JPH09168281A

JPH09168281A - 直流電源装置

Info

Publication number: JPH09168281A
Application number: JP32531495A
Authority: JP
Inventors: Michio Kikuchi; 理夫菊地
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 1995-12-14
Filing date: 1995-12-14
Publication date: 1997-06-24
Anticipated expiration: 2015-12-14
Also published as: JP3402031B2

Abstract

(57)【要約】【課題】平滑コンデンサの充電電流の高調波成分を減
じて力率を改善し、ヨーロッパの高調波規制等にも対応
できる直流電源装置を提供する。【解決手段】平滑用のコンデンサ５，６を直列関係で
充電するためのダイオード９と、インピーダンス回路で
ある抵抗１３をコンデンサ５，６間に備える。この抵抗
１３により充電電流の最大値を抑え、コンデンサ５，６
の充電電流の高調波成分を減じ、力率を改善することが
できる。また、コンデンサ５，６の放電は、ダイオード
１０，１１を介して並列関係で放電する。直列充電から
並列放電までの間、全波整流電圧がコンデンサ５，６の
両端の電圧よりも高く、この期間を長くして入力電流の
導通角を広げることができる。コンデンサ５，６の放電
時には抵抗１３は作用しないので、抵抗１３での損失を
最小限に抑える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源から直流
負荷に電力を供給する直流電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、電源において発生する高調波電流
が問題になっている。その対策法として、大別して、能
動素子を用いて入力電流を正弦波に近づけるものと、受
動素子を用いて入力電流波形を整形し、力率を上げるも
のがある。このうち前者の方がより高調波を抑制でき
る。しかし、コンバータを２つ必要とし、コストがかか
り、また、大きなサイズとなるなど欠点か多く、出力の
大きな電源以外は後者の受動素子で対応するのが有利で
ある。

【０００３】従来、受動素子を用いて高調波対応する技
術としては、古くから用いられているチョークインプッ
ト方式と、例えば、特開昭５４−１５８６４４号公報な
どに代表される部分平滑方式等がある。

【０００４】図８は、従来のチョークインプット方式の
電源回路の一例を示す回路図である。図中、１は交流電
源、２は整流回路、３は負荷、７，８は出力端子、２１
はコンデンサ、２２はチョークコイルである。ここでチ
ョークコイル２２がないものがいわゆるコンデンサイン
プット型の電源であり、整流回路２の入力端子に交流電
源１が接続され、出力端子７，８の両端にコンデンサ２
１および負荷３が接続されている。このコンデンサ２１
によって整流回路２から出力される全波整流電圧を平滑
化して負荷３に供給する。チョークインプット方式で
は、正極側の出力端子７のコンデンサ２１の前段にチョ
ークコイル２２を挿入する。このチョークコイル２２に
よって、入力電流波形をなまらせることにより力率を改
善することができる。しかし、このチョークインプット
方式では力率約７０％程度であり、例えば約８５％程度
の高い力率は望めない。また、コンデンサ２１の充電時
にはチョークコイル２２に大きな入力電流が流れるた
め、チョークコイル２２が非常に大きくそして重くなる
という欠点がある。

【０００５】一方、部分平滑方式とは、平滑コンデンサ
の両端の電圧を従来のコンデンサインプット型電源より
も低くすることによって、全波整流電圧の方が平滑コン
デンサの両端の電圧よりも高くなる期間を長くして入力
電流の導通角を広げ、力率を改善するというものであ
る。

【０００６】図９は、従来の部分平滑方式の電源回路の
一例を示す回路図である。図中、図８と同様の部分には
同じ符号を付してある。５，６はコンデンサ、９〜１１
はダイオードである。図９に示した例は、特開昭５４−
１５８６４４号公報に第７図として掲載されている回路
である。整流回路２の出力端子７，８に、コンデンサ５
および６をダイオード９を挟んで直列に接続するととも
に、ダイオード１０をダイオード９およびコンデンサ６
と並列に接続し、また、ダイオード１１をコンデンサ５
およびダイオード９と並列に接続している。この回路で
は、充電時にはダイオード９を介して２個の平滑コンデ
ンサ５，６が直列関係となって充電される。また、放電
時はコンデンサ５とダイオード１０、ダイオード１１と
コンデンサ６が並列関係となって放電される。このと
き、コンデンサ５，６の両端の電圧は、従来のコンデン
サインプット型の電源の場合の半分となる。そのため、
整流回路２から出力される全波整流電圧が１／２となる
まで入力電流が流れ、導通角を広げることができる。

