JPH0570392B2 - - Google Patents
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- JPH0570392B2 JPH0570392B2 JP58055688A JP5568883A JPH0570392B2 JP H0570392 B2 JPH0570392 B2 JP H0570392B2 JP 58055688 A JP58055688 A JP 58055688A JP 5568883 A JP5568883 A JP 5568883A JP H0570392 B2 JPH0570392 B2 JP H0570392B2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 30
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 25
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明はトランジスタを用いたインバータ装置
に関するものである。
に関するものである。
従来、この種のインバータ装置として第１図に
示すようなものがあつた。すなわち、直流電源Ｅ
にインダクタンスL0を介してプツシユプル型の
インバータ回路A′を接続したもので、インバー
タ回路A′は１対の発振用のトランジスタQ1′，
Q2′、バイアス抵抗R1′，R2′、１次巻線n1′，
n2′、２次巻線n3、帰還巻線n4を有する発振トラ
ンスT1′、１次巻線n1′，n2′にそれぞれ並列接続
される共振用コンデンサC3′，C4′とで構成され
ていた。図中Ｒは２次巻線n3に並列接続された負
荷回路である。
示すようなものがあつた。すなわち、直流電源Ｅ
にインダクタンスL0を介してプツシユプル型の
インバータ回路A′を接続したもので、インバー
タ回路A′は１対の発振用のトランジスタQ1′，
Q2′、バイアス抵抗R1′，R2′、１次巻線n1′，
n2′、２次巻線n3、帰還巻線n4を有する発振トラ
ンスT1′、１次巻線n1′，n2′にそれぞれ並列接続
される共振用コンデンサC3′，C4′とで構成され
ていた。図中Ｒは２次巻線n3に並列接続された負
荷回路である。
いま、直流電源Ｅの直流電圧がインバータ回路
A′に与えられると、バイアス抵抗R1′，R2′を介
して、各トランジスタQ1′，Q2′にベースバイア
スが与えられる。これにより、トランジスタ
Q1′，Q2′の一方が先にオンするが、仮にトラン
ジスタQ1′がオンした場合、発振トランスT1の１
次巻線n1′，n2′のインダクタンスと共振用コンデ
ンサC3，C4′により振動電圧が生じ、これが帰還
巻線n4に起電力を発生し、他方のトランジスタ
Q2′をオンする。以下同様にして、トランジスタ
Q1′，Q2′が交互にオンオフして発振が始まり、
発振トランスT1′を介して、高周波の交流電圧が
出力され負荷回路Ｒに高周波電圧が供給される。
A′に与えられると、バイアス抵抗R1′，R2′を介
して、各トランジスタQ1′，Q2′にベースバイア
スが与えられる。これにより、トランジスタ
Q1′，Q2′の一方が先にオンするが、仮にトラン
ジスタQ1′がオンした場合、発振トランスT1の１
次巻線n1′，n2′のインダクタンスと共振用コンデ
ンサC3，C4′により振動電圧が生じ、これが帰還
巻線n4に起電力を発生し、他方のトランジスタ
Q2′をオンする。以下同様にして、トランジスタ
Q1′，Q2′が交互にオンオフして発振が始まり、
発振トランスT1′を介して、高周波の交流電圧が
出力され負荷回路Ｒに高周波電圧が供給される。
第２図ａ，ｂは、第１図従来例のトランジスタ
Q1′，Q2′に印加される電圧VCEおよびコレクタ電
流ICの波形であり、図から明らかなように、トラ
ンジスタQ1′，Q2′に流れるコレクタ電流ICはイ
ンダクタンスL0により定電流化されてほぼフラ
ツトな直流電流となるので、スイツチング損失が
小さくなる特徴を有している。しかしながら、ト
ランジスタQ1′，Q2′の印加電圧VCEのピーク値は
電源電圧VEの略３倍になるので、高耐圧のトラ
ンジスタが必要となり、コストが高くなるという
欠点があつた。
Q1′，Q2′に印加される電圧VCEおよびコレクタ電
流ICの波形であり、図から明らかなように、トラ
ンジスタQ1′，Q2′に流れるコレクタ電流ICはイ
ンダクタンスL0により定電流化されてほぼフラ
ツトな直流電流となるので、スイツチング損失が
小さくなる特徴を有している。しかしながら、ト
ランジスタQ1′，Q2′の印加電圧VCEのピーク値は
電源電圧VEの略３倍になるので、高耐圧のトラ
