JP3587907B2 - 直流電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は入力する交流電力を整流平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置に関し、特にその直流電源装置の平滑回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力するＡＣ（交流）電力をＤＣ（直流）電力に変換して負荷に供給するために、一般にダイオードブリッジによる全波整流が行われているが、そのままではリップルが多くて使いものにならないため、整流した後で平滑回路を通してリップルを減少又は除去する。そのための平滑回路として、コンデンサ入力型とチョーク入力型とがよく知られている。
【０００３】
図１２は、コンデンサ入力型の整流平滑回路の一例を示す回路図であり、商用５０Ｈｚ又は６０ＨｚのＡＣ電源３１から入力するＡＣ電力をダイオードブリッジ３２により全波整流し、平滑コンデンサＣ４によって平滑したＤＣ電力を負荷３３に出力する。
図１３は、負荷３３が無誘導性たとえば抵抗負荷である場合の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【０００４】
図１３の（Ａ）及び（Ｂ）は、平滑コンデンサＣ４が接続されていない場合のダイオードブリッジ３２の入力側及び出力側の電圧（電流も同様）の波形図であり、出力側すなわち負荷３３に入力する電圧（電流）には同図の（Ｂ）に示したように大きなリップルが生じている。
図１２に示したように平滑コンデンサＣ４を接続すると、その端子間電圧すなわち負荷３３に入力する電圧（電流）のリップルは、図１３の（Ｃ）に示したように大幅に減少する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、商用電源であるＡＣ電源３１の周波数が低いため、リップルを減らすためには平滑コンデンサＣ４の容量を大きく設定しなければならないが、平滑コンデンサＣ４を充電する電流は、図１３の（Ｂ）に示した全波整流の電圧の瞬時値が、同図の（Ｃ）に示した平滑コンデンサＣ４の端子間電圧の瞬時値を超えた時だけしか流れないため、位相で見た場合にその導通角が狭い。そのために無効な電力が増加し、有効な電力は少なくなる。
【０００６】
僅かな導通角で大容量のコンデンサを充電しなければならないから、図１３の（Ｄ）に示した入力側のＡＣ電流の波形図に見られるように、短時間に負荷３３に流れる平均電流値の数倍から十数倍にもなる大きなピーク電流が流れるため、力率が劣化すると共に平滑コンデンサＣ４の寿命を短縮し、高周波ノイズが発生する。したがって、ＡＣ電源３１の電源電圧の瞬間的な低下と高周波ノイズとによって、同一のＡＣラインに接続されている他の機器に悪影響を及ぼすことになる。
【０００７】
図示しないが、図１２に示したダイオードブリッジ３２と平滑コンデンサＣ４との間にチョークコイルを設けたチョーク入力型の整流平滑回路は、コンデンサ入力型に比べて負荷に対する出力電圧が低くなるが、チョークコイルの誘導性と出力電圧の低下とが複合的に作用して導通角が広くなり、その分だけＡＣ電源３１側のピーク電流が減少して力率がよくなる。
【０００８】
しかしながら、この場合もＡＣ電源３１の周波数が低いために、負荷３３の所要電流値によっても異なるが、数ｍＨ又はそれ以上（所要電流値が小さい程大きくなる）のインダクタンスを有するチョークコイルが必要になる。そのため、直流電源装置の重量化と大型化を招き、コストも大幅に上昇するという問題があった。
【０００９】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、直流電源装置の重量化，大型化と高価格化を抑制し、しかも力率を向上させることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流入力電力をダイオードブリッジで全波整流し平滑コンデンサにより平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置において、ダイオードブリッジの出力端と負荷の入力端とを結ぶ正負のラインのうち、いずれか一方をコモンライン、他方をコモンラインに対するホットラインとして、それぞれ次のようにしたものである。
【００１１】
すなわち、その一端をコモンラインに接続した、平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路と、該並列回路の他端とホットラインとの間に接続した、平滑コンデンサとチョークコイルとの直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号をスイッチング素子に出力するスイッチング制御回路とを設けたものである。
【００１２】
または、ホットラインとコモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、該スイッチング制御回路が出力する駆動信号を入力する一次コイルとスイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続された二次コイルとからなる駆動トランスとを設けたものである。
【００１３】
あるいは、ホットラインとコモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、スイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続されたリーク抵抗と、該リーク抵抗の一端とスイッチング制御回路の駆動信号の出力端とを結ぶ結合コンデンサとからなるＣＲ結合回路とを設けたものである。
【００１４】
上記の直流電源装置において、ホットラインとコモンラインとの間に少くとも１個の高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けるとよい。
さらに、負荷を定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータとすればなおよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