【０００７】図１０は、従来の部分平滑方式の電源回路
の別の例を示す回路図である。図中、図８、図９と同様
の部分には同じ符号を付してある。３１は変圧器、３２
は第２の整流回路、３３はダイオードである。図１０に
示した回路は部分平滑方式の類似回路であり、特開昭５
９−８１８９９号公報の第６図に記載されているもので
ある。この回路では、整流回路２の出力端子７，８の両
端にダイオード３３およびコンデンサ２１を接続してい
る。また、変圧器３１で電圧を降下させて第２の請求回
路３２で全波整流し、コンデンサ２１の両端に与えてい
る。このような回路によれば、コンデンサ２１の充電は
変圧器３１で降圧し整流回路３２で整流した全波整流電
圧によって行なわれ、放電は、整流回路２の全波整流電
圧が整流回路３２のピーク電圧を下回った後にダイオー
ド３３を介して行なわれる。そのため、整流回路２から
出力される全波整流電圧が、整流回路３２のピーク電圧
を下回るまで入力電流が流れるため、入力電流の導通角
を広げることができる。この回路では、変圧器３１によ
って、コンデンサ２１の電位を任意に設定することがで
きる。

【０００８】このような従来の部分平滑方式では、チョ
ークインプット方式より導通角を広げることができる。
しかし、この部分平滑方式でも、コンデンサ５，６の充
電時にはコンデンサインプット型の電源と同様な電流波
形が観測される。そのため、コンデンサの充電電流が多
くの高調波成分を含んでおり、力率は期待するほどには
向上しない。また、これらの部分平滑方式の電源回路
は、この高調波成分のために、例えば、国際規格である
ＩＥＣ１０００−３−２やヨーロッパ規格であるＥＮ１
０００−３−２といった高調波規制に対応できないとい
った問題もある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、平滑用のコンデンサの充電
電流の高調波成分を減じて力率を改善し、例えば、上述
の国際規格やヨーロッパ規格等における高調波規制にも
対応できる直流電源装置を提供することを目的とするも
のである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、交流電源から入力される交流入力電圧を整流して整
流電圧を出力する整流回路と、この整流回路の整流電圧
を平滑して負荷に出力する平滑回路を備えた直流電源装
置において、前記平滑回路は、第１の平滑コンデンサと
充電用回路と第２の平滑コンデンサをこの順に直列接続
した回路を前記整流回路の出力端子間に接続するととも
に、前記充電用回路と前記第２の平滑コンデンサに並列
に接続され前記第１の平滑コンデンサを放電するための
第１の放電用ダイオードと、前記第１の平滑コンデンサ
と前記充電用回路に並列に接続され前記第２の平滑コン
デンサを放電するための第２の放電用ダイオードを有
し、前記充電用回路は、前記整流回路からの整流電圧に
より第１の平滑コンデンサおよび第２の平滑コンデンサ
を直列関係で充電するための充電用ダイオードと、充電
電流の最大値を抑えるインピーダンス回路を備えている
ことを特徴とするものである。

【００１１】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の直流電源装置において、前記インピーダンス回路はイ
ンダクタンス素子を含むことを特徴とするものである。

【００１２】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
の直流電源装置において、さらに、前記負荷に流れる負
荷電流を検出する負荷電流検出回路を設け、前記インピ
ーダンス回路は前記付加電流検出回路で検出された負荷
電流に応じてインピーダンスを変化させることを特徴と
するものである。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の直流電源装置の
第１の実施の形態を示す回路構成図である。図中、１は
交流電源、２は整流回路、３は負荷、４は平滑回路、
５，６はコンデンサ、７，８は出力端子、９〜１１はダ
イオード、１２は充電用回路、１３は抵抗である。整流
回路２は、交流電源１から入力される交流入力電圧を全
波整流して全波整流電圧Ｖ_INを出力する。平滑回路４
は、整流回路２から出力される全波整流電圧Ｖ_INを平滑
して負荷３に出力電圧Ｖ_DCを出力する。

【００１４】平滑回路４は、平滑用のコンデンサ５，６
と、充電用回路１２と、ダイオード１０，１１により構
成されている。コンデンサ５、充電用回路１２、コンデ
ンサ６はこの順で直列に接続され、整流回路２の出力端
子７，８に接続されている。ダイオード１０は充電用回
路１２およびコンデンサ６と並列に接続されており、コ
ンデンサ５の放電時に導通する。また、ダイオード１１
はコンデンサ５および充電用回路１２と並列に接続され
ており、コンデンサ６の放電時に導通する。充電用回路
１２は、ダイオード９と、インピーダンス回路として抵
抗１３が直列に接続されている。ダイオード９は、コン
デンサ５，６の充電時に導通する。なお、抵抗１３はダ
イオード９のどちら側に配置してもよい。

【００１５】また、抵抗１３は、充電時の電流を抑制す
るように作用するため、ＡＣ投入時の突入電流を抑える
効果も有している。このことにより、一般的にコンデン
サインプット型の電源に見られるトライアックを用いた
突入電流制限回路は不要になり、これに伴いトライアッ
ク導通時のいわゆる二次突入電流もなくなる。

【００１６】次に、上述の本発明の直流電源装置の第１
の実施の形態における動作の一例を説明する。図２は、
本発明の直流電源装置の第１の実施の形態における充電
電流の説明図、図３は、同じく放電電流の説明図、図４
は、同じく各部の電圧および入力電流の波形図である。
図４において、（ａ）は全波整流電圧Ｖ_INの電圧波形、
（ｂ）はコンデンサ５，６の端子間電圧波形、（ｃ）は
コンデンサ５，６の端子間電圧の和の波形、（ｄ）は出
力電圧ＶＤ_CVの電圧波形、（ｅ）は入力電流波形をそれ
ぞれ示している。また、Ａはコンデンサ５，６の放電期
間を、Ｂは平滑回路４が機能しない期間を、Ｃはコンデ
ンサ５，６の充電期間を示している。

【００１７】まず、コンデンサ５，６の充電時には、図
２に矢印で示すように、コンデンサ５、抵抗１３、ダイ
オード９、コンデンサ６の直列回路によって充電が行な
われる。そのため、各コンデンサ５，６は、従来のコン
デンサインプット型の電源の場合のコンデンサの充電電
圧の半分の電圧で充電される。このコンデンサ５，６の
端子間電圧を図４（ｂ）に示している。破線で示した図
４（ｃ）はコンデンサ５，６の端子間電圧の和であり、
従来のコンデンサインプット型電源で平滑コンデンサに
充電される電圧に相当する。

【００１８】コンデンサ５，６は充電時には直列関係に
あるので、全波整流電圧Ｖ_INがコンデンサ５，６の端子
間電圧の和を上回る間、充電が行なわれる。図４ではこ
の期間を期間Ｃとして示している。充電とともに各コン
デンサ５，６の端子間電圧は上昇し、コンデンサ５，６
の端子間電圧の和は全波整流電圧Ｖ_INとなる。この期間
Ｃの出力電圧Ｖ_DCも全波整流電圧Ｖ_INである。

【００１９】この期間Ｃにおいては、コンデンサ５，６
の充電のために大きな入力電流が流れ、図４（ｅ）の期
間Ｃに示すような波形となる。しかし、充電電流の最大
値は抵抗１３によって抑えられるので、従来のように急
峻な大電流が流れることはなく、高周波の発生を抑制す
ることができる。なお、この充電電流のピーク値は抵抗
１３の定数によって制御することができる。

【００２０】さて、時間が経過して全波整流電圧Ｖ_INが
コンデンサ５，６の端子間電圧の和よりも低くなると、
当然コンデンサ５，６には充電されなくなる。このと
き、従来のコンデンサインプット型の電源では、コンデ
ンサから負荷３にエネルギーを供給するが、本発明では
図３に示すようにコンデンサ５およびダイオード１０の
直列回路と、ダイオード１１とコンデンサ６の直列回路
が並列に接続された回路で放電が行なわれる。そのた
め、図４（ｂ）に示すコンデンサ５，６の端子間電圧よ
りも全波整流電圧Ｖ_INが高い期間は、入力電流によって
負荷３にエネルギーが供給される。この期間が図４に示
す期間Ｂである。この区間Ｂにおける出力電圧Ｖ_DCは全
波整流電圧Ｖ_INである。また、入力電流の波形は負荷の
状態によって異なるが、定電力負荷の場合は出力電圧Ｖ
_DCとの積が一定になるから、図４（ｅ）に示すような波
形になる。

【００２１】さらに全波整流電圧Ｖ_INが低下してコンデ
ンサ５，６の端子間電圧よりも低くなると、コンデンサ
５，６が放電を開始し、負荷３にエネルギーを供給す
る。上述のように、図３に示すようなコンデンサ５，６
の並列関係によって放電が行なわれる。このときは、抵
抗１３を介さずに放電が行なわれるので、放電時の損失
は少ない。このコンデンサ５，６が放電を行なう期間が
図４に示した期間Ａである。この期間Ａの出力電圧Ｖ_DC
はコンデンサ５，６の端子間電圧となる。また、当然こ
の期間Ａにおける入力電流は０Ａである。コンデンサ
５，６の放電は、全波整流電圧Ｖ_INが各コンデンサ５，
６の端子間電圧を上回るまで行なわれる。

【００２２】以上のように、この実施の形態における出
力電圧Ｖ_DCの波形は、図４（ｄ）に示すように、図４
（ａ）に示した全波整流電圧Ｖ_INと図４（ｂ）に示した
コンデンサ５，６の端子間電圧の高い方をトレースした
ものとなる。また、入力電流の波形は、負荷３が定電力
負荷の場合は図４（ｅ）に示した入力電流波形となる。
従来のコンデンサインプット型の電源では、入力電源は
図４（ｅ）における期間Ｃしか流れないから、それと比
べれば本実施の形態での入力電流の導通角は広がってお
り、なおかつ期間Ｃでの入力電流のピークも抵抗１３が
抑えるため、高周波成分が減少し、力率が格段に改善さ
れることがわかる。

【００２３】図５は、本発明の直流電源装置の第１の実
施の形態において抵抗１３の定数を変化させたときの力
率の負荷特性を示すグラフてある。図５に示したグラフ
の測定に用いた直流電源装置は、フォワードタイプで出
力２４．５Ｖである。図５において、○は抵抗１３が０
Ωの時のグラフを示し、□は抵抗１３が２２Ω、△は抵
抗１３が３３Ωのときのグラフを示している。図５から
わかるように、抵抗１３が０Ω、すなわち抵抗１３のな
い従来の電源回路に比べ、抵抗１３を挿入した第１の実
施の形態で示した直流電源装置の方が、力率が格段によ
くなっている。図５に示した抵抗１３が２２Ω、３３Ω
の例では、出力電流が１〜１．５Ａ以上で８５％以上の
力率が得られている。

【００２４】図６は、本発明の直流電源装置の第２の実
施の形態を示す回路構成図である。図中、図１と同様の
部分には同じ符号を付して説明を省略する。１４はチョ
ークコイルである。この第２の実施の形態では、充電用
回路１２内にチョークコイル１４を直列に挿入してい
る。このチョークコイル１４によって、コンデンサ５，
６の充電時、すなわち図２における期間Ｃにおいて、コ
ンデンサ５，６の充電電流波形をならませて充電電流の
導通角を広げている。従来のチョークインプット型の電
源と異なり、入力電流全てがインダクタンス素子に流れ
るわけではなく、コンデンサ５，６の充電電流しか流れ
ないため、従来のチョークインプット方式で用いていた
チョークよりも巻線径を小さくすることができ、チョー
クの小型化あるいは同一形状で高いリアクタンスを期待
できる。なお、充電用回路１２内のダイオード９、抵抗
１３、チョークコイル１４の並び順は任意である。

【００２５】図７は、本発明の直流電源装置の第３の実
施の形態を示す回路構成図である。図中、図１と同様の
部分には同じ符号を付して説明を省略する。１５は可変
インピーダンス回路、１６は負荷電流検出回路である。
上述の第１の実施の形態においては、図５に示すよう
に、負荷が大きくなり出力電流が大きくなるにつれて力
率がよくなっていることがわかる。一方、直流電源装置
の変換効率は、負荷が大きくなるにつれてコンデンサ
５，６の充電時における抵抗１３での消費電力が増える
から低下する。そこで、この第３の実施の形態では、力
率と効率のバランスをとるために、充電用回路１２内に
可変インピーダンス回路１５を設けた例を示している。
この可変インピーダンス回路１５は、負荷電流検出回路
１６による負荷電流の検出結果に基づき、インピーダン
スを変化させる。例えば、負荷電流が大きいとき、イン
ピーダンスを低下させて電源における変換効率を向上さ
せ、負荷電流が小さいとき、インピーダンスを大きくし
て力率を向上させるように制御することができる。

【００２６】負荷電流検出回路１６における負荷電流の
検出方法は問わないが、例えば、スイッチングを行なっ
ているＦＥＴの電流検出抵抗の両端の電圧などから簡単
に検出できる。もちろん可変インピーダンス回路１５の
インピーダンスの制御は、負荷３側の要求に応じて細か
くも粗くもできる。

【００２７】本発明は、上述の各実施の形態に示した抵
抗やチョークコイル、可変インピーダンス回路、あるい
はこれらの組み合わせの他、充電用回路１２内のインピ
ーダンス回路にどのようなインピーダンス素子を適用し
てもよい。例えば、負荷側の要求に合えば、サーミスタ
などを用いるなどして、負荷電流を検出することなしに
インピーダンスをコントロールできる場合もある。

【００２８】また、上述の各実施の形態では整流回路と
してブリッジ型の全波整流回路を示したが、本発明はこ
れに限らず、中間タップ型の全波整流回路や、半波整流
回路など、種々の整流回路について適用することが可能
である。

【００２９】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、平滑コンデンサの充電時にのみ作用するイン
ピーダンス回路を設けることにより、充電時の入力電流
のピークを抑え、高調波電流を減じて、例えば、国際規
格であるＩＥＣ１０００−３−２やヨーロッパ規格であ
るＥＮ１０００−３−２等による高調波規制に対応可能
な直流電源装置を構成できる。また、充電用回路内のイ
ンピーダンスによってＡＣ投入時の突入電流が抑えられ
ているので、従来の整流回路の前段に設けられていた突
入電流抑制用の回路などを省略することができ、低コス
トの直流電源装置を実現することができる。さらに、平
滑コンデンサの放電を並列関係で行なうことにより、入
力電流の導通角を広げることができるなど、種々の効果
がある。

【００３０】インピーダンス回路としては、抵抗の他、
請求項２に記載の発明のようなインダクタンス素子を用
いることができる。このインダクタンス素子により、２
個の平滑コンデンサの充電電流の導通角を広げることが
でき、また、より高調波電流を減じることができる。こ
こで、このインダクタンス素子には２個の平滑コンデン
サの充電電流しか流れないため、従来のチョークインプ
ット方式で用いていたチョークよりも小型のものでよ
く、あるいは同一形状で高いリアクタンスを期待でき
る。

【００３１】請求項３に記載の直流電源装置によれば、
負荷の状態を検知する回路を設けて、負荷に応じてイン
ピーダンス回路のインピーダンスを変化させることによ
って、力率と変換効率を両立させた直流電源装置を得る
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直流電源装置の第１の実施の形態を
示す回路構成図である。

【図２】本発明の直流電源装置の第１の実施の形態に
おける充電電流の説明図である。

【図３】本発明の直流電源装置の第１の実施の形態に
おける放電電流の説明図である。

【図４】本発明の直流電源装置の第１の実施の形態に
おける各部の電圧および入力電流の波形図である。

【図５】本発明の直流電源装置の第１の実施の形態に
おいて抵抗１３の定数を変化させたときの力率の負荷特
性を示すグラフてある。

【図６】本発明の直流電源装置の第２の実施の形態を
示す回路構成図である。

【図７】本発明の直流電源装置の第３の実施の形態を
示す回路構成図である。

【図８】従来のチョークインプット方式の電源回路の
一例を示す回路図である。

【図９】従来の部分平滑方式の電源回路の一例を示す
回路図である。

【図１０】従来の部分平滑方式の電源回路の別の例を
示す回路図である。

【符号の説明】

１…交流電源、２…整流回路、３…負荷、４…平滑回
路、５，６…コンデンサ、７，８…出力端子、９〜１１
…ダイオード、１２…充電用回路、１３…抵抗、１４…
チョークコイル、１５…可変インピーダンス回路、１６
…負荷電流検出回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源から入力される交流入力電圧を
整流して整流電圧を出力する整流回路と、この整流回路
の整流電圧を平滑して負荷に出力する平滑回路を備えた
直流電源装置において、前記平滑回路は、第１の平滑コ
ンデンサと充電用回路と第２の平滑コンデンサをこの順
に直列接続した回路を前記整流回路の出力端子間に接続
するとともに、前記充電用回路と前記第２の平滑コンデ
ンサに並列に接続され前記第１の平滑コンデンサを放電
するための第１の放電用ダイオードと、前記第１の平滑
コンデンサと前記充電用回路に並列に接続され前記第２
の平滑コンデンサを放電するための第２の放電用ダイオ
ードを有し、前記充電用回路は、前記整流回路からの整
流電圧により第１の平滑コンデンサおよび第２の平滑コ
ンデンサを直列関係で充電するための充電用ダイオード
と、充電電流の最大値を抑えるインピーダンス回路を備
えていることを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】前記インピーダンス回路はインダクタン
ス素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の直流電
源装置。
【請求項３】さらに、前記負荷に流れる負荷電流を検
出する負荷電流検出回路を設け、前記インピーダンス回
路は前記付加電流検出回路で検出された負荷電流に応じ
てインピーダンスを変化させることを特徴とする請求項
１に記載の直流電源装置。