JP3263225B2 - 電源高調波電流の抑制手段 - Google Patents
電源高調波電流の抑制手段Info
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源，イ
ンバータエアコン，調光器(ランプレギュレータ)等に適
用される電源高調波電流の抑制手段に関する。
ンバータエアコン，調光器(ランプレギュレータ)等に適
用される電源高調波電流の抑制手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年の家電製品やＯＡ製品は電源の高性
能化，小型化のために高周波インバータを搭載してお
り、このインバータ電源のほとんどが商用電源のダイオ
ード整流回路を使用している。
能化，小型化のために高周波インバータを搭載してお
り、このインバータ電源のほとんどが商用電源のダイオ
ード整流回路を使用している。
【０００３】図７に示す回路のように、ダイオード出力
を平滑化するために、商用電源のダイオード整流回路に
コンデンサをインプットした場合、入力電流ＩINは図８
に示すようにパルス状になり、入力の正弦波とは異なり
高調波が多く含有するようになる。最近では、この高調
波電流が電力系統の電圧歪の原因となり、高調波障害，
電力機器の加熱，力率改善コンデンサの破壊につながる
種々の支障を来すようになった。そのため、将来、電源
高調波規制が施行される見込みであり、現在においても
高調波電流対策が進められている。
を平滑化するために、商用電源のダイオード整流回路に
コンデンサをインプットした場合、入力電流ＩINは図８
に示すようにパルス状になり、入力の正弦波とは異なり
高調波が多く含有するようになる。最近では、この高調
波電流が電力系統の電圧歪の原因となり、高調波障害，
電力機器の加熱，力率改善コンデンサの破壊につながる
種々の支障を来すようになった。そのため、将来、電源
高調波規制が施行される見込みであり、現在においても
高調波電流対策が進められている。
【０００４】電源高調波電流の規制手段として、株式会
社トリケップス発行の WHITESERIES No.143「電源系統
における高調波歪規制と対策／測定技術」の第５章に記
載された技術がある。この文献によれば、 1. 入力に大きなリアクトルを挿入する方式 2. アクティブフィルタと呼ばれる電子制御的な方式 が紹介されている。
社トリケップス発行の WHITESERIES No.143「電源系統
における高調波歪規制と対策／測定技術」の第５章に記
載された技術がある。この文献によれば、 1. 入力に大きなリアクトルを挿入する方式 2. アクティブフィルタと呼ばれる電子制御的な方式 が紹介されている。
【０００５】このアクティブフィルタ方式について簡単
に説明しておく。図９はアクティブフィルタ方式を採用
したコンバータの１例を示す回路図であり、図９に示す
回路図において、制御ＩＣによりトランジスタＱをオン
するとリアクトルＬを介して電源が短絡されるので電流
は増加し、オフの場合はダイオードＤを通り、電源より
高い電圧ＥdにコンデンサＣが充電されるので電流は減
少する。すなわち昇圧チョッパの原理を使用したもので
ある。この原理を用い、電源電圧を全波整流した波形に
リアクトルＬの電流を追従させると、入力電流と電圧が
同相となり総合力率100％のコンバータが理論上得られ
る。
に説明しておく。図９はアクティブフィルタ方式を採用
したコンバータの１例を示す回路図であり、図９に示す
回路図において、制御ＩＣによりトランジスタＱをオン
するとリアクトルＬを介して電源が短絡されるので電流
は増加し、オフの場合はダイオードＤを通り、電源より
高い電圧ＥdにコンデンサＣが充電されるので電流は減
少する。すなわち昇圧チョッパの原理を使用したもので
ある。この原理を用い、電源電圧を全波整流した波形に
リアクトルＬの電流を追従させると、入力電流と電圧が
同相となり総合力率100％のコンバータが理論上得られ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記したリアクトル挿
入方式とアクティブフィルタ方式とを比較すると、アク
ティブフィルタ方式の方が電源高調波規制に対してより
優れており、リアクトル挿入方式より大きさ(重量)を抑
えることができる。しかし、高周波規制をクリアするに
はリアクトル挿入方式でも問題はなく、大きさ(重量)を
除けばコスト，効率，ノイズの面でアクティブフィルタ
方式よりも優れている。
入方式とアクティブフィルタ方式とを比較すると、アク
ティブフィルタ方式の方が電源高調波規制に対してより
優れており、リアクトル挿入方式より大きさ(重量)を抑
えることができる。しかし、高周波規制をクリアするに
はリアクトル挿入方式でも問題はなく、大きさ(重量)を
除けばコスト，効率，ノイズの面でアクティブフィルタ
方式よりも優れている。
【０００７】本発明は、リアクトル挿入によってコンデ
ンサへの導通角を大きくすることで高調波電流を小さく
していることに着目して、リアクトル挿入以外の方式で
コンデンサの導通角を大きくすることで、高調波電流を
