができるという利点がある。しかも、請求項１０の
構成ではトランスの１次側と２次側との間に第４抵抗を
挿入し、また請求項１１の構成ではインダタクとトラン
スとの一方に設けた電源用巻線より前記直流回路への電
源を得ているから、交流電源と放電灯との間に抵抗が挿
入されるかあるいは絶縁されることになり、結果的に通
電中に放電灯に触れても人体にはほとんど電流が流れ
ず、電撃を防止することができるという利点がある。
【図１】基本構成１を示す回路図である。
【図２】基本構成１を示す動作説明図である。
【図３】基本構成１を示す回路図である。
【図４】実施形態１を示す回路図である。
【図５】実施形態１の変形例を示す要部回路図である。
【図６】実施形態２を示す回路図である。
【図７】実施形態３、実施形態６を示す要部回路図であ
る。
る。
【図８】基本構成２を示す回路図である。
【図９】実施形態５を示す回路図である。
【図１０】実施形態７を示す回路図である。
【図１１】実施形態８を示す回路図である。
【図１２】従来例を示す回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】同上の問題点を示す動作説明図である。
【図１７】他の従来例を示す回路図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
【図１９】同上の問題点を示す動作説明図である。
Ａ 共振回路
ＡＣ 交流電源
Ｃ０ 平滑コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ コンデンサ
Ｃ７ コンデンサ
Ｃ８ コンデンサ
ＣＮ 制御回路
Ｄ０ ダイオード
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ５ ダイオード
ＤＬ 放電灯
ＩＮＶ インバータ回路
Ｌ 負荷
Ｌ１ インダクタ
Ｌ２ インダクタ
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
ＲＥ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｓ１ スイッチ要素
Ｔ１ トランス
Ｚ インピーダンス回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 濱本 勝信
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工
株式会社内
(72)発明者 一村 省互
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工
株式会社内
(56)参考文献 特開 平５−38161（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−73988（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−149848（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−149849（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/538
H05B 41/24
H05B 41/282
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の出力を高周波出力に変換して負荷に供給するインバ
ータ回路とを備え、前記インバータ回路は、互いに直列
接続され交互にオンオフされる一対のスイッチング素子
と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直
列回路との間に介装されたインピーダンス回路と、コン
デンサおよびインダクタを備え前記インピーダンス回路
との直列回路が一方のスイッチング素子の両端間に接続
されるとともに負荷への出力を取り出す共振回路と、両
スイッチング素子の直列回路に並列接続された平滑コン
デンサとを備え、共振回路は、直流カット用の第１のコ
ンデンサと、共振用のインダクタおよび第２のコンデン
サと、２次側に負荷を接続し１次巻線が第１のコンデン
サおよびインダクタに直列接続されたトランスとからな
り、第２のコンデンサは負荷に並列接続され、共振回路
に流れる電流の実効値が交流電源から整流回路への入力
電流のピーク値の２倍以上になるようにトランスの巻比
が設定されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 第２のコンデンサを負荷に並列接続する
のに代えてトランスの１次巻線の両端間に接続すること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 整流回路はダイオードブリッジよりな
り、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続される
とともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路との
間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とする
請求項１または請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記共振回路は２次側に負荷を接続した
トランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線とのう
ちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設けた巻
線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて開閉さ
れるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる電流の
実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピーク値
の２倍以上になるようにトランスの巻比およびタップの
位置を設定していることを特徴とする請求項１または請
求項２記載の電源装置。 - 【請求項５】 交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の出力を高周波出力に変換して負荷に供給するインバ
ータ回路とを備え、前記インバータ回路は、互いに直列
接続され交互にオンオフされる一対のスイッチング素子