ンジスタが必要となり、コストが高くなるという
欠点があつた。
〔発明の目的〕
本発明は上記の点に鑑みて為されたものであ
り、その目的とするところは入力力率が改善さ
れ、しかも発振用のトランジスタに印加される電
圧が低減されるとともに、スイツチング損失が低
減されたインバータ装置を提供することにある。
り、その目的とするところは入力力率が改善さ
れ、しかも発振用のトランジスタに印加される電
圧が低減されるとともに、スイツチング損失が低
減されたインバータ装置を提供することにある。
（実施例 １）
第３図は本発明一実施例であり、DBは交流電
源ACを全波整流するダイオードブリツジよりな
る整流回路であり、整流回路DB出力には第１の
インダクタンスL1を介して平滑回路Ｆが並列接
続されている。この平滑回路ＦはダイオードD1
および第２のインダクタンスL2の直列回路の両
端に第１の平滑コンデンサC1、第２の平滑コン
デンサC2を夫々直列接続したものであり、ダイ
オードD1の整流方向と整流回路DBの整流方向と
が逆方向となるようにして整流回路DBの出力端
間にインダクタンスL1を介して並列接続される。
トランジスタQ1にて形成される第１のインバー
タ発振部A1は平滑コンデンサC1、ダイオードD1
およびインダクタンスL2の直列回路に並列接続
されるとともに、トランジスタQ2にて形成され
る第２のインバータ発振部A2は平滑コンデンサ
C2、ダイオードD1およびインダクタンスL2の直
列回路に並列接続され、両インバータ発振部A1，
A2のトランジスタQ1，Q2のコレクタは発振トラ
ンスＴの１次巻線n1，n2に夫々接続されている。
またトランジスタQ1，Q2のベースエミツタ間に
は、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5がそれぞ
れ接続されており、トランジスタQ1，Q2が交互
にオンオフするようになつている。そしてトラン
ジスタQ1，Q2のオン時に１次巻線n1，n2に流れ
る電流によつて発振トランスT1の鉄心が交互に
逆方向に励磁されており、２次巻線n3には負荷回
路Ｒに供給される高周波電圧V2が出力されるよ
うになつている。なお抵抗R1，R2はトランジス
タQ1，Q2を起動するためのバイアス抵抗であり、
コンデンサC3，C4は共振用のコンデンサである。
源ACを全波整流するダイオードブリツジよりな
る整流回路であり、整流回路DB出力には第１の
インダクタンスL1を介して平滑回路Ｆが並列接
続されている。この平滑回路ＦはダイオードD1
および第２のインダクタンスL2の直列回路の両
端に第１の平滑コンデンサC1、第２の平滑コン
デンサC2を夫々直列接続したものであり、ダイ
オードD1の整流方向と整流回路DBの整流方向と
が逆方向となるようにして整流回路DBの出力端
間にインダクタンスL1を介して並列接続される。
トランジスタQ1にて形成される第１のインバー
タ発振部A1は平滑コンデンサC1、ダイオードD1
およびインダクタンスL2の直列回路に並列接続
されるとともに、トランジスタQ2にて形成され
る第２のインバータ発振部A2は平滑コンデンサ
C2、ダイオードD1およびインダクタンスL2の直
列回路に並列接続され、両インバータ発振部A1，
A2のトランジスタQ1，Q2のコレクタは発振トラ
ンスＴの１次巻線n1，n2に夫々接続されている。
またトランジスタQ1，Q2のベースエミツタ間に
は、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5がそれぞ
れ接続されており、トランジスタQ1，Q2が交互
にオンオフするようになつている。そしてトラン
ジスタQ1，Q2のオン時に１次巻線n1，n2に流れ
る電流によつて発振トランスT1の鉄心が交互に
逆方向に励磁されており、２次巻線n3には負荷回
路Ｒに供給される高周波電圧V2が出力されるよ
うになつている。なお抵抗R1，R2はトランジス
タQ1，Q2を起動するためのバイアス抵抗であり、
コンデンサC3，C4は共振用のコンデンサである。
以下、実施例１の動作について説明する。第４
図は第３図実施例の動作波形図であり、同図ａは
交流電源ACを全波整流した整流電圧VDC、同図
ｂは平滑コンデンサC1，C2の両端電圧VC1，VC2、
同図ｃはインバータ発振部A1，A2への供給電圧
VA1，VA2、同図ｄは平滑コンデンサC1，C2に流
れる電流IC1，IC2、同図ｅはインバータ回路回路
Ａから出力される高周波電圧V2、同図ｆは交流
電源ACからの入力電流ISを示している。上図か
明らかなように、交流電源ACを全波整流した整
流電圧VDCが高い期間t1〜t2，t3〜t4，t5〜t6にお