抑えるとともに大きさ(重量)の面にも優れた電源高調波
の抑制手段を提供することを目的とする。
ンサへの導通角を大きくすることで高調波電流を小さく
していることに着目して、リアクトル挿入以外の方式で
コンデンサの導通角を大きくすることで、高調波電流を
抑えるとともに大きさ(重量)の面にも優れた電源高調波
の抑制手段を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、商用電源のコンデンサインプット整流回
路におけるコンデンサの充電，放電を切り換えるスイッ
チング手段と、商用電源の正弦波電圧を検出し、一定電
圧以下のときに信号を発生する電圧検出回路と、この電
圧検出回路から信号を受けないときに前記スイッチング
手段をオフにしてコンデンサを充電させて商用電源から
の電力を負荷に供給し、前記電圧検出回路から信号を受
けたときには前記スイッチング手段をオンにしてコンデ
ンサに充電された電荷を放電させ、負荷に供給する電力
を商用電源からコンデンサの放電による電力に切り換え
る制御回路とを備えたことを特徴とする。
に、本発明は、商用電源のコンデンサインプット整流回
路におけるコンデンサの充電，放電を切り換えるスイッ
チング手段と、商用電源の正弦波電圧を検出し、一定電
圧以下のときに信号を発生する電圧検出回路と、この電
圧検出回路から信号を受けないときに前記スイッチング
手段をオフにしてコンデンサを充電させて商用電源から
の電力を負荷に供給し、前記電圧検出回路から信号を受
けたときには前記スイッチング手段をオンにしてコンデ
ンサに充電された電荷を放電させ、負荷に供給する電力
を商用電源からコンデンサの放電による電力に切り換え
る制御回路とを備えたことを特徴とする。
【０００９】また、スイッチング手段をＭＯＳ型ＦＥＴ
としたことを特徴とする。
としたことを特徴とする。
【００１０】
【作用】前記構成により、入力電流の導通角を大きくと
ることが可能となり、高調波の低減に寄与する。また、
入力電流の波形は、ピーク時の電流値が従来より低くな
り、さらに導通角を大きくとることが可能なため、入力
電流の実効値を小さくすることができる。さらに入力電
流が導通角時にあるときは、負荷へのエネルギーが直接
入力電圧から供給されるために、入力コンデンサにて負
担するエネルギ−量を低減することができる。
ることが可能となり、高調波の低減に寄与する。また、
入力電流の波形は、ピーク時の電流値が従来より低くな
り、さらに導通角を大きくとることが可能なため、入力
電流の実効値を小さくすることができる。さらに入力電
流が導通角時にあるときは、負荷へのエネルギーが直接
入力電圧から供給されるために、入力コンデンサにて負
担するエネルギ−量を低減することができる。
【００１１】また、スイッチング手段をＭＯＳ型ＦＥＴ
としたことで、ＭＯＳ型ＦＥＴの持つ内蔵ダイオードを
コンデンサの電流カット用素子として活用できるように
なる。
としたことで、ＭＯＳ型ＦＥＴの持つ内蔵ダイオードを
コンデンサの電流カット用素子として活用できるように
なる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
しながら詳細に説明する。
しながら詳細に説明する。
【００１３】図１は本発明の実施例の基本回路構成を示
すブロック図である。図１に示すように、商用電源ＶIN
に４個のダイオードからなるブリッジ回路ＢＲが接続さ
れており、さらにこのブリッジ回路ＢＲに対し並列にコ
ンデンサＣおよび負荷Ｒが接続され、いわゆるコンデン
サインプット型平滑回路が構成されている。またコンデ
ンサＣに対して直列にＮＰＮトランジスタＱが接続され
ている。このときコンデンサＣは、トランジスタＱのエ
ミッタに接続され、ブリッジ回路ＢＲへの帰還側にコレ
クタが接続されている。さらにトランジスタＱのエミッ
タ−コレクタ間にダイオードＤが連結されている。
すブロック図である。図１に示すように、商用電源ＶIN
に４個のダイオードからなるブリッジ回路ＢＲが接続さ
れており、さらにこのブリッジ回路ＢＲに対し並列にコ
ンデンサＣおよび負荷Ｒが接続され、いわゆるコンデン
サインプット型平滑回路が構成されている。またコンデ
ンサＣに対して直列にＮＰＮトランジスタＱが接続され
ている。このときコンデンサＣは、トランジスタＱのエ
ミッタに接続され、ブリッジ回路ＢＲへの帰還側にコレ
クタが接続されている。さらにトランジスタＱのエミッ
タ−コレクタ間にダイオードＤが連結されている。
【００１４】１は電圧検出回路、２は制御回路を示す。
電圧検出回路１は、商用電源ＶINより正弦波電圧を検出
し、検出した電圧値の絶対値が所定の電圧値以下の場合
にのみ信号を制御回路２に出力する。この制御回路２
は、トランジスタＱのベースに接続されており、電圧検
出回路１から出力がないときにトランジスタＱをオフに
する。また、電圧検出回路１から出力があるときにトラ
ンジスタＱをオンにする。
電圧検出回路１は、商用電源ＶINより正弦波電圧を検出
し、検出した電圧値の絶対値が所定の電圧値以下の場合
にのみ信号を制御回路２に出力する。この制御回路２
