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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine elektronische
LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung, welche sich
zur LCD-Hintergrundbeleuchtung oder dergleichen eignet, und im Besonderen
auf eine LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung,
welche ein geringes Profil und einen großen Dimmungsbereich aufweist.
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Genauer
gesagt, die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Wechselrichterschaltung
(10), welche in einer dimmbaren LCD-Hintergrundbeleuchtung
zu verwenden ist, um eine Hochfrequenzdimmung mit einer Niederfrequenzmodulation
durchzuführen,
wobei die verbesserte, elektronische LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung
(10) aufweist:
- – Schaltmittel zum Betrieb
der elektronischen Wechselrichterschaltung auf einer durch ein Niederfrequenzsignal
modulierten, hohen Frequenz,
- – Niederfrequenzsignalgeneratormittel
(30) zur Erzeugung des Niederfrequenzsignals, wobei das Niederfrequenzsignal
positiv und negativ verlaufende Teile aufweist,
- – Logikmittel,
um, von dem Niederfrequenzsignal angesteuert, die Schaltmittel zu
steuern, wobei die Logikmittel zum Abschalten des Betriebs der Schaltmittel
während
des negativen Teils des Niederfrequenzsignals dadurch bewirken,
dass die elektronische LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung
(10) durch das Niederfrequenzsignal und das Niederfrequenzsignal
mit einem Niederfrequenz-Pulsbreitenmodulationssignal
frequenzmoduliert wird,
- – einen
spannungsgespeisten Gegentakt-LLC-Resonanzkreis mit einem Resonanzinduktor
(L), einem Magnetisierungsinduktor (T_1) sowie einem Resonanzkondensator
(Cr).
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Eine
elektronische Wechselrichterschaltung dieser Art ist aus
US 5 814 938 bekannt. Die
bekannte, elektronische Wechselrichterschaltung ist über einen
großen
Bereich dimmbar. Ein Nachteil der bekannten Schaltung ist jedoch,
dass, wenn die elektronische Wechselrichterschaltung durch das Niederfrequenzsignal
abgeschaltet wird, der Strom im Allgemeinen in dem Resonanzinduktor
von Null abweicht und die in dem Resonanzinduktor gespeicherte Energie
nicht gleichmäßig abgeführt wird.
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Der
Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, eine elektronische Wechselrichterschaltung
vorzusehen, bei welcher keine Energie oder fast keine Energie in
dem Resonanzinduktor übrig
bleibt, wenn die elektronische Wechselrichterschaltung durch das Niederfrequenzsignal
abgeschaltet wird.
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Eine
elektronische Wechselrichterschaltung, welche in einer dimmbaren
LCD-Hintergrundbeleuchtung zu verwenden ist, um eine Hochfrequenzdimmung
mit einer Niederfrequenzmodulation durchzuführen, wobei die verbesserte,
elektronische LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung
aufweist:
- – Schaltmittel
zum Betrieb der elektronischen Wechselrichterschaltung auf einer
durch ein Niederfrequenzsignal modulierten, hohen Frequenz,
- – Niederfrequenzsignalgeneratormittel
zur Erzeugung des Niederfrequenzsignals, wobei das Niederfrequenzsignal
positiv und negativ verlaufende Teile aufweist,
- – Logikmittel,
um, von dem Niederfrequenzsignal angesteuert, die Schaltmittel zu
steuern, wobei die Logikmittel zum Abschalten des Betriebs der Schaltmittel
während
des negativen Teils des Niederfrequenzsignals dadurch bewirken,
dass die elektronische LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung
durch das Niederfrequenzsignal und das Niederfrequenzsignal mit einem
Niederfrequenz-Pulsbreitenmodulationssignal
frequenzmoduliert wird,
- – einen
spannungsgespeisten Gegentakt-LLC-Resonanzkreis mit einem Resonanzinduktor
(L), einem Magnetisierungsinduktor (T_1) sowie einem Resonanzkondensator
(Cr), ist daher dadurch gekennzeichnet, dass die elektronische Wechselrichterschaltung
weiterhin aufweist:
- – Synchronisierungsmittel
zur Synchronisierung eines im Wesentlichen minimalen Pegels eines dem
Resonanzinduktor (L) zugeordneten, im Wesentlichen alternierenden
Induktorstroms mit dem Niederfrequenzsignal, damit der erste und
zweite Schalttransistor (Q1, Q2) abgeschaltet werden können.