いては、シンバータ発振部A1を介して平滑コン
デンサC2が充電されるとともに、インバータ発
振部A2を介して平滑コンデンサC1が充電される
ようになつており、両平滑コンデンサC1，C2の
充電電流IC1，IC2の合成電流が交流電源ACからの
入力電流ISとなる。但し、平滑コンデンサC1，C2
に流れる高周波充電電流はインダクタンスL1に
よるフイルタ効果によつてカツトされる。また、
両平滑コンデンサC1，C2は整流電圧VDCのピーク
値よりも低い電圧で充電され、各平滑コンデンサ
C1，C2の両端電圧VC1，VC2が整流電圧VDCよりも
高くなつたときt2〜t3，t4〜t5（VDC＜VC1＋VC2あ
るいは整流電圧VDCのピーク値の略半分以下の電
圧になつたとき）においては、交流電源ACから
整流回路DBに電流ISが流れず、平滑コンデンサ
C1の充電電荷がダイオードD1およびインダクタ
ンスL2を介してインバータ発振部A1に放電し、
平滑コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1お
よびインダクタンスL2を介してインバータ発振
部A2に放電するものである。したがつて、各イ
ンバータ発振部A1，A2への供給電圧VA1，VA2は
第４図ｃに示すようにOVまで低下することのな
い直流電圧となり、リツプルは整流電圧VDCに比
べて十分小さいので、負荷回路Ｒへ低周波リツプ
ルの小さい安定した高周波電圧V2を供給できる
ことになる。また、交流電源ACからインバータ
回路Ａへの入力電流ISは第４図ｆに示すように休
止区間が短く、しかもピーク値が低い電流とな
り、入力力率が非常に改善されることになる。ま
た、平滑コンデンサC1，C2の充放電は適当なイ
ンピーダンスを有するインバータ発振部A1，A2
およびインダクタンスL1，L2を介して行なわれ
るため平滑コンデンサC1，C2への大電流サージ
を防止することができる。なお、整流回路の出力
に平滑コンデンサを並列接続してインバータ装置
に直流電源を供給した従来例（図示せず）にあつ
ては、平滑コンデンサの容量を大きくすると入力
力率が悪くなる上大電流サージが流れるという不
都合があつた。
図は第３図実施例の動作波形図であり、同図ａは
交流電源ACを全波整流した整流電圧VDC、同図
ｂは平滑コンデンサC1，C2の両端電圧VC1，VC2、
同図ｃはインバータ発振部A1，A2への供給電圧
VA1，VA2、同図ｄは平滑コンデンサC1，C2に流
れる電流IC1，IC2、同図ｅはインバータ回路回路
Ａから出力される高周波電圧V2、同図ｆは交流
電源ACからの入力電流ISを示している。上図か
明らかなように、交流電源ACを全波整流した整
流電圧VDCが高い期間t1〜t2，t3〜t4，t5〜t6にお
いては、シンバータ発振部A1を介して平滑コン
デンサC2が充電されるとともに、インバータ発
振部A2を介して平滑コンデンサC1が充電される
ようになつており、両平滑コンデンサC1，C2の
充電電流IC1，IC2の合成電流が交流電源ACからの
入力電流ISとなる。但し、平滑コンデンサC1，C2
に流れる高周波充電電流はインダクタンスL1に
よるフイルタ効果によつてカツトされる。また、
両平滑コンデンサC1，C2は整流電圧VDCのピーク
値よりも低い電圧で充電され、各平滑コンデンサ
C1，C2の両端電圧VC1，VC2が整流電圧VDCよりも
高くなつたときt2〜t3，t4〜t5（VDC＜VC1＋VC2あ
るいは整流電圧VDCのピーク値の略半分以下の電
圧になつたとき）においては、交流電源ACから
整流回路DBに電流ISが流れず、平滑コンデンサ
C1の充電電荷がダイオードD1およびインダクタ
ンスL2を介してインバータ発振部A1に放電し、
平滑コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1お
よびインダクタンスL2を介してインバータ発振
部A2に放電するものである。したがつて、各イ
ンバータ発振部A1，A2への供給電圧VA1，VA2は
第４図ｃに示すようにOVまで低下することのな
い直流電圧となり、リツプルは整流電圧VDCに比
べて十分小さいので、負荷回路Ｒへ低周波リツプ
ルの小さい安定した高周波電圧V2を供給できる
ことになる。また、交流電源ACからインバータ
回路Ａへの入力電流ISは第４図ｆに示すように休
止区間が短く、しかもピーク値が低い電流とな
り、入力力率が非常に改善されることになる。ま
た、平滑コンデンサC1，C2の充放電は適当なイ
ンピーダンスを有するインバータ発振部A1，A2
およびインダクタンスL1，L2を介して行なわれ