は、トランジスタＱのベースに接続されており、電圧検
出回路１から出力がないときにトランジスタＱをオフに
する。また、電圧検出回路１から出力があるときにトラ
ンジスタＱをオンにする。
【００１５】次に、図１，図２を参照しながら動作につ
いて説明する。
いて説明する。
【００１６】図２は図１の回路を動作させたときの波形
を示すタイミングチャートであり、図２において、上か
ら順に商用電源ＶIN，電圧検出回路１，ＶOUT(図１参
照)，Ｉ1(図１参照)，Ｉ2(図１参照)，Ｉ3(図１参照)，
ＩIN(図１参照)の波形を示す。なお、ＶOUTは負荷Ｒに
掛かる電圧、Ｉ1はコンデンサＣに流入する電流、Ｉ2は
コンデンサＣが放電する電流、Ｉ3は負荷Ｒに流入する
電流、ＩINは入力電流を示す。
を示すタイミングチャートであり、図２において、上か
ら順に商用電源ＶIN，電圧検出回路１，ＶOUT(図１参
照)，Ｉ1(図１参照)，Ｉ2(図１参照)，Ｉ3(図１参照)，
ＩIN(図１参照)の波形を示す。なお、ＶOUTは負荷Ｒに
掛かる電圧、Ｉ1はコンデンサＣに流入する電流、Ｉ2は
コンデンサＣが放電する電流、Ｉ3は負荷Ｒに流入する
電流、ＩINは入力電流を示す。
【００１７】商用電源ＶINは、周波数50Hzまたは60Hz、
最大電圧Ｖmが約141Ｖの交流電源であることは言うまで
もない。そこで、まず商用電源ＶINが上昇し、＋ＶT(｜
ＶT｜＜｜Ｖm｜)となった時点をＴ0とする。次に＋Ｖm
をピークに下降して再び＋ＶTとなった時点をＴ1、さら
に下降して極性が変わり−ＶTとなった時点をＴ2、−Ｖ
mをピークに上昇を始め、再び＋ＶTとなった時点を
Ｔ3、そしてさらに上昇して再び＋ＶTとなった時点をＴ
4とする。なお、ＶTは電圧検出回路１が制御回路２にオ
ン／オフ信号を送るときの基準(スレッシュホールドレ
ベル）として設定した電圧である。
最大電圧Ｖmが約141Ｖの交流電源であることは言うまで
もない。そこで、まず商用電源ＶINが上昇し、＋ＶT(｜
ＶT｜＜｜Ｖm｜)となった時点をＴ0とする。次に＋Ｖm
をピークに下降して再び＋ＶTとなった時点をＴ1、さら
に下降して極性が変わり−ＶTとなった時点をＴ2、−Ｖ
mをピークに上昇を始め、再び＋ＶTとなった時点を
Ｔ3、そしてさらに上昇して再び＋ＶTとなった時点をＴ
4とする。なお、ＶTは電圧検出回路１が制御回路２にオ
ン／オフ信号を送るときの基準(スレッシュホールドレ
ベル）として設定した電圧である。
【００１８】Ｔ０，Ｔ1間は、電圧検出回路１がオフで
あるため、トランジスタＱがオフになり、ブリッジ回路
ＢＲで全波整流された入力電流ＩINは、コンデンサＣに
向かう電流Ｉ1と負荷Ｒに向かう電流Ｉ3とに分岐する。
前記コンデンサＣはダイオードＤを通じて充電され、入
力電圧がピーク値のときコンデンサＣへの充電が完了す
る。さらにコンデンサＣが充電されている間、負荷Ｒへ
の電源供給はコンデンサＣがオープンの状態で行われ
る。このように、Ｔ0，Ｔ1間の全電流は入力電流ＩINよ
り供給される。
あるため、トランジスタＱがオフになり、ブリッジ回路
ＢＲで全波整流された入力電流ＩINは、コンデンサＣに
向かう電流Ｉ1と負荷Ｒに向かう電流Ｉ3とに分岐する。
前記コンデンサＣはダイオードＤを通じて充電され、入
力電圧がピーク値のときコンデンサＣへの充電が完了す
る。さらにコンデンサＣが充電されている間、負荷Ｒへ
の電源供給はコンデンサＣがオープンの状態で行われ
る。このように、Ｔ0，Ｔ1間の全電流は入力電流ＩINよ
り供給される。
【００１９】Ｔ0，Ｔ1間におけるＩIN，Ｉ1，Ｉ3の波形
を調べると、図２に示すようにＩ1は商用電源ＶINが最
大値のときに発生するパルス型となっている。Ｉ3は下
に凸型の波形となる。さらにＩINはＩ1とＩ3とを畳重し
た波形となっている。
を調べると、図２に示すようにＩ1は商用電源ＶINが最
大値のときに発生するパルス型となっている。Ｉ3は下
に凸型の波形となる。さらにＩINはＩ1とＩ3とを畳重し
た波形となっている。
【００２０】Ｔ1，Ｔ2間は、電圧検出回路１がオンであ
るため、トランジスタＱがオンになる。このとき、トラ
ンジスタＱをオンにする時点のＶINは＋ＶTであり、こ
の＋ＶTはコンデンサＣの充電電圧より低いため、コン
デンサＣの放電が開始する。そして、コンデンサＣの放
電によりコンデンサＣの電荷が負荷Ｒに供給され、その
ため負荷Ｒに対して電流ＩINに替わって電流Ｉ2が流れ
る。この間、入力電流は流れない。このように、Ｔ1，
Ｔ2間における負荷への電力供給は、すべてコンデンサ
Ｃのエネルギー放出によってなされる。
るため、トランジスタＱがオンになる。このとき、トラ
ンジスタＱをオンにする時点のＶINは＋ＶTであり、こ
の＋ＶTはコンデンサＣの充電電圧より低いため、コン
デンサＣの放電が開始する。そして、コンデンサＣの放
電によりコンデンサＣの電荷が負荷Ｒに供給され、その
ため負荷Ｒに対して電流ＩINに替わって電流Ｉ2が流れ
る。この間、入力電流は流れない。このように、Ｔ1，
Ｔ2間における負荷への電力供給は、すべてコンデンサ
Ｃのエネルギー放出によってなされる。