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Die
Synchronisierungsmittel stellen sicher, dass die Energie in dem
Resonanzinduktor bei Abschalten des Wechselrichters Null oder nahezu
Null ist, so dass keine oder kaum eine Abführung dieser Energie stattfindet,
wenn die elektronische Wechselrichterschaltung durch das Frequenzsignal
abgeschaltet wird.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 – ein elektrisches
Schaltbild einer LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung nach dem Stand
der Technik;
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2 – ein elektrisches
Schaltbild einer LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung nach dem Stand
der Technik;
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3 – ein elektrisches
Schaltbild einer LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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4a und 4b – typische,
in dem Schaltkreis von 3 auftretende Wellenformen;
sowie
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5 – Zeitdiagramme
bestimmter, in dem Schaltkreis von 3 auftretender
Signale.
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Wenden
wir uns nun der Zeichnung zu, in welcher gleiche Bezugsziffern ähnliche
oder identische Elemente kennzeichnen und 3 eine elektronische
LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. Es wird beabsichtigt, die verbesserte Schaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zur LCD-Hintergrundbeleuchtung einzusetzen.
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Die
LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein spannungsgespeister Gegentakt-LLC-Resonanzkreis
zum Betreiben einer Last 35. Die in 3 dargestellte
Last 35 ist als ohmsche Last dargestellt, kann jedoch ebenfalls
durch eine Fluoreszenzlampe vom Kaltkathodentyp (z.B. CCFL) dargestellt
sein, ist aber nicht auf eine solche beschränkt. Das Licht von Last 35 kann
zum Beispiel zur Beleuchtung eines LCD-Flachbildschirms eines Computers
(nicht dargestellt) verwendet werden. Die Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 kann
von einer konventionellen Wechselspannungsquelle gespeist werden,
welche dann gleichgerichtet und zur Abgabe der von der Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 verwendeten
Gleichspannung umgewandelt wird.
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Die
LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung bietet gegenüber den LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen
nach dem Stand der Technik zwei wichtige Vorteile. Zum einen ist
die LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung leistungsfähiger als LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen
nach dem Stand der Technik. Zum anderen weist die LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung einen größeren Dimmungsbereich
als Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen nach dem Stand
der Technik auf. Beide Vorteile werden unten näher erörtert. Zuerst wird der allgemeine
Betrieb der Schaltung beschrieben.
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Allgemeiner Schaltungsbetrieb
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Der
Betrieb der in 3 dargestellten Schaltungsanordnung
findet wie folgt statt. Die Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 arbeitet
in zwei Intervallen, einem ersten, als [t_0, t_1] definierten Intervall
und einem zweiten, als [t_1, t_2] definierten Intervall in jedem
Hochfrequenz-Schaltzyklus. Unter Zugrundlegung eines stationären Betriebszustands
wird Schalttransistor Q1 in dem ersten Intervall [t_0, t_1 ] zum
Zeitpunkt t_0 eingeschaltet und Schalttransistor Q2 ausgeschaltet.
Die Spannung an Q2 gleicht der Spannung an dem Resonanzkondensator
Cr (s. Vcr in 4b, Wellenform 4f),
welcher, wie bei Punkt B in Wellenform 4f ersichtlich,
via Resonanz mit dem Eingangsinduktor L1 und Magnetisierungsinduktivität von T_1
nach und nach vollständig
geladen wird. Der Primärstrom
Ip des Ausgangstransformators T_1 (s. 4a,
Wellenform 4a) stellt die Summe des Resonanzkondensatorstroms Icr (s. 4a, Wellenform 4b)
und des Resonanzinduktorstroms IL1 (s. 4a,
Wellenform 4c) dar. Der Strom in dem Resonanzkondensator
Icr ist größer als der Resonanzinduktorstrom
IL1. Die Schalttransistoren Q1 und Q2 führen lediglich
den Resonanzinduktorstrom IL1. Der Resonanzkondensatorstrom
Icr wird durch Last 35 gesenkt.