なお、以下に述べる実施の形態は、すべて負のラインをコモンライン、正のラインをホットラインとし、スイッチング素子としてトランジスタを使用した場合について説明する。スイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合は、トランジスタのエミッタ，ベース，コレクタをそれぞれソース，ゲート，ドレインと読み換えればよい。
【００１６】
図１は、この発明による直流電源装置の第１の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、整流部を構成するダイオードブリッジ２と、平滑部をそれぞれ構成するチョークコイルＣＨ、平滑コンデンサＣ１、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１とダイオードＤ１との並列回路４及びスイッチング制御回路（ＳＷＣＣ）５とからなっている。
【００１７】
ダイオードブリッジ２はＡＣ電源１から入力するＡＣ電力を全波整流してＤＣ電力に変換し、平滑部を介して負荷３に供給する。
ダイオードブリッジ２の負の出力端と負荷３の負の入力端とはコモンラインにより、ダイオードブリッジ２の正の出力端と負荷３の正の入力端とはホットラインによって、それぞれ直結されている。
【００１８】
ホットラインには、チョークコイルＣＨと平滑コンデンサＣ１との直列回路の一端が接続され、その直列回路の他端とコモンラインとの間にはトランジスタＱ１とダイオードＤ１との並列回路４が接続されている。
並列回路４をそれぞれ構成するダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１が放電する方向に電流が流れ、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１はエミッタがコモンラインに、コレクタが平滑コンデンサＣ１の負端子にそれぞれ接続されているから、そのベースがコモンラインより正の時に平滑コンデンサＣ１を充電する方向に電流が流れる。
【００１９】
コモン端子がコモンラインに接続されたスイッチング制御回路５は、その検出端子にホットラインの電圧を入力し、入力する検出電圧の瞬時値と、その検出電圧をさらに平滑して得られるリップル分が除去された直流分の電圧とを比較して、検出電圧の瞬時値の方が高い期間だけ、例えばＡＣ電源１の周波数より遙かに高い数ＫＨｚ乃至数百ＫＨｚの周波数を有する正の駆動信号を、その出力端子からトランジスタＱ１のベースに出力して、トランジスタＱ１を高速で開閉させる。
【００２０】
図２は、図１に示した直流電源装置の各部の電圧及び電流の各瞬時値の一例を示す波形図であり、図２の（Ａ）と（Ｂ）及び（Ｃ）は、それぞれダイオードブリッジ２の入力側と平滑部が接続されていない時の出力側、及び平滑部が接続されている時のホットラインの電圧波形図である。
【００２１】
図２の（Ｄ）及び（Ｅ）はダイオードブリッジ２の入力側電流及び平滑コンデンサＣ１の充電電流の波形図をそれぞれ示す。
図２の（Ｂ）及び（Ｃ）にそれぞれ破線で示したＶｄは各直流分の電圧であり、同図の（Ｃ）に示したΔＶはリップル分のｐ−ｐ値である。
【００２２】
チョークコイルＣＨに流れる平滑コンデンサＣ１の充電電流は、図２の（Ｅ）に示したようにＡＣ電源１の周波数又はその２倍の周波数（全波整流による）に比べて遙かに高い周波数でスイッチングされているから、そのインダクタンスが小さい値であっても充分にチョーク入力型として作用し、負荷３に対する出力電圧が若干低下する代りに、同図の（Ｄ）に示したように導通角が広くなり、そのピーク電流が大幅に減少する。
【００２３】
すなわち、ホットラインの電圧の瞬時値が平滑コンデンサＣ１のコモンラインに対する端子間電圧より高い充電期間に、チョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサＣ１を充電する電流が、ＡＣ電源１の周波数より遙かに高い周波数でスイッチングされるから、チョークコイルＣＨのインダクタンスは通常のチョーク入力型の場合に比べて遙かに小さい値で済み、小型軽量になる。
【００２４】
さらに、平滑コンデンサＣ１の放電電流は、チョークコイルＣＨとダイオードＤ１を介して負荷３に供給されるが、チョークコイルＣＨのインダクタンスが小さいから、ＡＣ電源１の周波数の２倍の周波数を基本波とするリップル分に対するチョーク効果の影響は殆んどない。
したがって、チョークコイルＣＨと平滑コンデンサＣ１との接続点と負荷３の正の入力端とを直結しても同様な効果が得られる。
【００２５】
なお、スイッチング制御回路５は、検出端子に入力する検出電圧（ホットラインの電圧）からリップル分を除去した直流分電圧を電源電力として作動する。
また、ホットラインとコモンラインとの間に破線で示したように接続した高周波バイパス用の小容量のコンデンサＣｐは、図２の（Ｅ）に示した駆動信号に応じた充電電流のスイッチングによる高周波ノイズをバイパスして、ＡＣ電源１及び負荷３に対する悪影響を防ぐことが出来る。
【００２６】
例えば、図２の（Ｄ）に示したように、ＡＣ電源１の電流には、トランジスタＱ１による平滑コンデンサＣ１の充電電流のスイッチングによる高周波ノイズが現れていない。図示しない負荷３の電流についても同様である。
【００２７】
図３は、直流電源装置の第２の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図１に示した第１の実施の形態と異なる所は、スイッチング制御回路５の出力端子とトランジスタＱ１のベースとを直結する代りに、１次コイルと２次コイルとが直流的に絶縁された駆動トランス６を設け、該トランス６を介して駆動信号を伝えるようにしたことである。
その他の同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２８】
すなわち、駆動トランス６の１次コイルはスイッチング制御回路５の出力端子とコモンラインとの間に、その２次コイルはスイッチング素子の駆動信号入力端子間であるトランジスタＱ１のベース・エミッタ間にそれぞれ接続され、スイッチング制御回路５の出力端子がコモンラインに対して正の時に、トランジスタＱ１のベースがそのエミッタに対して正になるように設定されている。（２次コイルの極性を逆に接続しても差支えはない。）
【００２９】