【００２１】Ｔ1，Ｔ2間におけるＩIN，Ｉ2，Ｉ3の波形
を調べると、図２に示すように電流ＩINは流れない。ま
た、Ｉ2は直線的な波形となる。
を調べると、図２に示すように電流ＩINは流れない。ま
た、Ｉ2は直線的な波形となる。
【００２２】なお、Ｔ2，Ｔ3間の動作および波形は、電
流ＩINの極性が反転する以外、Ｔ0，Ｔ1間に等しい。さ
らにＴ3，Ｔ4間の動作および波形はＴ1，Ｔ2間に等し
い。
流ＩINの極性が反転する以外、Ｔ0，Ｔ1間に等しい。さ
らにＴ3，Ｔ4間の動作および波形はＴ1，Ｔ2間に等し
い。
【００２３】また、前記回路による出力電圧ＶOUTは、
図２に示すようにＴ0，Ｔ1間における商用電源ＶINの波
形と、Ｔ1，Ｔ2間における＋ＶT以上の直線的な波形と
が連なった波形となっている。
図２に示すようにＴ0，Ｔ1間における商用電源ＶINの波
形と、Ｔ1，Ｔ2間における＋ＶT以上の直線的な波形と
が連なった波形となっている。
【００２４】図３は図１に示す基本回路を具現化した回
路を示す回路図である。
路を示す回路図である。
【００２５】図１に示す素子において、コンデンサＣに
は容量500μFのコンデンサ、負荷Ｒには100Ｗの定電力
負荷、トランジスタＱにはＭＯＳ型ＦＥＴＱ3、ダイオ
ードＤには前記ＭＯＳ型ＦＥＴに内蔵されたＢＯＤＹダ
イオードが図３に示す回路において該当する。
は容量500μFのコンデンサ、負荷Ｒには100Ｗの定電力
負荷、トランジスタＱにはＭＯＳ型ＦＥＴＱ3、ダイオ
ードＤには前記ＭＯＳ型ＦＥＴに内蔵されたＢＯＤＹダ
イオードが図３に示す回路において該当する。
【００２６】次に、電圧検出回路１について説明する。
【００２７】商用電源ＶINとブリッジ回路ＢＲとの接続
端子Ａ，Ｂに対し、それぞれダイオードＤ1，Ｄ2の正端
子が接続され、さらにこのダイオードＤ1の負端子とダ
イオードＤ2の負端子とが連結されている。また、ダイ
オードＤ1(Ｄ2)の負端子には、抵抗Ｒ1(＝98kΩ)が接続
され、この抵抗Ｒ1に対し直列に抵抗Ｒ2(＝２kΩ)が接
続されて、接地されている。さらにまた、抵抗Ｒ1と抵
抗Ｒ2間の端子がオペアンプＯＰの負入力端子に接続さ
れている。
端子Ａ，Ｂに対し、それぞれダイオードＤ1，Ｄ2の正端
子が接続され、さらにこのダイオードＤ1の負端子とダ
イオードＤ2の負端子とが連結されている。また、ダイ
オードＤ1(Ｄ2)の負端子には、抵抗Ｒ1(＝98kΩ)が接続
され、この抵抗Ｒ1に対し直列に抵抗Ｒ2(＝２kΩ)が接
続されて、接地されている。さらにまた、抵抗Ｒ1と抵
抗Ｒ2間の端子がオペアンプＯＰの負入力端子に接続さ
れている。
【００２８】このオペアンプＯＰに対して、オペアンプ
ＯＰ用の電源ＶCCとして外部より直流20Ｖの電源が設け
られている。この電源ＶCCに対して抵抗Ｒ3(＝18.4kΩ)
が接続されており、このＲ3に対して直列にＲ4(＝1.6k
Ω)が接続され、接地されている。また抵抗Ｒ3と抵抗Ｒ
4間の端子がオペアンプＯＰの正入力端子に接続されて
いる。
ＯＰ用の電源ＶCCとして外部より直流20Ｖの電源が設け
られている。この電源ＶCCに対して抵抗Ｒ3(＝18.4kΩ)
が接続されており、このＲ3に対して直列にＲ4(＝1.6k
Ω)が接続され、接地されている。また抵抗Ｒ3と抵抗Ｒ
4間の端子がオペアンプＯＰの正入力端子に接続されて
いる。
【００２９】このように電圧検出回路１は構成されてお
り、この電圧検出回路１により商用電源ＶINが検出さ
れ、80Ｖをスレッシュホールドとして商用電源ＶINが80
Ｖ以上であるときに、オペアンプＯＰより検出信号が出
力される。
り、この電圧検出回路１により商用電源ＶINが検出さ
れ、80Ｖをスレッシュホールドとして商用電源ＶINが80
Ｖ以上であるときに、オペアンプＯＰより検出信号が出
力される。
【００３０】次に、制御回路２について説明する。
【００３１】オペアンプＯＰの出力端子に抵抗Ｒ5(＝10
0Ω)が接続され、この抵抗Ｒ5に直列にツェナーダイオ
ードＴＤ1(＝3.3Ｖ)の負端子が接続され、正端子はＮＰ
ＮトランジスタＱ1のベースに接続されている。また、
このトランジスタＱ1のエミッタは接地されており、コ
レクタには抵抗Ｒ6(＝47kΩ)，Ｒ7(＝10kΩ)が直列に接
続され、Ｒ7側の端子がブリッジ回路ＢＲの出力端子に
接続されている。なお、トランジスタＱ1のベースとツ
ェナーダイオードＴＤ1との間には抵抗Ｒ8(＝１kΩ)が
接続されており、さらに接地されている。
0Ω)が接続され、この抵抗Ｒ5に直列にツェナーダイオ
ードＴＤ1(＝3.3Ｖ)の負端子が接続され、正端子はＮＰ
ＮトランジスタＱ1のベースに接続されている。また、
このトランジスタＱ1のエミッタは接地されており、コ
レクタには抵抗Ｒ6(＝47kΩ)，Ｒ7(＝10kΩ)が直列に接
続され、Ｒ7側の端子がブリッジ回路ＢＲの出力端子に
接続されている。なお、トランジスタＱ1のベースとツ
ェナーダイオードＴＤ1との間には抵抗Ｒ8(＝１kΩ)が
接続されており、さらに接地されている。
【００３２】抵抗Ｒ6，Ｒ7間の端子には、ＰＮＰトラン
ジスタＱ2のベースが接続されている。このトランジス