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Sobald
die Resonanzkondensatorspannung Vcr (s. 4b,
Wellenform 4f) in einer halben Resonanzperiode bei t_1
Null erreicht, wird Schalttransistor Q1 ausgeschaltet und Q2 bei
Nullspannungsschaltung eingeschaltet. Die zweite, halbe Resonanzperiode
[t_1, t_2] ist mit der ersten, halben Resonanzperiode [t_0, t_1]
symmetrisch (wie in 4a, Wellenformen 4a und 4e,
und 4b, Wellenform 4f dargestellt). Die Gatesteuerspannung
an Punkt Vgs1 ist bei Punkt H des erfinderischen
Schaltkreises von 3 (Wellenform 4g von 4b)
dargestellt. Spannung Vgs1 stellt einen,
dem Ausgang von UND-Gatter AND1 zugeordneten Logikpegel dar. Spannung
VQ1 (4b, Wellenform 4b)
entspricht der Spannung an Punkt I in 3; die gleiche
Wellenform würde
an Punkt J auftreten. Diese Spannungen stellen jeweils die Spannung
an den Schalttransistoren Q1 und Q2 dar.
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Spannung
Vm (4b, Wellenform 4i)
entspricht der Spannung an Punkt K von 3 und stellt die
an den Mittelpunkt der Primärwicklung
von Transformator T_1 angelegte Spannung dar.
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Ebenfalls
sei erwähnt,
dass der Induktorstrom IL1 (s. 4a,
Wellenform 4c) nahezu eine reine Sinuswellenform darstellt.
Es sei erwähnt,
dass Resonanzinduktor L1 so ausgeführt ist, dass der Resonanzinduktorstrom
IL1 in jedem Hochfrequenzschaltzyklus Null
erreicht (s. Punkt C in 4a, Wellenform 4c).
Durch Erreichen eines Nullpegels in jedem Schaltzyklus besteht daher
die Möglichkeit,
ein Niederfrequenz-PWM-Signal mit den IL1 Nullpunkten zu
synchronisieren, um Schalttransistoren Q1 und Q2 gleichzeitig abzuschalten,
wobei der Resonanzinduktor effektiv abgeschaltet wird, um, wie unten
beschrieben, die Niederfrequenz-PWM-Dimmung zu ermöglichen.
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Höhere
Effizienz
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Wie
in 3 dargestellt, ist in einem Ausführungsbeispiel
der LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 die
Last 35 mit einer Sekundärwicklung eines Transformators
T_1 verbunden. Ein LLC-Resonanzkreis wird durch Resonanzinduktor
L1, Last 35, die Magnetisierungsinduktivität von Transformator
T_1 und den Resonanzkondensator Cr gebildet.
Der für
L1 ausgewählte
Induktivitätswert
liegt typischerweise in der Größenordnung von
20–30
Mikrohenry. Solche Werte sind signifikant geringer als Induktivitätswerte,
welche Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik, wie in 2 dargestellt,
zugeordnet sind. Typische Induktivitätswerte für die Schaltungsanordnung von 2 liegen
in der Größenordnung
von 150–300
Mikrohenry. Es ist allgemein bekannt, dass stromgespeiste Gegentaktkonfigurationen
in Abhängigkeit
der Betriebsfrequenz des Schaltkreises höhere Induktivitätswerte,
typischerweise in der Größenordnung
von 150–300
Mikrohenry, erforderlich machen, um einen nahezu konstanten Strom
sicherzustellen. Durch den geringen Induktivitätswert des Induktors L1 der
vorliegenden Erfindung geht die Schaltungsanordnung von einem stromgespeisten
Parallelresonanzkreis in einen spannungsgespeisten LLC-Reihenresonanzkreis über, bei
dem es sich um eine leistungsfähigere Schaltungsanordnung
handelt. Der geringere Induktivitätswert von L1 ist realisierbar,
da der Gegentakt-LLC-Schaltkreis der vorliegenden Erfindung, im Gegensatz
zu dem Schaltkreis nach dem Stand der Technik, wie in 2 dargestellt,
welcher stromgespeist wird, spannungsgespeist wird.