図４及び図５は、直流電源装置の第３及び第４の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図３に示した第２の実施の形態と異なる所は、ホットラインとコモンラインとの間に接続する平滑部をそれぞれ構成するチョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１，（トランジスタＱ１とダイオードＤ１の）並列回路４の配列順序を変えたことである。
【００３０】
すなわち、それぞれホットラインからコモンラインに向って、第２の実施の形態（図３）は第１の実施の形態（図１）と同様に、チョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１，並列回路４の順であったが、第３の実施の形態（図４）ではチョークコイルＣＨ，並列回路４，平滑コンデンサＣ１の順であり、第４の実施の形態（図５）では並列回路４，チョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１の順になっている。
【００３１】
このように、スイッチング制御回路５の出力端子とトランジスタＱ１のベースとを直結せずに、その両者を直流的に絶縁する駆動トランス６を設けたことにより、トランジスタＱ１のエミッタをコモンラインに直結する必要がなくなるから、平滑部を構成する各要素の配列順序をどのように変えても、同様な作用と効果が得られ、設計の自由度が増大する。
【００３２】
図６は、直流電源装置の第５の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図５に示した第４の実施の形態と異なる所は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１に代えて、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２を設けたことであり、その他の部分は同一である。
このようにスイッチング素子であるトランジスタの極性を逆にしても、その電流方向が平滑コンデンサＣ１を充電する方向であれば、同一の作用，効果が得られる。
【００３３】
以上、図３乃至図６に示して説明した第２乃至第５の実施の形態は、それぞれ請求項２記載の発明によるものであり、スイッチング制御回路５が出力する駆動信号を駆動トランス６を介してスイッチング素子であるトランジスタＱ１又はＱ２に伝達するものである。
【００３４】
図７は、直流電源装置の第６の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図３に示した第２の実施の形態と異なる所は、１次コイルと２次コイルとが直流的に絶縁された駆動トランス６に代えて、同様に入力側と出力側とが直流的に絶縁された結合コンデンサであるコンデンサＣ２とリーク抵抗である抵抗Ｒ１とからなるＣＲ結合回路７を設け、該結合回路７を介してスイッチング制御回路５が出力する駆動信号をトランジスタＱ１に伝えるようにしたことである。
【００３５】
すなわち、図７に示したように、スイッチング素子の駆動信号入力端子間であるトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１を接続し、該抵抗Ｒ１のベース側端子とスイッチング制御回路５の出力端子との間に直流を遮断するコンデンサＣ２を接続したものであり、コンデンサＣ２の容量値と抵抗Ｒ１の抵抗値との積である時常数を駆動信号の周波数の逆数（周期）より大きく設定してある。
【００３６】
したがって、その作用及び効果は、第２の実施の形態（図３）に用いた駆動トランス６と全く同様である。
また、図８乃至図１０にそれぞれ示す第７乃至第９の実施の形態も、それぞれ図４乃至図６に示した第３乃至第５の実施の形態における駆動トランス６をＣＲ結合回路７に置き換えたものであるから、第６の実施の形態（図７）と同様に、その作用及び効果は全く同様であり、それぞれ同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３７】
以上、図７乃至図１０に示して説明した第６乃至第９の実施の形態は、それぞれ請求項３記載の発明によるものであり、スイッチング制御回路５が出力する駆動信号をＣＲ結合回路７を介してスイッチング素子であるトランジスタＱ１に伝達するものである。
【００３８】
以上説明した第１乃至第９の実施の形態は、コンデンサ入力型に比べて導通角を大きくし、ＡＣ電源１からのピーク電流を抑制するチョーク入力型の特性を有しながら、平滑コンデンサＣ１の充電電流を高速でスイッチングすることにより、チョークコイルのインダクタンスを小さくし、小型軽量でコストも安いという特徴を有している。
【００３９】
しかしながら、これらの直流電源装置から出力されるＤＣ電力は、リップル分が減少又は除去されているが、入力するＡＣ電源１の電圧変動や負荷３に流れる電流変動に対しての出力電圧の定電圧性は皆無である。
また、負荷３に接続されるコモンラインとホットラインは、いずれかの側が大地にグランドされているＡＣ電源１に対して全くフローティング状態にあるから、いずれのラインに触れても感電する恐れがある。
【００４０】
したがって、負荷３が商用周波数によるフリッカだけを問題とするような、例えばＴＶスタジオやＴＶ中継する舞台や競技場等の照明ランプ等であれば、定電圧性は殆んど問題にならず感電の恐れも少ないから、その大電力の需要に対して比較的小容量のチョークコイルを用いてリップルを減少させ、それに伴って平滑コンデンサの容量も少なくて済む効果は極めて大きい。
このように、或る程度限定された用途には効果的であるが、このままでは一般的な多くの用途に用いることは危険でもあり、定電圧性を要求される用途には適さない。
【００４１】
しかしながら、負荷として一般的に定電圧性を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを接続すれば定電圧性の点で問題がなくなり、特に入力側と出力側とが絶縁されているＤＣ／ＤＣコンバータ、例えばスイッチングレギュレータを接続すれば感電の危険も皆無になる。
【００４２】
図１１は、負荷３として組み合わせる入出力側が互いに絶縁された定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータであるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
図１１に示したスイッチングレギュレータは、その作用及び効果がよく知られたものであるから、簡単に説明する。
【００４３】