タＱ2のエミッタにはブリッジ回路ＢＲの出力端子が接
続されており、コレクタには抵抗Ｒ9(＝47kΩ)が接続さ
れ、さらにこの抵抗Ｒ9はＭＯＳ型ＦＥＴＱ3のゲートに
接続されている。またＭＯＳ型ＦＥＴＱ3のゲートとソ
ース間にはツェナーダイオードＴＤ2(＝20Ｖ)と抵抗Ｒ
10(＝10kΩ)が並列に接続されている。なお、ツェナー
ダイオードＴＤ2の負端子はゲート側に接続されてい
る。
ジスタＱ2のベースが接続されている。このトランジス
タＱ2のエミッタにはブリッジ回路ＢＲの出力端子が接
続されており、コレクタには抵抗Ｒ9(＝47kΩ)が接続さ
れ、さらにこの抵抗Ｒ9はＭＯＳ型ＦＥＴＱ3のゲートに
接続されている。またＭＯＳ型ＦＥＴＱ3のゲートとソ
ース間にはツェナーダイオードＴＤ2(＝20Ｖ)と抵抗Ｒ
10(＝10kΩ)が並列に接続されている。なお、ツェナー
ダイオードＴＤ2の負端子はゲート側に接続されてい
る。
【００３３】このように制御回路２が構成されており、
この制御回路２により電圧検出回路１のオン／オフ動作
に従ってＭＯＳ型ＦＥＴＱ3をオン／オフさせる。
この制御回路２により電圧検出回路１のオン／オフ動作
に従ってＭＯＳ型ＦＥＴＱ3をオン／オフさせる。
【００３４】なお、ＭＯＳ型ＦＥＴＱ3のソースはコン
デンサＣの負端子に接続されており、ドレインは接地さ
れている。
デンサＣの負端子に接続されており、ドレインは接地さ
れている。
【００３５】図４は、図３に示す回路の出力電圧ＶOUT
および入力電流ＩINの波形を示す波形図である。また、
図５は高調波抑制の手段を行っていないコンデンサイン
プット整流回路の出力電圧ＶOUTおよび入力電流ＩINの
波形を示す波形図である。
および入力電流ＩINの波形を示す波形図である。また、
図５は高調波抑制の手段を行っていないコンデンサイン
プット整流回路の出力電圧ＶOUTおよび入力電流ＩINの
波形を示す波形図である。
【００３６】図４に示す本実施例の回路による入力電流
ＩＩＮの波形と、図５に示す未対策回路とを比較する
と、本実施例の回路の入力電流ＩＩＮの方の導通角θが
大きい。また、本実施例の回路の入力電流ＩＩＮのピー
ク電流の方が低くなることが言える。
ＩＩＮの波形と、図５に示す未対策回路とを比較する
と、本実施例の回路の入力電流ＩＩＮの方の導通角θが
大きい。また、本実施例の回路の入力電流ＩＩＮのピー
ク電流の方が低くなることが言える。
【００３７】したがって、本実施例の回路によれば、導
通角θを大きくとることが可能なために、高周波を低減
することが可能となる。
通角θを大きくとることが可能なために、高周波を低減
することが可能となる。
【００３８】また、電圧検出回路１には種々の方式が考
えられる。そこで、単純に一定電圧をスライスする方式
とした場合、スレッシュホールド電圧の設定だけで前記
導通角θを変化させることが可能になり、各機器に対応
した設計が容易になる。一般にコンバータはＤＣ80Ｖ以
上の動作範囲を有しており、本実施例のようにスレッシ
ュホールドレベルを80Ｖに設定すると、導通角θは(数
１)の式によりθ＝110°が得られる。
えられる。そこで、単純に一定電圧をスライスする方式
とした場合、スレッシュホールド電圧の設定だけで前記
導通角θを変化させることが可能になり、各機器に対応
した設計が容易になる。一般にコンバータはＤＣ80Ｖ以
上の動作範囲を有しており、本実施例のようにスレッシ
ュホールドレベルを80Ｖに設定すると、導通角θは(数
１)の式によりθ＝110°が得られる。
【００３９】
【数１】
【００４０】このように、110度分がコンデンサＣを介
さず、商用電源ＶINから直接的に負荷Ｒへ電力を供給す
るために、コンデンサＣのリップル電流量を小さく抑え
ることができ、現状回路以上の高い信頼性が期待でき
る。
さず、商用電源ＶINから直接的に負荷Ｒへ電力を供給す
るために、コンデンサＣのリップル電流量を小さく抑え
ることができ、現状回路以上の高い信頼性が期待でき
る。
【００４１】また、コンデンサＣの放電開始時は、現状
方式では90°からであることに対し、本実施例では、90
°＋(110°／２)＝145°となり、180°−145°＝55°の
時間、すなわち20ms×55°／360°＝３msの余裕が生ま
れる。そこで、放電開始時の規格が10msだとすると、コ
ンデンサＣにおける30％容量低減が可能となる。そのた
め、本実施例はリップル電流の低減と相俟って、コンデ
ンサＣの大幅な小型化，ローコスト化が可能となる。
方式では90°からであることに対し、本実施例では、90
°＋(110°／２)＝145°となり、180°−145°＝55°の
時間、すなわち20ms×55°／360°＝３msの余裕が生ま
れる。そこで、放電開始時の規格が10msだとすると、コ
ンデンサＣにおける30％容量低減が可能となる。そのた
め、本実施例はリップル電流の低減と相俟って、コンデ
ンサＣの大幅な小型化，ローコスト化が可能となる。
【００４２】なお、図３に示すオペアンプＯＰはコンパ
レータであってもよいが、出力電圧ＶOUTの波形のスム