と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の直
列回路との間に介装されたインピーダンス回路と、コン
デンサおよびインダクタを備え前記インピーダンス回路
との直列回路が一方のスイッチング素子の両端間に接続
されるとともに負荷への出力を取り出す共振回路と、整
流回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ回路の
出力の一部を蓄積し低い期間には蓄積エネルギにより決
まる電圧を両スイッチング素子の直列回路の両端に印加
する谷埋回路とを備え、共振回路は、直流カット用の第
１のコンデンサと、共振用のインダクタおよび第２のコ
ンデンサと、２次側に負荷を接続し１次巻線が第１のコ
ンデンサおよびインダクタに直列接続されたトランスと
からなり、第２のコンデンサは負荷に並列接続され、共
振回路に流れる電流の実効値が交流電源から整流回路へ
の入力電流のピーク値の２倍以下になるようにトランス
の巻比が設定されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項６】 第２のコンデンサを負荷に並列接続する
のに代えてトランスの１次巻線の両端間に接続すること
を特徴とする請求項５記載の電源装置。 - 【請求項７】 整流回路はダイオードブリッジよりな
り、整流回路の直流出力端間にコンデンサが接続される
とともに、整流回路の直流出力端とインバータ回路との
間に順方向にダイオードが挿入されることを特徴とする
請求項５または請求項６記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記共振回路は２次側に負荷を接続した
トランスを備え、トランスの１次巻線と２次巻線とのう
ちの少なくとも一方にタップを設け、タップを設けた巻
線の一端とタップとの間に負荷への出力に応じて開閉さ
れるスイッチ要素を設け、前記共振回路に流れる電流の
実効値が交流電源から整流回路への入力電流のピーク値
の２倍以下になるようにトランスの巻比およびタップの
位置を設定していることを特徴とする請求項５または請
求項６記載の電源装置。 - 【請求項９】 前記谷埋回路は、一方のスイッチング素
子を介して整流回路の直流出力端間に接続された平滑コ
ンデンサを備え、そのスイッチング素子のオン時に平滑
コンデンサが充電されることを特徴とする請求項５また
は請求項６記載の電源装置。 - 【請求項１０】 負荷はフィラメントを有する放電灯で
あって、前記共振回路は２次巻線に直流阻止用のコンデ
ンサを介して放電灯を接続したトランスを備え、フィラ
メントの非電源端間に接続された第１の抵抗と、一方の
フィラメントの電源側端と整流回路の直流出力端の負極
との間に挿入された分圧用の第２および第３の抵抗と、
他方のフィラメントの電源側と整流回路の直流出力端の
正極側となるトランスの１次巻線の一端との間に挿入さ
れた第４の抵抗と、第２および第３の抵抗の接続点の電
位により無負荷を検出するとスイッチング素子をオフに
保つように制御する制御回路とを備えることを特徴とす
る請求項１または請求項２または請求項５または請求項
６記載の電源装置。 - 【請求項１１】 負荷はフィラメントを有する放電灯で
あって、前記共振回路は２次巻線に直流阻止用のコンデ
ンサを介して放電灯を接続したトランスを備え、フィラ
メントの非電源端間に接続された第１の抵抗と、一方の
フィラメントの電源側端と整流回路の直流出力端の負極
との間に挿入された分圧用の第２および第３の抵抗と、
前記インダクタと前記トランスとの一方に設けられ一端
が整流回路の直流出力端の負極に接続された電源用巻線
の両端電圧を整流平滑して直流電源を得る手段と、他方
のフィラメントの電源側と前記直流電源との間に挿入さ
れた第４の抵抗と、第２および第３の抵抗の接続点の電
位により無負荷を検出するとスイッチング素子をオフに
保つように制御する制御回路とを備えることを特徴とす
る請求項１または請求項２または請求項５または請求項
６記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15438996A JP3440695B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15438996A JP3440695B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH104688A JPH104688A (ja) | 1998-01-06 |
| JP3440695B2 true JP3440695B2 (ja) | 2003-08-25 |
Family
ID=15583076
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15438996A Expired - Fee Related JP3440695B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3440695B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19914505A1 (de) * | 1999-03-30 | 2000-10-05 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltung zur Korrektur des Leistungsfaktors |
| US7233137B2 (en) | 2003-09-30 | 2007-06-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | Power supply system |
| JP4036813B2 (ja) | 2003-09-30 | 2008-01-23 | シャープ株式会社 | 非接触電力供給システム |
| EP2597935A4 (en) | 2010-07-22 | 2015-09-02 | Panasonic Ip Man Co Ltd | LIGHTING CIRCUIT, LAMP AND LIGHTING DEVICE |
-
1996
- 1996-06-14 JP JP15438996A patent/JP3440695B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH104688A (ja) | 1998-01-06 |
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