るため平滑コンデンサC1，C2への大電流サージ
を防止することができる。なお、整流回路の出力
に平滑コンデンサを並列接続してインバータ装置
に直流電源を供給した従来例（図示せず）にあつ
ては、平滑コンデンサの容量を大きくすると入力
力率が悪くなる上大電流サージが流れるという不
都合があつた。
ところで、第３図実施例のインダクタンスL1，
L2はトランジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平
坦にしてトランジスタQ1，Q2のスイツチング損
失を低減させると共に、交流電源ACの投入時に、
整流回路DBから、インダクタンスL1、発振トラ
ンスT1の１次巻線n1、トランジスタQ1、平滑コ
ンデンサC2に流れる突入電流や、整流回路DBか
らインダクタンスL1、平滑コンデンサC1、発振
トランスT1の１次巻線n2、トランジスタQ2を介
して流れる突入電流を低減させるためのものであ
り、以下、インバータ回路Ａの高周波動作を第５
図の動作波形を用いて説明する。同図ａは発振ト
ランスT1の２次巻線n3から出力される高周波電
圧V2、同図ｂはインダクタンスL1あるいはL2の
両端電圧VL1，VL2、同図ｃはインダクタンスL1
あるいはL2に流れる電流IL1，IL2、同図ｄはトラ
ンジスタQ2のコレクタ電圧VC，Q2、コレクタ電
流IC，Q2、同図ｅはトランジスタQ1のコレクタ
電圧VC，Q1、コレクタ電流IC，Q1、同図ｆはト
ランジスタQ1のベースエミツタ間に印加される
電圧VBE，Q1、同図ｇはトランジスタQ2のベース
エミツタ間に印加される電圧VBE，Q2である。
L2はトランジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平
坦にしてトランジスタQ1，Q2のスイツチング損
失を低減させると共に、交流電源ACの投入時に、
整流回路DBから、インダクタンスL1、発振トラ
ンスT1の１次巻線n1、トランジスタQ1、平滑コ
ンデンサC2に流れる突入電流や、整流回路DBか
らインダクタンスL1、平滑コンデンサC1、発振
トランスT1の１次巻線n2、トランジスタQ2を介
して流れる突入電流を低減させるためのものであ
り、以下、インバータ回路Ａの高周波動作を第５
図の動作波形を用いて説明する。同図ａは発振ト
ランスT1の２次巻線n3から出力される高周波電
圧V2、同図ｂはインダクタンスL1あるいはL2の
両端電圧VL1，VL2、同図ｃはインダクタンスL1
あるいはL2に流れる電流IL1，IL2、同図ｄはトラ
ンジスタQ2のコレクタ電圧VC，Q2、コレクタ電
流IC，Q2、同図ｅはトランジスタQ1のコレクタ
電圧VC，Q1、コレクタ電流IC，Q1、同図ｆはト
ランジスタQ1のベースエミツタ間に印加される
電圧VBE，Q1、同図ｇはトランジスタQ2のベース
エミツタ間に印加される電圧VBE，Q2である。
まず、整流電圧VDCが平滑コンデンサC1，C2の
両端電圧VC1，VC2の和よりも小さいときt1−t2，
t3−t4，t5−t6の動作を詳細に説明する。いま、
抵抗T1を通してトランジスタQ1およびQ2にベー
ス電流が供給されると、トランジスタQ1，Q2が
同時にオン状態になり、インダクタンスL1によ
つて安定化された電流が流れるが、トランジスタ
Q1，Q2に流れる電流のアンバランスによつて発
振トランスT1と共振用コンデンサC3，C4とによ
る共振が開始される。この共振電圧が帰還巻線
n4，n5に生じ、始めにトランジスタQ1のベース
エミツタ間に印加される電圧VBE，Q1が高くな
り、トランジスタQ2のベースエミツタ間に印加
される電圧VBE，Q2が低くなつた場合には、トラ
ンジスタQ1のベースエミツタ間が順バイアスさ
れるとともにトランジスタQ2のベースエミツタ
間が逆バイアスされ、トランジスタQ1がオンし、
トランジスタQ2がオフする。このとき交流電源
AC→整流回路DB→インダクタンスL1→発振ト
ランスT1の１次巻線n1（コンデンサC3）→トラン
ジスタQ1→平滑コンデンサC2を介して電流が流
れ、１次巻線n1とコンデンサC3よりなる共振回路
とインダクタンスL1に電磁エネルギーが蓄積さ
れる。ここに、インダクタンスL1を適当値に設
定することによつてインダクタンスL1、トラン
ジスタQ1に流れる電流IL1，IC，Q1はほぼフラツ
トな電流となる。共振が進行し共振電圧が反転す
ると、帰還巻線n4，n5の誘起電圧も反転してトラ
ンジスタQ1がオフしトランジスタQ2がオンする。
なお、インダクタンスL1に流れる電流IL1はトラ
ンジスタQ1からトランジスタQ2に流れ始め、同
時に発振トランスT1に流れる電流は共振用のコ
ンデンサC3，C4に流れて発振トランスT1の出力
電圧V2の極性が反転し、帰還巻線n4，n5の誘起
電圧の極性も反転してトランジスタQ2のベース
エミツタ間が順バイアスされ、トランジスタQ1
のベースエミツタ間が逆バイアスされ、トランジ
スタQ2がオンして、トランジスタQ1がオフする。
このようにしてトランジスタQ2がオンすると、
トランジスタQ1がオフする時にインダクタンス
L1に蓄積されている電磁エネルギーと交流電源
ACとが重畳され、交流電源AC→整流回路DB→
インダクタンスL1→コンデンサC1→１次巻線n2
（コンデンサC4）→トランジスタQ2を介して電流
が流れ、発振トランスT1の１次巻線n2とコンデ
ンサC4よりなる共振回路と、インダクタンスL1
に電磁エネルギーが蓄積される。この場合、イン
ダクタンスL1には連続した電流が流れ、発振ト
ランスT1は共振コンデンサC4と共に共振を続け
ることになる。ここに、インダクタンスL1には
トランジスタQ1，Q2がオンオフする毎に電磁エ
ネルギーが蓄積放出されることになり、インダク
タンスL1を適当値に設定することにより、イン
ダクタンスL1ＯよびトランジスタQ1，Q2に流れ
る電流IL1，IC，Q1，IC，Q2を殆んどリツプルのな
いフラツトな電流とすることができることにな
る。共振が進み帰還巻線n4，n5電圧が減少してト
ランジスタQ2のベースエミツタ間順方向しきい
値電圧（0.6V）以下になるとトランジスタQ1の
ベースエミツタ間に印加される電圧VBF，Q1が正
（順バイアス）となり、発振トランスT1に流れる
電流によつてトランジスタQ2はオフ、トランジ
スタQ1はオンとなる。
両端電圧VC1，VC2の和よりも小さいときt1−t2，
t3−t4，t5−t6の動作を詳細に説明する。いま、
抵抗T1を通してトランジスタQ1およびQ2にベー
ス電流が供給されると、トランジスタQ1，Q2が
同時にオン状態になり、インダクタンスL1によ
つて安定化された電流が流れるが、トランジスタ
Q1，Q2に流れる電流のアンバランスによつて発
振トランスT1と共振用コンデンサC3，C4とによ
る共振が開始される。この共振電圧が帰還巻線
n4，n5に生じ、始めにトランジスタQ1のベース
エミツタ間に印加される電圧VBE，Q1が高くな
り、トランジスタQ2のベースエミツタ間に印加
される電圧VBE，Q2が低くなつた場合には、トラ
ンジスタQ1のベースエミツタ間が順バイアスさ
れるとともにトランジスタQ2のベースエミツタ
間が逆バイアスされ、トランジスタQ1がオンし、
トランジスタQ2がオフする。このとき交流電源
AC→整流回路DB→インダクタンスL1→発振ト
ランスT1の１次巻線n1（コンデンサC3）→トラン
ジスタQ1→平滑コンデンサC2を介して電流が流
れ、１次巻線n1とコンデンサC3よりなる共振回路
とインダクタンスL1に電磁エネルギーが蓄積さ
れる。ここに、インダクタンスL1を適当値に設
定することによつてインダクタンスL1、トラン
ジスタQ1に流れる電流IL1，IC，Q1はほぼフラツ
トな電流となる。共振が進行し共振電圧が反転す
ると、帰還巻線n4，n5の誘起電圧も反転してトラ
ンジスタQ1がオフしトランジスタQ2がオンする。
なお、インダクタンスL1に流れる電流IL1はトラ
ンジスタQ1からトランジスタQ2に流れ始め、同
時に発振トランスT1に流れる電流は共振用のコ
ンデンサC3，C4に流れて発振トランスT1の出力
電圧V2の極性が反転し、帰還巻線n4，n5の誘起
電圧の極性も反転してトランジスタQ2のベース
エミツタ間が順バイアスされ、トランジスタQ1
のベースエミツタ間が逆バイアスされ、トランジ
スタQ2がオンして、トランジスタQ1がオフする。
このようにしてトランジスタQ2がオンすると、
トランジスタQ1がオフする時にインダクタンス
L1に蓄積されている電磁エネルギーと交流電源
ACとが重畳され、交流電源AC→整流回路DB→
インダクタンスL1→コンデンサC1→１次巻線n2
（コンデンサC4）→トランジスタQ2を介して電流
が流れ、発振トランスT1の１次巻線n2とコンデ
ンサC4よりなる共振回路と、インダクタンスL1
に電磁エネルギーが蓄積される。この場合、イン
ダクタンスL1には連続した電流が流れ、発振ト
ランスT1は共振コンデンサC4と共に共振を続け
ることになる。ここに、インダクタンスL1には
トランジスタQ1，Q2がオンオフする毎に電磁エ
ネルギーが蓄積放出されることになり、インダク
タンスL1を適当値に設定することにより、イン
ダクタンスL1ＯよびトランジスタQ1，Q2に流れ
る電流IL1，IC，Q1，IC，Q2を殆んどリツプルのな