入力側Ｖｉｎの正負の端子に入力するＤＣ電力は、トランス１０の１次コイルＮｐと直列に接続されたスイッチング素子であるトランジスタ（又はＦＥＴ）Ｑ３によって高速でオン・オフされる。トランス１０の２次コイルＮｓに誘起されたＡＣ電力は、整流ダイオードＤ２，転流ダイオードＤ３，チョークコイルＣＨｃ，平滑コンデンサＣ３からなる整流平滑回路１１によって整流平滑されたＤＣ電力に変換され、出力側Ｖｏｕｔの正負の端子から出力される。
【００４４】
トランジスタＱ３に駆動パルスを出力する制御回路１２は、出力するＤＣ電力の電圧Ｖｏｕｔを検出して、予め設定した出力電圧より低ければ駆動パルスのオンデューティ比を上げ、高ければオンデューティ比を下げることにより、入力電圧や出力電流が変動しても設定した出力電圧を保持するように制御する。
【００４５】
負荷３としてこのようなＤＣ／ＤＣコンバータを接続する、即ちこの発明による直流電源装置をＤＣ／ＤＣコンバータと組み合せてそのＤＣ電源として用い、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力する定電圧ＤＣ電力を目的とする機器又は装置に出力するようにすることにより、広い用途に安全に対応することが出来る。
【００４６】
以上説明した実施の形態は、すべて負のラインをコモンライン、正のラインをホットラインとした場合であったが、逆に正のラインをコモンライン、負のラインをホットラインとした場合でも、平滑コンデンサＣ１及びダイオードＤ１の極性、ならびにトランジスタＱ１又はＱ２に流れる電流の方向が逆になるようにすれば、この発明を全く同様に適用出来ることはいうまでもない。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明による直流電源装置は、小型軽量でコストも安く、しかもその力率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による直流電源装置の第１の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図２】図１に示した直流電源装置の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【図３】この発明による直流電源装置の第２の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図４】直流電源装置の第３の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図５】直流電源装置の第４の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図６】直流電源装置の第５の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図７】直流電源装置の第６の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図８】直流電源装置の第７の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図９】直流電源装置の第８の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図１０】直流電源装置の第９の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図１１】この発明による直流電源装置に接続するＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図１２】従来例であるコンデンサ入力型の整流平滑回路を示す回路図である。
【図１３】図１２に示した整流平滑回路の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【符号の説明】
１：ＡＣ電源 ２：ダイオードブリッジ
３：負荷 ４：並列回路
５：スイッチング制御回路 ６：駆動トランス
７：ＣＲ結合回路
Ｃ１：平滑コンデンサ
Ｃ２：コンデンサ（結合コンデンサ）
Ｃｐ：小容量のコンデンサ
ＣＨ：チョークコイル
Ｄ１：ダイオード
Ｑ１，Ｑ２：トランジスタ（スイッチング素子）
Ｒ１：抵抗（リーク抵抗）
【発明の属する技術分野】
この発明は入力する交流電力を整流平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置に関し、特にその直流電源装置の平滑回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力するＡＣ（交流）電力をＤＣ（直流）電力に変換して負荷に供給するために、一般にダイオードブリッジによる全波整流が行われているが、そのままではリップルが多くて使いものにならないため、整流した後で平滑回路を通してリップルを減少又は除去する。そのための平滑回路として、コンデンサ入力型とチョーク入力型とがよく知られている。
【０００３】
図１２は、コンデンサ入力型の整流平滑回路の一例を示す回路図であり、商用５０Ｈｚ又は６０ＨｚのＡＣ電源３１から入力するＡＣ電力をダイオードブリッジ３２により全波整流し、平滑コンデンサＣ４によって平滑したＤＣ電力を負荷３３に出力する。
図１３は、負荷３３が無誘導性たとえば抵抗負荷である場合の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【０００４】
図１３の（Ａ）及び（Ｂ）は、平滑コンデンサＣ４が接続されていない場合のダイオードブリッジ３２の入力側及び出力側の電圧（電流も同様）の波形図であり、出力側すなわち負荷３３に入力する電圧（電流）には同図の（Ｂ）に示したように大きなリップルが生じている。
図１２に示したように平滑コンデンサＣ４を接続すると、その端子間電圧すなわち負荷３３に入力する電圧（電流）のリップルは、図１３の（Ｃ）に示したように大幅に減少する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、商用電源であるＡＣ電源３１の周波数が低いため、リップルを減らすためには平滑コンデンサＣ４の容量を大きく設定しなければならないが、平滑コンデンサＣ４を充電する電流は、図１３の（Ｂ）に示した全波整流の電圧の瞬時値が、同図の（Ｃ）に示した平滑コンデンサＣ４の端子間電圧の瞬時値を超えた時だけしか流れないため、位相で見た場合にその導通角が狭い。そのために無効な電力が増加し、有効な電力は少なくなる。