ージング(図６参照)を実現するには、リニアリティのあ
るオペアンプの方が有利である。
レータであってもよいが、出力電圧ＶOUTの波形のスム
ージング(図６参照)を実現するには、リニアリティのあ
るオペアンプの方が有利である。
【００４３】また、本実施例では、スイッチング手段と
して、ＮＰＮトランジスタまたはＭＯＳ型ＦＥＴを採用
したが、それ以外でも、例えばＰＮＰトランジスタやリ
レー等のスイッチング素子を採用してもよい。
して、ＮＰＮトランジスタまたはＭＯＳ型ＦＥＴを採用
したが、それ以外でも、例えばＰＮＰトランジスタやリ
レー等のスイッチング素子を採用してもよい。
【００４４】
【発明の効果】以上、説明したとおりに構成された本発
明によれば、入力電流の導通角を増大させることによ
り、高調波電流を低減することができる。また、入力電
流の実効値を小さくすることができるため、力率を改善
することができる。さらに入力電流が導通角時にあると
きは、負荷へのエネルギーが直接入力電圧から供給され
るために、入力コンデンサにて負担するエネルギー量を
低減することができる。またそれによって、入力コンデ
ンサの容量とコンデンサのリップル電流を低減すること
ができ、その分コストダウンが図れる。また、一定電圧
の値を設定するだけで、導通角を変化させることが可能
になり、各機器に応じた設計が容易になる。
明によれば、入力電流の導通角を増大させることによ
り、高調波電流を低減することができる。また、入力電
流の実効値を小さくすることができるため、力率を改善
することができる。さらに入力電流が導通角時にあると
きは、負荷へのエネルギーが直接入力電圧から供給され
るために、入力コンデンサにて負担するエネルギー量を
低減することができる。またそれによって、入力コンデ
ンサの容量とコンデンサのリップル電流を低減すること
ができ、その分コストダウンが図れる。また、一定電圧
の値を設定するだけで、導通角を変化させることが可能
になり、各機器に応じた設計が容易になる。
【００４５】さらにスイッチング手段をＭＯＳ型ＦＥＴ
としたことで、ＭＯＳ型ＦＥＴの持つ内蔵ダイオードを
コンデンサの電流カット用素子として活用できるように
なり、部品点数の低減が図れる。
としたことで、ＭＯＳ型ＦＥＴの持つ内蔵ダイオードを
コンデンサの電流カット用素子として活用できるように
なり、部品点数の低減が図れる。
【図１】本発明の実施例の基本回路構成を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１の回路を動作させたときの波形を示すタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図３】図１に示す基本回路を具現化した回路を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図３に示す回路の出力電圧ＶOUTおよび入力電
流ＩINの波形図である。
流ＩINの波形図である。
【図５】高調波抑制の手段を行っていないコンデンサイ
ンプット整流回路の出力電圧ＶOUTおよび入力電流ＩIN
の波形を示す波形図である。
ンプット整流回路の出力電圧ＶOUTおよび入力電流ＩIN
の波形を示す波形図である。
【図６】出力電圧ＶOUTの波形のスムージング前後を示
す説明図である。
す説明図である。
【図７】コンデンサインプット整流回路の一例を示す回
路図である。
路図である。
【図８】図７に示す回路における入力電圧ＶINおよび入
力電流ＩINの波形図である。
力電流ＩINの波形図である。
【図９】アクティブフィルタ方式を採用したコンバータ
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
１…電圧検出回路、 ２…制御回路、 Ｑ，Ｑ1…ＮＰ
Ｎトランジスタ、 Ｑ2…ＰＮＰトランジスタ、 Ｑ3…
ＭＯＳ型ＦＥＴ、 Ｃ…コンデンサ、 ＶIN…商用電
源、 ＶOUT…出力電圧、 ＩIN…入力電流、 Ｒ…負
荷。
Ｎトランジスタ、 Ｑ2…ＰＮＰトランジスタ、 Ｑ3…
ＭＯＳ型ＦＥＴ、 Ｃ…コンデンサ、 ＶIN…商用電
源、 ＶOUT…出力電圧、 ＩIN…入力電流、 Ｒ…負
荷。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/06 H02M 1/15 H02M 3/07 H02M 7/21
Claims (2)
- 【請求項１】 商用電源のコンデンサインプット整流回
路におけるコンデンサの充電，放電を切り換えるスイッ
チング手段と、商用電源の正弦波電圧を検出し、一定電
圧以下のときに信号を発生する電圧検出回路と、この電
圧検出回路から信号を受けないときに前記スイッチング
手段をオフにしてコンデンサを充電させて商用電源から
の電力を負荷に供給し、前記電圧検出回路から信号を受
けたときには前記スイッチング手段をオンにしてコンデ
ンサに充電された電荷を放電させ、負荷に供給する電力
を商用電源からコンデンサの放電による電力に切り換え
る制御回路とを備えたことを特徴とする電源高調波電流
の抑制手段。 - 【請求項２】 スイッチング手段をＭＯＳ型ＦＥＴとし