いフラツトな電流とすることができることにな
る。共振が進み帰還巻線n4，n5電圧が減少してト
ランジスタQ2のベースエミツタ間順方向しきい
値電圧（0.6V）以下になるとトランジスタQ1の
ベースエミツタ間に印加される電圧VBF，Q1が正
（順バイアス）となり、発振トランスT1に流れる
電流によつてトランジスタQ2はオフ、トランジ
スタQ1はオンとなる。
以上のことから明らかなように、トランジスタ
Q1，Q2のスイツチングがコレクタ電圧VC，Q1，
VC，Q2が低いときに行なわれ、また、コレクタ
電流IC，Q1，IC，Q2はインダクタンスL1により制
限を受けているため矩形波となるので、スイツチ
ング損失が少なくなり、電源投入時の突入電流も
少くなる。さらに、インバータ発振部A1，A2に
供給される電圧VA1，VA2は平滑コンデンサC1，
C2の両端電圧VC1，VC2であり、平滑コンデンサ
C1，C2は交流電源ACの整流電圧VDCを分圧した
電圧となるので、トランジスタQ1，Q2に印加さ
れる電圧が半減することになり、トランジスタ
Q1，Q2として低耐圧で高周波特性が良く、安価
なものを使用できる。
Q1，Q2のスイツチングがコレクタ電圧VC，Q1，
VC，Q2が低いときに行なわれ、また、コレクタ
電流IC，Q1，IC，Q2はインダクタンスL1により制
限を受けているため矩形波となるので、スイツチ
ング損失が少なくなり、電源投入時の突入電流も
少くなる。さらに、インバータ発振部A1，A2に
供給される電圧VA1，VA2は平滑コンデンサC1，
C2の両端電圧VC1，VC2であり、平滑コンデンサ
C1，C2は交流電源ACの整流電圧VDCを分圧した
電圧となるので、トランジスタQ1，Q2に印加さ
れる電圧が半減することになり、トランジスタ
Q1，Q2として低耐圧で高周波特性が良く、安価
なものを使用できる。
一方、第４図の期間t2〜t3，t4〜t5におけるイ
ンバータ回路Ａの高周波動作についても上述の高
周波動作と略同一であり、この場合、インダクタ
ンスL2にてトランジスタQ1，Q2のコレクタ電流
IC、Q1，IC，Q2が平坦化されることになる。
ンバータ回路Ａの高周波動作についても上述の高
周波動作と略同一であり、この場合、インダクタ
ンスL2にてトランジスタQ1，Q2のコレクタ電流
IC、Q1，IC，Q2が平坦化されることになる。
（実施例 ２）
第６図は他の実施例を示すもので、帰還巻線
n4，n5の一端をダイオードD2，D3を介してトラ
ンジスタQ1，Q2のベースエミツタに接続するこ
とにより、過大なベース電流が流れるのを防止
し、トランジスタQ1，Q2のベースでの損失とス
イツチング損失とが低減できるようになつてい
る。また、負荷回路Ｒとして放電灯1、2を接
続しており、発振トランス1には放電灯1，2
のフイラメントを予熱する予熱巻線n6，n7，n8が
設けられている。この場合、インバータ回路Ａの
高周波出力V2は低周波リツプルが少ないので、
ちらつきがなく発光効率の良い放電灯点灯装置が
形成できることになる。ダイオードD4，D5はト
ランジスタQ1，Q2のオンオフ時に発振トランス
T1の電圧によつて第６図の破線で示すような閉
回路ａを通して急峻な電流が流れることがないよ
うにしてスイツチング損失を低減するとともにト
ランジスタQ1，Q2の損傷を防止するものである。
すなわち、図における矢印はトランジスタQ1が
オンからオフへ移行する場合の電流方向を示して
おり、平滑コンデンサC1，C2の両端電圧VC1，
VC2が各々打消し合つて発振トランスT1の１次巻
線n1，n2の電圧によつて閉回路ａに急峻な電流が
流れる。この電流は一方のトランジスタQ2に対
してエミツタからコレクタへの逆電流となるの
で、トランジスタQ2のスイツチング損失が大と
なるとともに、信頼性が低下する恐れがあるが、
ダイオードD5によつてこの電流が阻止できるこ
とになる。一方、トランジスタQ2がオンからオ
フに移行する場合には図示矢印とは逆の電流が流
れようとするが、ダイオードD4によつて阻止さ
れることになる。
n4，n5の一端をダイオードD2，D3を介してトラ
ンジスタQ1，Q2のベースエミツタに接続するこ
とにより、過大なベース電流が流れるのを防止
し、トランジスタQ1，Q2のベースでの損失とス
イツチング損失とが低減できるようになつてい
る。また、負荷回路Ｒとして放電灯1、2を接
続しており、発振トランス1には放電灯1，2
のフイラメントを予熱する予熱巻線n6，n7，n8が
設けられている。この場合、インバータ回路Ａの
高周波出力V2は低周波リツプルが少ないので、
ちらつきがなく発光効率の良い放電灯点灯装置が
形成できることになる。ダイオードD4，D5はト
ランジスタQ1，Q2のオンオフ時に発振トランス
T1の電圧によつて第６図の破線で示すような閉
回路ａを通して急峻な電流が流れることがないよ
うにしてスイツチング損失を低減するとともにト
ランジスタQ1，Q2の損傷を防止するものである。
すなわち、図における矢印はトランジスタQ1が
オンからオフへ移行する場合の電流方向を示して
おり、平滑コンデンサC1，C2の両端電圧VC1，
VC2が各々打消し合つて発振トランスT1の１次巻
線n1，n2の電圧によつて閉回路ａに急峻な電流が
流れる。この電流は一方のトランジスタQ2に対
してエミツタからコレクタへの逆電流となるの
で、トランジスタQ2のスイツチング損失が大と
なるとともに、信頼性が低下する恐れがあるが、
ダイオードD5によつてこの電流が阻止できるこ
とになる。一方、トランジスタQ2がオンからオ
フに移行する場合には図示矢印とは逆の電流が流
れようとするが、ダイオードD4によつて阻止さ
れることになる。
本発明は上述のように、交流電源と、この交流
電源の出力端間に接続される整流回路と、この整
流回路の両端に第１のインダクタンスを介して接
続される第１の平滑コンデンサ、第２のインダク
タンス、ダイオード及び第２の平滑コンデンサか
らなる直列回路と、前記第１の平滑コンデンサ、
第２のインダクタンス及びダイオードの直列回路
の両端に接続される第１のインバータ発振部と、
前記第２の平滑コンデンサ、ダイオード及び第２
のインダクタンスの直列回路の両端間に接続され
る第２のインバータ発振部とを備え、カソード側
端子を前記整流回路の正極側にして第２のインダ
クタンスを介して前記ダイオードを第１及び第２
の平滑コンデンサの間に接続したものであり、平
滑コンデンサがインダクタンスおよびインバータ
発振部を介して充電されるようになつているの
で、入力力率が改善され、また２個のコンデンサ
にて分圧された電圧がインバータ発振部のトラン
ジスタに印加されることになるので、耐圧の低い
安価なトランジスタを用いることができ、さら
に、夫々のインバータ発振部の電流を整流回路の
出力電圧が高いときには第１のインダクタンスを
介して流すと共に、整流回路の出力電圧が低いと
きには第２のインダクタンスを介して流す構成と
なつているので、第１及び第２のインダクタンス
を適当な値に設定することで、インバータ発振部
のスイツチング素子に流れる電流をほぼフラツト
な電流（一定）とすることができ、このためスイ
ツチング損失を低減できるという利点がある。
電源の出力端間に接続される整流回路と、この整
流回路の両端に第１のインダクタンスを介して接
続される第１の平滑コンデンサ、第２のインダク
タンス、ダイオード及び第２の平滑コンデンサか
らなる直列回路と、前記第１の平滑コンデンサ、
第２のインダクタンス及びダイオードの直列回路
の両端に接続される第１のインバータ発振部と、
前記第２の平滑コンデンサ、ダイオード及び第２
のインダクタンスの直列回路の両端間に接続され
る第２のインバータ発振部とを備え、カソード側
端子を前記整流回路の正極側にして第２のインダ
クタンスを介して前記ダイオードを第１及び第２
の平滑コンデンサの間に接続したものであり、平
滑コンデンサがインダクタンスおよびインバータ
発振部を介して充電されるようになつているの
で、入力力率が改善され、また２個のコンデンサ
にて分圧された電圧がインバータ発振部のトラン
ジスタに印加されることになるので、耐圧の低い
安価なトランジスタを用いることができ、さら
に、夫々のインバータ発振部の電流を整流回路の
出力電圧が高いときには第１のインダクタンスを
介して流すと共に、整流回路の出力電圧が低いと
きには第２のインダクタンスを介して流す構成と
なつているので、第１及び第２のインダクタンス
を適当な値に設定することで、インバータ発振部
のスイツチング素子に流れる電流をほぼフラツト
な電流（一定）とすることができ、このためスイ
ツチング損失を低減できるという利点がある。
第１図は従来例の回路図、第２図は同上の動作
説明図、第３図は本発明一実施例の回路図、第４
図および第５図は同上の動作説明図、第６図は他
の実施例の回路図である。 ACは交流電源、DBは整流回路、L1，L2はイ
ンダクタンス、D1はダイオード、C1，C2は平滑
コンデンサ、A1，A2はインバータ発振部である。
説明図、第３図は本発明一実施例の回路図、第４
図および第５図は同上の動作説明図、第６図は他
の実施例の回路図である。 ACは交流電源、DBは整流回路、L1，L2はイ
ンダクタンス、D1はダイオード、C1，C2は平滑
コンデンサ、A1，A2はインバータ発振部である。
Claims (1)
- １ 交流電源と、この交流電源の出力端間に接続
される整流回路と、この整流回路の両端に第１の
インダクタンスを介して接続される第１の平滑コ
ンデンサ、第２のインダクタンス、ダイオード及
び第２の平滑コンデンサからなる直列回路と、前
記第１の平滑コンデンサ、第２のインダクタンス
及びダイオードの直列回路の両端に接続される第
１のインバータ発振部と、前記第２の平滑コンデ
ンサ、ダイオード及び第２のインダクタンスの直
列回路の両端間に接続される第２のインバータ発
振部とを備え、カソード側端子を前記整流回路の
正極側にして第２のインダクタンスを介して前記
ダイオードを第１及び第２の平滑コンデンサの間
に接続したことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58055688A JPS59181978A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58055688A JPS59181978A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59181978A JPS59181978A (ja) | 1984-10-16 |
| JPH0570392B2 true JPH0570392B2 (ja) | 1993-10-05 |
Family
ID=13005839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58055688A Granted JPS59181978A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59181978A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59181978A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-16 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5546881A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-02 | Ikeda Denki Kk | Inverter |
| JPS59168000A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-21 | 松下電工株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JPS59169331A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-25 | 松下電工株式会社 | 電源装置 |
| JPS59181978A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-16 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0119564Y2 (ja) * | 1981-02-07 | 1989-06-06 |
-
1983
- 1983-03-31 JP JP58055688A patent/JPS59181978A/ja active Granted
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5546881A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-02 | Ikeda Denki Kk | Inverter |
| JPS59168000A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-21 | 松下電工株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JPS59169331A (ja) * | 1983-03-15 | 1984-09-25 | 松下電工株式会社 | 電源装置 |
| JPS59181978A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-16 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59181978A (ja) | 1984-10-16 |
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