【０００６】
僅かな導通角で大容量のコンデンサを充電しなければならないから、図１３の（Ｄ）に示した入力側のＡＣ電流の波形図に見られるように、短時間に負荷３３に流れる平均電流値の数倍から十数倍にもなる大きなピーク電流が流れるため、力率が劣化すると共に平滑コンデンサＣ４の寿命を短縮し、高周波ノイズが発生する。したがって、ＡＣ電源３１の電源電圧の瞬間的な低下と高周波ノイズとによって、同一のＡＣラインに接続されている他の機器に悪影響を及ぼすことになる。
【０００７】
図示しないが、図１２に示したダイオードブリッジ３２と平滑コンデンサＣ４との間にチョークコイルを設けたチョーク入力型の整流平滑回路は、コンデンサ入力型に比べて負荷に対する出力電圧が低くなるが、チョークコイルの誘導性と出力電圧の低下とが複合的に作用して導通角が広くなり、その分だけＡＣ電源３１側のピーク電流が減少して力率がよくなる。
【０００８】
しかしながら、この場合もＡＣ電源３１の周波数が低いために、負荷３３の所要電流値によっても異なるが、数ｍＨ又はそれ以上（所要電流値が小さい程大きくなる）のインダクタンスを有するチョークコイルが必要になる。そのため、直流電源装置の重量化と大型化を招き、コストも大幅に上昇するという問題があった。
【０００９】
この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、直流電源装置の重量化，大型化と高価格化を抑制し、しかも力率を向上させることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するため、交流入力電力をダイオードブリッジで全波整流し平滑コンデンサにより平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置において、ダイオードブリッジの出力端と負荷の入力端とを結ぶ正負のラインのうち、いずれか一方をコモンライン、他方をコモンラインに対するホットラインとして、それぞれ次のようにしたものである。
【００１１】
すなわち、その一端をコモンラインに接続した、平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路と、該並列回路の他端とホットラインとの間に接続した、平滑コンデンサとチョークコイルとの直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号をスイッチング素子に出力するスイッチング制御回路とを設けたものである。
【００１２】
または、ホットラインとコモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、該スイッチング制御回路が出力する駆動信号を入力する一次コイルとスイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続された二次コイルとからなる駆動トランスとを設けたものである。
【００１３】
あるいは、ホットラインとコモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と平滑コンデンサから負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、ホットラインの電圧を検出してその検出電圧の瞬時値が検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、スイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続されたリーク抵抗と、該リーク抵抗の一端とスイッチング制御回路の駆動信号の出力端とを結ぶ結合コンデンサとからなるＣＲ結合回路とを設けたものである。
【００１４】
上記の直流電源装置において、ホットラインとコモンラインとの間に少くとも１個の高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けるとよい。
さらに、負荷を定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータとすればなおよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
なお、以下に述べる実施の形態は、すべて負のラインをコモンライン、正のラインをホットラインとし、スイッチング素子としてトランジスタを使用した場合について説明する。スイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合は、トランジスタのエミッタ，ベース，コレクタをそれぞれソース，ゲート，ドレインと読み換えればよい。
【００１６】
図１は、この発明による直流電源装置の第１の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、整流部を構成するダイオードブリッジ２と、平滑部をそれぞれ構成するチョークコイルＣＨ、平滑コンデンサＣ１、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１とダイオードＤ１との並列回路４及びスイッチング制御回路（ＳＷＣＣ）５とからなっている。
【００１７】
ダイオードブリッジ２はＡＣ電源１から入力するＡＣ電力を全波整流してＤＣ電力に変換し、平滑部を介して負荷３に供給する。
ダイオードブリッジ２の負の出力端と負荷３の負の入力端とはコモンラインにより、ダイオードブリッジ２の正の出力端と負荷３の正の入力端とはホットラインによって、それぞれ直結されている。
【００１８】
ホットラインには、チョークコイルＣＨと平滑コンデンサＣ１との直列回路の一端が接続され、その直列回路の他端とコモンラインとの間にはトランジスタＱ１とダイオードＤ１との並列回路４が接続されている。
並列回路４をそれぞれ構成するダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１が放電する方向に電流が流れ、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１はエミッタがコモンラインに、コレクタが平滑コンデンサＣ１の負端子にそれぞれ接続されているから、そのベースがコモンラインより正の時に平滑コンデンサＣ１を充電する方向に電流が流れる。
【００１９】
コモン端子がコモンラインに接続されたスイッチング制御回路５は、その検出端子にホットラインの電圧を入力し、入力する検出電圧の瞬時値と、その検出電圧をさらに平滑して得られるリップル分が除去された直流分の電圧とを比較して、検出電圧の瞬時値の方が高い期間だけ、例えばＡＣ電源１の周波数より遙かに高い数ＫＨｚ乃至数百ＫＨｚの周波数を有する正の駆動信号を、その出力端子からトランジスタＱ１のベースに出力して、トランジスタＱ１を高速で開閉させる。
【００２０】
図２は、図１に示した直流電源装置の各部の電圧及び電流の各瞬時値の一例を示す波形図であり、図２の（Ａ）と（Ｂ）及び（Ｃ）は、それぞれダイオードブリッジ２の入力側と平滑部が接続されていない時の出力側、及び平滑部が接続されている時のホットラインの電圧波形図である。
【００２１】
図２の（Ｄ）及び（Ｅ）はダイオードブリッジ２の入力側電流及び平滑コンデンサＣ１の充電電流の波形図をそれぞれ示す。
図２の（Ｂ）及び（Ｃ）にそれぞれ破線で示したＶｄは各直流分の電圧であり、同図の（Ｃ）に示したΔＶはリップル分のｐ−ｐ値である。
【００２２】
チョークコイルＣＨに流れる平滑コンデンサＣ１の充電電流は、図２の（Ｅ）に示したようにＡＣ電源１の周波数又はその２倍の周波数（全波整流による）に比べて遙かに高い周波数でスイッチングされているから、そのインダクタンスが小さい値であっても充分にチョーク入力型として作用し、負荷３に対する出力電圧が若干低下する代りに、同図の（Ｄ）に示したように導通角が広くなり、そのピーク電流が大幅に減少する。
【００２３】
すなわち、ホットラインの電圧の瞬時値が平滑コンデンサＣ１のコモンラインに対する端子間電圧より高い充電期間に、チョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサＣ１を充電する電流が、ＡＣ電源１の周波数より遙かに高い周波数でスイッチングされるから、チョークコイルＣＨのインダクタンスは通常のチョーク入力型の場合に比べて遙かに小さい値で済み、小型軽量になる。
【００２４】
さらに、平滑コンデンサＣ１の放電電流は、チョークコイルＣＨとダイオードＤ１を介して負荷３に供給されるが、チョークコイルＣＨのインダクタンスが小さいから、ＡＣ電源１の周波数の２倍の周波数を基本波とするリップル分に対するチョーク効果の影響は殆んどない。
したがって、チョークコイルＣＨと平滑コンデンサＣ１との接続点と負荷３の正の入力端とを直結しても同様な効果が得られる。
【００２５】
なお、スイッチング制御回路５は、検出端子に入力する検出電圧（ホットラインの電圧）からリップル分を除去した直流分電圧を電源電力として作動する。
また、ホットラインとコモンラインとの間に破線で示したように接続した高周波バイパス用の小容量のコンデンサＣｐは、図２の（Ｅ）に示した駆動信号に応じた充電電流のスイッチングによる高周波ノイズをバイパスして、ＡＣ電源１及び負荷３に対する悪影響を防ぐことが出来る。
【００２６】
例えば、図２の（Ｄ）に示したように、ＡＣ電源１の電流には、トランジスタＱ１による平滑コンデンサＣ１の充電電流のスイッチングによる高周波ノイズが現れていない。図示しない負荷３の電流についても同様である。
【００２７】
図３は、直流電源装置の第２の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図１に示した第１の実施の形態と異なる所は、スイッチング制御回路５の出力端子とトランジスタＱ１のベースとを直結する代りに、１次コイルと２次コイルとが直流的に絶縁された駆動トランス６を設け、該トランス６を介して駆動信号を伝えるようにしたことである。
その他の同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００２８】
すなわち、駆動トランス６の１次コイルはスイッチング制御回路５の出力端子とコモンラインとの間に、その２次コイルはスイッチング素子の駆動信号入力端子間であるトランジスタＱ１のベース・エミッタ間にそれぞれ接続され、スイッチング制御回路５の出力端子がコモンラインに対して正の時に、トランジスタＱ１のベースがそのエミッタに対して正になるように設定されている。（２次コイルの極性を逆に接続しても差支えはない。）
【００２９】
図４及び図５は、直流電源装置の第３及び第４の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図３に示した第２の実施の形態と異なる所は、ホットラインとコモンラインとの間に接続する平滑部をそれぞれ構成するチョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１，（トランジスタＱ１とダイオードＤ１の）並列回路４の配列順序を変えたことである。
【００３０】
すなわち、それぞれホットラインからコモンラインに向って、第２の実施の形態（図３）は第１の実施の形態（図１）と同様に、チョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１，並列回路４の順であったが、第３の実施の形態（図４）ではチョークコイルＣＨ，並列回路４，平滑コンデンサＣ１の順であり、第４の実施の形態（図５）では並列回路４，チョークコイルＣＨ，平滑コンデンサＣ１の順になっている。
【００３１】
このように、スイッチング制御回路５の出力端子とトランジスタＱ１のベースとを直結せずに、その両者を直流的に絶縁する駆動トランス６を設けたことにより、トランジスタＱ１のエミッタをコモンラインに直結する必要がなくなるから、平滑部を構成する各要素の配列順序をどのように変えても、同様な作用と効果が得られ、設計の自由度が増大する。
【００３２】
図６は、直流電源装置の第５の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図５に示した第４の実施の形態と異なる所は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１に代えて、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２を設けたことであり、その他の部分は同一である。
このようにスイッチング素子であるトランジスタの極性を逆にしても、その電流方向が平滑コンデンサＣ１を充電する方向であれば、同一の作用，効果が得られる。
【００３３】
以上、図３乃至図６に示して説明した第２乃至第５の実施の形態は、それぞれ請求項２記載の発明によるものであり、スイッチング制御回路５が出力する駆動信号を駆動トランス６を介してスイッチング素子であるトランジスタＱ１又はＱ２に伝達するものである。
【００３４】
図７は、直流電源装置の第６の実施の形態の構成の一例を示す回路図であり、図３に示した第２の実施の形態と異なる所は、１次コイルと２次コイルとが直流的に絶縁された駆動トランス６に代えて、同様に入力側と出力側とが直流的に絶縁された結合コンデンサであるコンデンサＣ２とリーク抵抗である抵抗Ｒ１とからなるＣＲ結合回路７を設け、該結合回路７を介してスイッチング制御回路５が出力する駆動信号をトランジスタＱ１に伝えるようにしたことである。
【００３５】
すなわち、図７に示したように、スイッチング素子の駆動信号入力端子間であるトランジスタＱ１のベース・エミッタ間に抵抗Ｒ１を接続し、該抵抗Ｒ１のベース側端子とスイッチング制御回路５の出力端子との間に直流を遮断するコンデンサＣ２を接続したものであり、コンデンサＣ２の容量値と抵抗Ｒ１の抵抗値との積である時常数を駆動信号の周波数の逆数（周期）より大きく設定してある。
【００３６】
したがって、その作用及び効果は、第２の実施の形態（図３）に用いた駆動トランス６と全く同様である。
また、図８乃至図１０にそれぞれ示す第７乃至第９の実施の形態も、それぞれ図４乃至図６に示した第３乃至第５の実施の形態における駆動トランス６をＣＲ結合回路７に置き換えたものであるから、第６の実施の形態（図７）と同様に、その作用及び効果は全く同様であり、それぞれ同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３７】
以上、図７乃至図１０に示して説明した第６乃至第９の実施の形態は、それぞれ請求項３記載の発明によるものであり、スイッチング制御回路５が出力する駆動信号をＣＲ結合回路７を介してスイッチング素子であるトランジスタＱ１に伝達するものである。
【００３８】
以上説明した第１乃至第９の実施の形態は、コンデンサ入力型に比べて導通角を大きくし、ＡＣ電源１からのピーク電流を抑制するチョーク入力型の特性を有しながら、平滑コンデンサＣ１の充電電流を高速でスイッチングすることにより、チョークコイルのインダクタンスを小さくし、小型軽量でコストも安いという特徴を有している。
【００３９】
しかしながら、これらの直流電源装置から出力されるＤＣ電力は、リップル分が減少又は除去されているが、入力するＡＣ電源１の電圧変動や負荷３に流れる電流変動に対しての出力電圧の定電圧性は皆無である。
また、負荷３に接続されるコモンラインとホットラインは、いずれかの側が大地にグランドされているＡＣ電源１に対して全くフローティング状態にあるから、いずれのラインに触れても感電する恐れがある。
【００４０】
したがって、負荷３が商用周波数によるフリッカだけを問題とするような、例えばＴＶスタジオやＴＶ中継する舞台や競技場等の照明ランプ等であれば、定電圧性は殆んど問題にならず感電の恐れも少ないから、その大電力の需要に対して比較的小容量のチョークコイルを用いてリップルを減少させ、それに伴って平滑コンデンサの容量も少なくて済む効果は極めて大きい。
このように、或る程度限定された用途には効果的であるが、このままでは一般的な多くの用途に用いることは危険でもあり、定電圧性を要求される用途には適さない。
【００４１】
しかしながら、負荷として一般的に定電圧性を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを接続すれば定電圧性の点で問題がなくなり、特に入力側と出力側とが絶縁されているＤＣ／ＤＣコンバータ、例えばスイッチングレギュレータを接続すれば感電の危険も皆無になる。
【００４２】
図１１は、負荷３として組み合わせる入出力側が互いに絶縁された定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータであるスイッチングレギュレータの構成の一例を示す回路図である。
図１１に示したスイッチングレギュレータは、その作用及び効果がよく知られたものであるから、簡単に説明する。
【００４３】
入力側Ｖｉｎの正負の端子に入力するＤＣ電力は、トランス１０の１次コイルＮｐと直列に接続されたスイッチング素子であるトランジスタ（又はＦＥＴ）Ｑ３によって高速でオン・オフされる。トランス１０の２次コイルＮｓに誘起されたＡＣ電力は、整流ダイオードＤ２，転流ダイオードＤ３，チョークコイルＣＨｃ，平滑コンデンサＣ３からなる整流平滑回路１１によって整流平滑されたＤＣ電力に変換され、出力側Ｖｏｕｔの正負の端子から出力される。
【００４４】
トランジスタＱ３に駆動パルスを出力する制御回路１２は、出力するＤＣ電力の電圧Ｖｏｕｔを検出して、予め設定した出力電圧より低ければ駆動パルスのオンデューティ比を上げ、高ければオンデューティ比を下げることにより、入力電圧や出力電流が変動しても設定した出力電圧を保持するように制御する。
【００４５】
負荷３としてこのようなＤＣ／ＤＣコンバータを接続する、即ちこの発明による直流電源装置をＤＣ／ＤＣコンバータと組み合せてそのＤＣ電源として用い、ＤＣ／ＤＣコンバータが出力する定電圧ＤＣ電力を目的とする機器又は装置に出力するようにすることにより、広い用途に安全に対応することが出来る。
【００４６】
以上説明した実施の形態は、すべて負のラインをコモンライン、正のラインをホットラインとした場合であったが、逆に正のラインをコモンライン、負のラインをホットラインとした場合でも、平滑コンデンサＣ１及びダイオードＤ１の極性、ならびにトランジスタＱ１又はＱ２に流れる電流の方向が逆になるようにすれば、この発明を全く同様に適用出来ることはいうまでもない。