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Unter
Bezugnahme auf den bekannten Schaltkreis von 1 sei erwähnt, dass,
obgleich dieser Schaltkreis spannungsgespeist wird, was in einer
leistungsfähigeren
Schaltungsanordnung resultiert, der Induktivitätswert keine geringen Werte
realisieren kann, da ein hoher Induktivitätswert von Lr erforderlich
ist, um die Spannungsquelle Vin in eine Stromquelle
umzuwandeln. Daher ist der Induktor bei dem bekannten Schaltkreis
von 1 auf Grund des großen Induktivitätswertes
keine Komponente des Resonanztanks. Im Gegensatz dazu ist der Induktor L1
auf Grund der Schaltungskonfiguration des erfinderischen Schaltkreises
von 3 eine Komponente des Resonanztanks. Infolgedessen
kann sein Wert niedriger als dieser des bekannten Schaltkreises
von 1 sein.
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Der
Induktivitätswert
von Induktor L1 ist bei der vorliegenden Schaltungsanordnung gering
genug, um als Teil eines Resonanzkreises angesehen zu werden, der
durch den Induktor L1, Last 35 sowie die Magnetisierungsinduktivität von Transformator
T1 (nicht dargestellt) und den Resonanzkondensator Cr gebildet
wird. Eine weitere wünschenswerte
Konsequenz des eine Komponente des Resonanzkreis darstellenden Induktors
L1 ist, dass der Induktorstrom, wie in 4a, Wellenform 4c,
dargestellt, im Wesentlichen sinusförmig, mit einer bestimmten Gleichsstromvorspannung,
ist. Es ist ein Wechselstrom (z.B. ein sinusförmiger Strom) erforderlich,
um ein Niederfrequenz-PWM-Signal (200 Hz) mit den IL1 Nullpunkten
zu synchronisieren, um Schalttransistoren Q1 und Q2 gleichzeitig
abzuschalten, wobei der Resonanzinduktor effektiv abgeschaltet wird,
um, wie unten beschrieben, eine Niederfrequenz-PWM-Dimmung zu ermöglichen.
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Ein
weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung, welches zu einer größeren Leistungsfähigkeit des
Schaltkreises beiträgt,
ist die Verwendung eines geringeren Transformatorwindungsverhältnisses
für Transformator
T_1, was zu geringeren Leitungsverlusten in den Wicklungen führt.
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Zusammenfassend
erreicht die LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 der vorliegenden
Erfindung eine höhere
Leistungsfähigkeit
als LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen nach dem
Stand der Technik durch: Verwendung einer spannungsgespeisten Gegentaktkonfiguration,
welche einen Drosselregler als Abwärtswandler, der schon an sich
ineffizient ist, überflüssig macht;
Verwendung eines niedrigen Induktivitätswertes für Induktor L1, welcher zu einer
höheren Schaltungseffizienz
beiträgt;
sowie Verwendung eines geringeren Transformatorwindungsverhältnisses für Transformator
T_1.
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Niederfrequenz-PWM-Dimmung
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Neben
der Tatsache, dass eine größere Effizienz
gegenüber
konventionellen LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen
erreicht wird, sieht die LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 der
vorliegenden Erfindung einen größeren Dimmungsbereich
als konventionelle LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen vor.