たことを特徴とする請求項１記載の電源高調波電流の抑
制手段。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02683094A JP3263225B2 (ja) | 1994-02-24 | 1994-02-24 | 電源高調波電流の抑制手段 |
| DE19506587A DE19506587C2 (de) | 1994-02-24 | 1995-02-24 | Anordnung zum Unterdrücken der höheren Oberschwingungen des Stroms einer Energiequelle |
| US08/802,791 US5712774A (en) | 1994-02-24 | 1997-02-18 | Device for suppressing higher harmonic current of power source |
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|---|---|---|---|
| JP02683094A JP3263225B2 (ja) | 1994-02-24 | 1994-02-24 | 電源高調波電流の抑制手段 |
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|---|---|
| JPH07241078A JPH07241078A (ja) | 1995-09-12 |
| JP3263225B2 true JP3263225B2 (ja) | 2002-03-04 |
Family
ID=12204195
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|---|---|---|---|
| JP02683094A Expired - Fee Related JP3263225B2 (ja) | 1994-02-24 | 1994-02-24 | 電源高調波電流の抑制手段 |
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| FR2734102B1 (fr) * | 1995-05-09 | 1997-07-25 | Sgs Thomson Microelectronics | Amelioration du facteur de puissance d'une alimentation redressee |
| AT406433B (de) * | 1997-02-10 | 2000-05-25 | Johann W Kolar | Getakteter gleichspannungs-gleichspannungswandler mit geringer welligkeit des eingangs- oder ausgangsstromes |
| AT406621B (de) * | 1998-05-29 | 2000-07-25 | Fronius Schweissmasch | Spannungsumschaltvorrichtung |
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| WO2002056452A2 (en) * | 2001-01-10 | 2002-07-18 | Iwatt Corporation | Phase-controlled ac-dc power converter |
| US6448748B1 (en) | 2001-03-01 | 2002-09-10 | Teradyne, Inc. | High current and high accuracy linear amplifier |
| EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
| ITTO20020782A1 (it) * | 2002-09-06 | 2004-03-07 | Fiat Ricerche | Convertitore dc-dc. |
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| WO2011027816A1 (ja) * | 2009-09-05 | 2011-03-10 | 加賀コンポーネント株式会社 | 電源回路および発光装置 |
| EP2517341B1 (en) | 2009-12-23 | 2019-06-26 | Marvell World Trade Ltd. | Start-up supply for a switch mode power supply |
| JP6109817B2 (ja) * | 2011-05-16 | 2017-04-05 | マーベル ワールド トレード リミテッド | 高電圧スタートアップ回路を用いたシステムおよび方法 |
| US8742735B2 (en) | 2011-05-16 | 2014-06-03 | Marvell World Trade Ltd. | High-voltage startup circuit |