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明による直流電源装置は、小型軽量でコストも安く、しかもその力率が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による直流電源装置の第１の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図２】図１に示した直流電源装置の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【図３】この発明による直流電源装置の第２の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図４】直流電源装置の第３の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図５】直流電源装置の第４の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図６】直流電源装置の第５の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図７】直流電源装置の第６の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図８】直流電源装置の第７の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図９】直流電源装置の第８の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図１０】直流電源装置の第９の実施の形態の一例を示す回路図である。
【図１１】この発明による直流電源装置に接続するＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図１２】従来例であるコンデンサ入力型の整流平滑回路を示す回路図である。
【図１３】図１２に示した整流平滑回路の各部の電圧又は電流の一例を示す波形図である。
【符号の説明】
１：ＡＣ電源 ２：ダイオードブリッジ
３：負荷 ４：並列回路
５：スイッチング制御回路 ６：駆動トランス
７：ＣＲ結合回路
Ｃ１：平滑コンデンサ
Ｃ２：コンデンサ（結合コンデンサ）
Ｃｐ：小容量のコンデンサ
ＣＨ：チョークコイル
Ｄ１：ダイオード
Ｑ１，Ｑ２：トランジスタ（スイッチング素子）
Ｒ１：抵抗（リーク抵抗）
Claims (5)
- 交流入力電力をダイオードブリッジで全波整流し平滑コンデンサにより平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置において、
前記ダイオードブリッジの出力端と前記負荷の入力端とを結ぶ正負のラインのうち、いずれか一方をコモンライン、他方を前記コモンラインに対するホットラインとして、
その一端を前記コモンラインに接続した、前記平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と前記平滑コンデンサから前記負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路と、
該並列回路の他端と前記ホットラインとの間に接続した、前記平滑コンデンサとチョークコイルとの直列回路と、
前記ホットラインの電圧を検出して、その検出電圧の瞬時値が前記検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、前記スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を前記スイッチング素子に出力するスイッチング制御回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置。 - 交流入力電力をダイオードブリッジで全波整流し平滑コンデンサにより平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置において、
前記ダイオードブリッジの出力端と前記負荷の入力端とを結ぶ正負のラインのうち、いずれか一方をコモンライン、他方を前記コモンラインに対するホットラインとして、
該ホットラインと前記コモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、前記平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と前記平滑コンデンサから前記負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、
前記ホットラインの電圧を検出して、その検出電圧の瞬時値が前記検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、前記スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、
該スイッチング制御回路が出力する駆動信号を入力する一次コイルと、前記スイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続された二次コイルとからなる駆動トランスとを設けたことを特徴とする直流電源装置。 - 交流入力電力をダイオードブリッジで全波整流し平滑コンデンサにより平滑して負荷に直流電力を供給する直流電源装置において、
前記ダイオードブリッジの出力端と前記負荷の入力端とを結ぶ正負のラインのうち、いずれか一方をコモンライン、他方を前記コモンラインに対するホットラインとして、
該ホットラインと前記コモンラインとの間に接続した、チョークコイルと、前記平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを充電するためのスイッチング素子と前記平滑コンデンサから前記負荷に放電させるためのダイオードとの並列回路とからなる直列回路と、
前記ホットラインの電圧を検出して、その検出電圧の瞬時値が前記検出電圧からリップル分を除いた直流分の電圧より大きい期間だけ、前記スイッチング素子を高速で開閉させるための駆動信号を出力するスイッチング制御回路と、
前記スイッチング素子の駆動信号入力端子間に接続されたリーク抵抗と、該リーク抵抗の一端と前記スイッチング制御回路の駆動信号の出力端とを結ぶ結合コンデンサとからなるＣＲ結合回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の直流電源装置において、
前記ホットラインと前記コモンラインとの間に少くとも１個の高周波ノイズをバイパスさせるための小容量のコンデンサを設けたことを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の直流電源装置において、
前記負荷が定電圧ＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする直流電源装置。
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