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Ein
Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass die Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10 für eine bestimmte,
volle Ausgangsleistung (d.h. Hochfrequenzschaltung, wie aus 3 ersichtlich,
VSQ1 = 50kHz) optimal ausgelegt ist; jedoch ist die Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltung 10,
wenn gewünscht,
ebenfalls imstande, in einem niederfrequenten, pulsbreitenmodulierten
(PWM) Schaltmodus zu arbeiten. Die Kombination aus Hochfrequenzschaltung
und Niederfrequenz-PWM-Schaltung ermöglicht einen größeren Dimmungsbereich,
als dieser bei konventionellen LCD-Hintergrundbeleuchtungs-Wechselrichterschaltungen
erreicht werden kann. Die Niederfrequenz-PWM-Schaltung wird bei
der vorliegenden Erfindung durch Verwendung einer logischen Steuerung
mit Synchronisierung realisiert. Dieser Lösungsweg steht im Gegensatz
zu konventionellen Lösungswegen,
wie z.B. der Schaltung von 2, bei welcher
ein Schalttransistor Q0 zur Steuerung der Dimmungsstärke der
Lampe verwendet wird. Bei der Schaltung von 2 liegt
der typische Dimmungsbereich bei 30% bis 100% des Wertes der vollen
Ausgangsleistung. Dagegen liegt der Dimmungsbereich der vorliegenden
Erfindung bei etwa 3% bis 100% des Wertes der vollen Ausgangsleistung.
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Bezug
nehmend auf 3 ist ein erstes Signalgeneratormittel
(d.h. ein Niederfrequenz-PWM-Signalgenerator 30) dargestellt,
welches bei Punkt F eine 200Hz-Rechteckwelle
abgibt. Das 200Hz-Ausgangssignal wird an den Eingang D des D-Flipflops 32 abgegeben.
Beide Eingänge
des D-Flipflops 32 werden auf die ansteigende Flanke getriggert.
Das von dem Niederfrequenz-PWM-Signalgenerator 30 erzeugte
200Hz-Signal wird ebenfalls dem Eingang SET eines RS-Flipflops 34 zugeführt, welcher
ebenfalls auf die ansteigende Flanke getriggert wird. Der Ausgang
Q des RS-Flipflops 34 ist mit einem ersten Eingang jeweiliger
UND-Gatter, AND1 und AND2, verbunden. Ebenfalls in 3 dargestellt
ist ein Widerstand RSENSE, von welchem eine, im Wesentlichen zwischen
0 und 0,5 Volt liegende Spannung an Punkt E erzeugt wird. Eine Nullspannung
wird an Punkt E an den Nullpunkten des Resonanzinduktorstroms IL1 erzeugt.
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Eine
Niederfrequenz-PWM-Dimmung wird im Allgemeinen durch Synchronisierung
der Nullpunkte (s. Punkt C in dem Wellenformdiagramm 4c von 4a)
in dem Resonanzinduktorstrom IL1 in jedem
Hochfrequenz-Schaltzyklus mit der negativ gehenden Flanke des von
dem Niederfrequenz-PWM-Signalgenerators 30 erzeugten 200Hz-Signals
erreicht. Das heißt,
die Schaltungsanordnung schaltet die Schalttransistoren Q1 und Q2 bei
der 200Hz-Rate in Synchronisation mit den Nullpunkten von Induktorstrom
IL1 ab. Eine Synchronisation ist erforderlich,
da durch ein Abschalten der Schaltransistoren Q1 und Q2 an einem
anderen Punkt als dem Nullpunkt von Induktorstrom IL1 eine gleichmäßige Abführung der
in dem Resonanzinduktor L1 gespeicherten Energie nicht möglich wäre. An den
Nullpunkten des Induktorstroms IL1 ist die
gespeicherte Energie Null oder nahezu Null.
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Wir
nehmen nun Bezug auf die Wellenformdiagramme von 3, 4a, 4b und 5. Bei Betrieb wird das in 5a dargestellte,
von dem Niederfrequenz-PWM-Signalgenerator 30 erzeugte 200Hz-Signal
gleichzeitig dem Eingang D des D-Flipflops 32 und dem Eingang
S des RS-Flipflops 34 zugeführt. Im Hinblick auf Wellenform 5a in 5 ist die ansteigende Flanke eines Zyklus
der 200Hz-Wellenform durch Bezugsziffer 501 gekennzeichnet.
Das RS-Flipflop 34 folgt Wellenform 5a und ist
daher an der ansteigenden Flanke 501 der 200Hz-Wellenform auf
logisch Eins. Infolgedessen ist das erste Eingangssignal der jeweiligen
UND-Gater AND1 und AND2 an der ansteigenden Flanke 501 gleich
logisch Eins.
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Der
Eingang T des D-Flipflops 32 ist mit dem Ausgang von Operationsverstärker 36 verbunden, welcher,
wie in 5b von 5 dargestellt,
in Reaktion auf eine an Punkt E an Widerstand RSENSE erzeugte Spannung
ein 50kHz-Ausgangssignal
im Bereich von 0 bis 0,5 Volt abgibt. Der Eingang T des D-Flipflops 32 wird
auf die ansteigende Flanke getriggert und speichert die 200Hz-Wellenform
an dem Eingang D an jeder ansteigenden Flanke der 50kHz-Wellenform,
welche, wie in 5b dargestellt, an dem Eingang
T empfangen wird. Angesichts der beiden, dem D-Flipflop 32 zugeführten Eingangssignale,
wie beschrieben, ‚trackt’ der Ausgang
Q des D-Flipflops die 200Hz-Eingangswellenform bei einer 50kHz-Speicherrate.
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Der
Ausgang Q des D-Flipflops 32 ist über einen logischen Inverter 33 mit
dem Eingang RESET des RS-Flipflops 34 verbunden. Wie oben
angegeben, ‚trackt’ der Ausgang
Q des D-Flipflops 32 die 200Hz-Eingangswellenform bei einer
50kHz-Speicherrate.
In Folge der Triggerung auf die negative Signalflanke wird das RS-Flipflop 34 bei
jeder negativ gehenden Flanke (s. z.B. Punkt 505 von Wellenform 5a von 5) der 200Hz-Wellenform zurückgesetzt, wodurch
der Ausgang Q logisch Null ist, wodurch wiederum bewirkt wird, dass
die jeweiligen ersten Eingänge
in die UND-Gatter AND1 und AND2 bei einer 200Hz-Rate logisch Null
sind. Infolgedessen wird sowohl Q1 als auch Q2 an einem Punkt, an
welchem der Strom in Induktor L1 praktisch Null ist, abgeschaltet.
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Zurückkommend
auf 3 sei erwähnt, dass
die jeweiligen zweiten Eingänge
in die UND-Gatter über
das RS-Flipflop 31 mit einem zweiten Signalgeneratormittel
(d.h. einer 50kHz-Quelle, VSQ1) verbunden sind. Es sei erwähnt, dass
das Ausgangssignal der UND-Gatter AND1 und AND2 50kHz-Wellenformen
(von jeweiligen zweiten Eingängen
abgegeben), moduliert durch die 200kHz-Wellenform (von jeweiligen
ersten Eingängen
abgegeben), sind, wobei die 200kHz-Modulationswellenform mit den
Nullpunkten des Induktorstroms IL1 synchronisiert
wird.
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Ebenfalls
sei erwähnt,
dass der Niederfrequenz-PWM-Signalgenerator 30 weiterhin
einen Dimmungssteuerungsknopf 37 aufweist, um das Tastverhältnis des
200Hz-Ausgangssignals
von Null auf 100% zu steuern. Ein Tastverhältnis von 0% entspricht einem
Spannungsausgang mit einem Gleichspannungspegel von Null, ein Tastverhältnis von 100%
einem Spannungsausgang mit einem Gleichspannungspegel von 5V.
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Inschrift der Zeichnung
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1
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4i
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5a
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- PWM-Ausgangssignal
- @ Punkt F
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5b
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- Ausgang Operationsverstärker
auch „T" von D-Flipflop
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5c
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