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| TW201342989A (zh) * | 2012-04-11 | 2013-10-16 | Memchip Technology Co Ltd | 發光二極體驅動電路 |
| CN105075134A (zh) * | 2013-04-12 | 2015-11-18 | 松下知识产权经营株式会社 | 通信终端和通信系统 |
| CN105763078B (zh) * | 2014-12-18 | 2019-07-05 | 台达电子工业股份有限公司 | 开关电源及用于开关电源的母线电容电压控制方法 |
| US10038370B2 (en) * | 2016-09-27 | 2018-07-31 | Fairchild Semiconductor Corporation | Reduction of electrical size of bulk capacitors in mobile power supplies |
| US10797613B1 (en) * | 2019-04-05 | 2020-10-06 | Advanced Energy Industries, Inc. | Power supply system with actively switched bus capacitor |
| CN109889031B (zh) * | 2019-04-11 | 2021-05-11 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
| JP7261909B2 (ja) * | 2019-05-31 | 2023-04-20 | 広東美的制冷設備有限公司 | 運転制御方法、回路、家電機器及びコンピュータ読み取り可能な記憶媒体 |
| CN112019123B (zh) * | 2019-05-31 | 2022-04-26 | 广东美的制冷设备有限公司 | 运行控制方法、装置、电路、家电设备和计算机存储介质 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2226197A1 (de) * | 1972-05-30 | 1973-12-13 | Klaus Renner | Schaltungsanordnung fuer gleichrichter und glaettungskondensator |
| GB1558473A (en) * | 1977-01-26 | 1980-01-03 | Nittan Co Ltd | Power supplies for alarm systems |
| US4710861A (en) * | 1986-06-03 | 1987-12-01 | Martin Kanner | Anti-ripple circuit |
| GB8817684D0 (en) * | 1988-07-25 | 1988-09-01 | Astec Int Ltd | Power factor improvement |
| US4949234A (en) * | 1989-04-17 | 1990-08-14 | Zdzislaw Gulczynski | High efficiency power factor correction circuit |
| US5103388A (en) * | 1990-09-18 | 1992-04-07 | Hewlett-Packard Company | Low harmonic current and fault tolerant power supply |
| US5331534A (en) * | 1991-11-20 | 1994-07-19 | Tokyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
-
1994
- 1994-02-24 JP JP02683094A patent/JP3263225B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-02-24 DE DE19506587A patent/DE19506587C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-02-18 US US08/802,791 patent/US5712774A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5712774A (en) | 1998-01-27 |
| JPH07241078A (ja) | 1995-09-12 |
| DE19506587C2 (de) | 2000-11-02 |
| DE19506587A1 (de) | 1995-08-31 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |