JP2000134936A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】異常の有無によって変化する検出値と比較する
基準値を略一定値としながらも異常の検出を迅速に行
う。 【解決手段】交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢの出力
端間にコンデンサＣ２が接続される。整流器ＤＢの出力
端間にはリーケージトランスＴ１の１次巻線とスイッチ
ング素子Ｑ１との直列回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２および検出用抵抗Ｒｓ
ｃと直列回路を形成し、この直列回路は平滑コンデンサ
Ｃ１の両端間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２は駆動回路ＤＶにより交互にオンオフされる。検出用
抵抗Ｒｓｃの両端電圧は、ダイオードＤｆにより半波整
流され、半波整流された電圧は、電源電圧検出回路ＶＤ
および乗算器Ｍ１により交流電源Ｖｓの電圧がピーク値
付近である期間にのみコンパレータＣＰ１で基準電圧Ｖ
ｋと比較されて異常の有無が検出される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を直流に
電力変換した後に、直流から高周波に電力変換すること
によって負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置として、図１１に示す
ような回路がある。この回路は、商用電源のような交流
電源Ｖｓを全波整流する整流器ＤＢの直流出力端間に、
平滑コンデンサＣ１とダイオードＤ２とリーケージトラ
ンスＴ１の１次巻線との直列回路を接続してあり、平滑
コンデンサＣ１を電源とするインバータ回路ＩＮＶを動
作させることによって負荷としての放電灯Ｌａに高周波
電力を供給するとともに平滑コンデンサＣ１を充電する
ように構成されている。

【０００３】インバータ回路ＩＮＶは、平滑コンデンサ
Ｃ１の両端間に接続された一対のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路を備え、両スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２は駆動回路ＤＶによって、交流電源ＡＣの電源周波
数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる。図
示例ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてバイポーラ
トランジスタを用いており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のオフ時に電流回生用の経路を形成するために、各ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ逆並列にダイオー
ドＤ１，Ｄ２を接続してある。つまり、ダイオードＤ
１，Ｄ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時とは逆
向きの電流が通過可能となるように各スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２にそれぞれ並列接続されている。スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴなどを用いるとき
には、ボディダイオードがダイオードＤ１，Ｄ２として
機能するからダイオードＤ１，Ｄ２を省略することがで
きる。

【０００４】両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点
（インバータ回路ＩＮＶの出力端）と整流器ＤＢの一方
の直流出力端（図示例では正極）との間には、インピー
ダンス要素としての小容量（平滑コンデンサＣ１に対し
て十分に小さい容量）のコンデンサＣ２とリーケージト
ランスＴ１の１次巻線との直列回路が接続される。ま
た、コンデンサＣ２とリーケージトランスＴ１の１次巻
線との接続点は整流器ＤＢの他方の直流出力端（図示例
では負極）に接続される。したがって、コンデンサＣ２
は整流器ＤＢの直流出力端間に接続されることになる。

【０００５】リーケージトランスＴ１の２次巻線の両端
間には蛍光灯のようなフィラメントを有する放電灯Ｌａ
が接続され、放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側端
間には、リーケージトランスＴ１の漏れインダクタンス
とともに共振回路を構成するコンデンサＣ３が接続され
る。このコンデンサＣ３は放電灯Ｌａのフィラメントの
予熱時には予熱電流を流す経路を形成する。

【０００６】図１１に示す回路の定常時の動作を簡単に
説明する。スイッチング素子Ｑ２がオンであると、平滑
コンデンサＣ１−コンデンサＣ２−リーケージトランス
Ｔ１−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ１の経
路で電流が流れる。このとき、コンデンサＣ２とリーケ
ージトランスＴ１の漏れインダクタンスとからなる共振
回路の共振作用により、コンデンサＣ２の両端電圧は増
加する。この共振回路の共振周波数はスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数よりも低く設定してあ
り、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には電流の向きが
反転することはなく、スイッチング素子Ｑ２のオフ後も
リーケージトランスＴ１−ダイオードＤ１−コンデンサ
Ｃ２−リーケージトランスＴ１の経路で電流が流れ続
け、リーケージトランスＴ１に蓄積されたエネルギが放
出される。つまり、コンデンサＣ２の両端電圧は増加し
続けるのであって、ダイオードＤ１は回生電流を流す経
路を形成することになる。

【０００７】次に、スイッチング素子Ｑ１がオンになる
と、リーケージトランスＴ１の漏れインダクタンスとコ
ンデンサＣ２，Ｃ３との共振作用によって、リーケージ
トランスＴ１の１次巻線に流れる電流の向きが反転し、
コンデンサＣ２−スイッチング素子Ｑ１−リーケージト
ランスＴ１−コンデンサＣ２の経路で電流が流れる。こ
うしてコンデンサＣ２が放電してコンデンサＣ２の両端
電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器
ＤＢ−スイッチング素子Ｑ１−リーケージトランスＴ１
−整流器ＤＢの経路で電流が流れるようになる。つま
り、交流電源Ｖｓから整流器ＤＢに入力電流が流れる。
ここでスイッチング素子Ｑ１がオフになってもリーケー
ジトランスＴ１の１次巻線には同じ向きに電流が流れ続
けるから、整流器ＤＢ−平滑コンデンサＣ１−ダイオー
ドＤ２−リーケージトランスＴ１−整流器ＤＢの経路で
電流が流れ、この期間にも交流電源Ｖｓから整流器ＤＢ
に入力電流が流れる。こうして整流器ＤＢの出力電圧と
リーケージトランスＴ１の１次巻線の両端電圧との加算
電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも低くなる
と、ダイオードＤ２が非導通になり、交流電源Ｖｓから
の入力電流は停止する。その後、スイッチング素子Ｑ２
が再びオンになり、上記動作を繰り返すのである。

【０００８】以上の説明から明らかなように、インバー
タ回路ＩＮＶにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ンオフ動作の１周期の間に、交流電源Ｖｓから整流器Ｄ
Ｂに入力電流が流れる期間があり、かつスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は交流電源Ｖｓの電
源周波数よりも十分に高いから、交流電源Ｖｓの電圧波
形の１周期内のほぼ全期間に亘って、交流電源Ｖｓから
整流器ＤＢへの入力電流を高周波的に流すことができ、
整流器ＤＢへの入力電流波形の包絡線をほぼ滑らかに連
続させることができるのである。その結果、交流電源Ｖ
ｓと整流器ＤＢとの間にスイッチング周波数程度の高周
波を阻止するフィルタを設ければ、交流電源Ｖｓからの
入力電流をほぼ連続させることができ、入力電流の高調
波歪の増加を抑制することができる。また、入力電流波
形は交流電源Ｖｓの電圧波形にほぼ相似になり、入力力
率の低下を抑制することができる。つまり、低入力歪で
高力率の電源装置を提供することができる。

【０００９】ところで、上述したように、インバータ回
路ＩＮＶのスイッチング周波数は共振回路の共振周波数
よりも高く設定されており、負荷電流は遅相になってい
るが、たとえば負荷に進相電流が流れると動作が異常に
なってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２などの構成部品にス
トレスがかかることになる。そこで、このような動作異
常を検出するために、図１２に示すように、スイッチン
グ素子Ｑ２に検出用抵抗Ｒｓｃを直列接続し（図示例で
はスイッチング素子Ｑ２のエミッタと平滑コンデンサＣ
１の負極との間に接続している）、検出用抵抗Ｒｓｃの
両端電圧をダイオードＤｆにより半波整流した電圧を、
コンパレータＣＰ１によって基準電圧Ｖｋと比較するこ
とが考えられている。図示例では基準電圧Ｖｋをコンパ
レータＣＰ１の反転入力端に印加してあり、検出用抵抗
Ｒｓｃの両端電圧が基準電圧Ｖｋを越えるとコンパレー
タＣＰ１の出力がＨレベルになるように接続してある。

【００１０】したがって、コンパレータＣＰ１の出力が
Ｈレベルになると駆動回路ＤＶが出力を停止するように
駆動回路ＤＶを構成しておけば、進相電流が流れるよう
な異常が生じたときにインバータ回路ＩＮＶの動作を停
止させることができる。また、コンパレータＣＰ１の出
力がＨレベルになるとインバータ回路ＩＮＶのスイッチ
ング周波数を高くするように駆動回路ＤＶを構成するこ
とによっても進相電流が流れるような異常に対応するこ
とが可能である。このように、検出用抵抗Ｒｓｃを通過
する電流のピーク値が基準電圧Ｖｋよりも大きくなると
異常が生じたと判断して駆動回路ＤＶを制御することに
より、構成部品へのストレスを低減することができるの
である。

【００１１】ところで、基準電圧Ｖｋは、一定電圧とす
る構成と、放電灯Ｌａの動作状態（たとえば調光量な
ど）に応じて変化させる構成とが考えられる。

【００１２】図１３は基準電圧Ｖｋを一定電圧に保った
場合について、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧が変化した
ときの基準電圧Ｖｋとの関係を示している。図１３
（ａ）は放電灯Ｌａをほぼ定格で点灯させている状態、
図１３（ｃ）は光出力を下限値付近まで絞って放電灯Ｌ
ａを調光点灯させている状態を示し、図１３（ｂ）は両
者の中間程度の光出力が得られるように放電灯Ｌａを調
光点灯させている状態を示す。図中で電圧Ｖｋ１は基準
電圧Ｖｋの電圧値を示しており、上下に変化している波
形が検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧を示している。なお、
放電灯Ｌａを調光点灯させる場合は、放電灯Ｌａの点灯
状態においてインバータ回路ＩＮＶのスイッチング周波
数を変化させたり、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ン期間の比率（デューティ比）を変化させたりすれば、
光出力を変化させることができる。

【００１３】図１３（ａ）〜（ｃ）に示す各状態は正常
に動作している状態を示しており、いずれの場合も検出
用抵抗Ｒｓｃの両端電圧が基準電圧Ｖｋ１よりも低くな
るように基準電圧Ｖｋ１を設定しなければならないか
ら、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧の振幅がもっとも大き
い図１３（ａ）の状態でのピーク電圧よりも基準電圧Ｖ
ｋ１が高くなるように基準電圧Ｖｋ１を設定することに
なる。このように設定することにより、正常動作時には
コンパレータＣＰ１の出力はＬレベルに保たれ、インバ
ータ回路ＩＮＶはそのままの動作を継続する。

【００１４】一方、進相電流が流れるなどの異常が生じ
たときには、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧は異常に上昇
し、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値が基準電圧
Ｖｋ１を越えるようになる。その結果、コンパレータＣ
Ｐ１の出力がＨレベルになる期間が生じ、駆動回路ＤＶ
はインバータ回路ＩＮＶの出力が小さくなるようにスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御し、構成部品へのストレ
スの増加を抑制するのである。

【００１５】一方、図１４は負荷の状態に応じて基準電
圧Ｖｋを変化させた場合について、検出用抵抗Ｒｓｃの
両端電圧が変化したときの基準電圧Ｖｋとの関係を示し
ている。図１４（ａ）は放電灯Ｌａをほぼ定格で点灯さ
せている状態、図１４（ｃ）は光出力を下限値付近まで
絞って放電灯Ｌａを調光点灯させている状態を示し、図
１４（ｂ）は両者の中間程度の光出力が得られるように
放電灯Ｌａを調光点灯させている状態を示す。図中で電
圧Ｖｋ１〜Ｖｋ３は基準電圧Ｖｋの電圧値をそれぞれ示
している。

【００１６】図１４（ａ）〜（ｃ）に示す各状態は正常
に動作している状態を示しており、各状態における検出
用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値よりも各基準電圧Ｖ
ｋ１〜Ｖｋ３がやや高くなるように各状態での基準電圧
Ｖｋ１〜Ｖｋ３を設定してある。このように基準電圧Ｖ
ｋ１〜Ｖｋ３を変化させるようにしても、正常動作時に
はコンパレータＣＰ１の出力はＬレベルに保たれ、イン
バータ回路ＩＮＶはそのままの動作を継続する。

【００１７】また、進相電流が流れるなどの異常が生じ
たときには、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧は異常に上昇
し、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値が基準電圧
Ｖｋ１を越え、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルに
なる期間が生じる。このような状態になれば、駆動回路
ＤＶはインバータ回路ＩＮＶの出力が小さくなるように
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御し、構成部品へのス
トレスの増加を抑制するのである。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、基準電
圧Ｖｋを一定電圧とする場合と、負荷の動作状態に応じ
て電圧を変化させる場合とのいずれにおいても正常時に
はインバータ回路ＩＮＶの動作を継続させ、異常時には
インバータ回路ＩＮＶの出力を低減させることが可能で
ある。

【００１９】しかしながら、基準電圧Ｖｋを一定電圧と
すると、図１３から明らかなように、検出用抵抗Ｒｓｃ
の両端電圧のピーク値が小さくなる期間においては、ピ
ーク値と基準電圧Ｖｋとの差が大きくなり、異常が生じ
ても検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値が基準電圧
Ｖｋを越えにくくなり、異常の検出が遅れる場合があ
る。言い換えると、下限付近まで調光している状態で異
常が生じても異常が検出されにくいから、構成部品にス
トレスがかかるという問題が生じる。

【００２０】一方、基準電圧Ｖｋを負荷の動作状態に応
じて変化させれば、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピー
ク値と基準電圧Ｖｋとの差をつねに小さく保つことがで
きるから、異常の検出が遅れるという問題は生じない。
しかしながら、負荷の動作状態に応じて基準電圧Ｖｋを
変化させるには、基準電圧Ｖｋを一定電圧とする場合に
比較すると回路構成が複雑になり部品点数が増加すると
いう問題がある。

【００２１】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、異常の有無によって変化する検出値
と比較する基準値を略一定値としながらも異常の検出を
迅速に行うことができるようにして構成部品に不要なス
トレスがかからないようにした電源装置を提供すること
にある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流器と、２次側に負荷が接続されたト
ランスと、トランスの１次巻線との直列回路が整流器の
直流出力端間に挿入される第１のスイッチング素子と、
第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッ
チング素子と、第１および第２のスイッチング素子とと
もに直列接続された検出用抵抗と、第１および第２のス
イッチング素子と検出用抵抗との直列回路に並列に接続
された平滑コンデンサと、第１および第２のスイッチン
グ素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング素子のオ
ン時とは逆向きの電流が通過可能な第１および第２のダ
イオードと、交流電源の電源周波数よりも十分に高い周
波数で第１および第２のスイッチング素子を交互にオン
オフさせる駆動回路と、トランスの１次巻線と第１のス
イッチング素子との直列回路の両端間に接続されトラン
スのインダクタンス成分および負荷とともに共振回路を
形成するコンデンサと、第２のスイッチング素子のオン
期間での検出用抵抗の両端電圧を交流電源の電圧のピー
ク値付近において検出するとともに検出した電圧が基準
電圧を越えると異常と判断して異常を解消する方向に駆
動回路を制御する異常検出回路とを備えるものである。
この構成によれば、異常検出回路では検出用抵抗の両端
電圧のうち第２のスイッチング素子のオン期間における
電流を交流電源の電圧のピーク値付近でのみ検出してお
り、以下に説明するように、この期間に検出された検出
用抵抗の両端電圧は負荷への供給電力によらずピーク値
がほぼ一定になるから、第１および第２のスイッチング
素子のスイッチング周波数を変化させても基準電圧を検
出用抵抗の両端電圧のピーク値に近い一定電圧に設定し
ておくことができ、結果的に基準電圧の設定に要する回
路構成が簡単である。しかもスイッチング周波数が変化
しても負荷の正常時における検出用抵抗の両端電圧のピ
ーク値と基準電圧との差を比較的小さく設定しておくこ
とができるから、異常時の検出を迅速に行い回路構成要
素にストレスがかかるのを抑制することができる。

【００２３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記異常検出回路が、交流電源の電圧のピーク値付
近の所定期間を検出する電源電圧検出回路と、検出用抵
抗の両端電圧を半波整流し第２のスイッチング素子のオ
ン期間に検出用抵抗に流れる電流によって生じる検出用
抵抗の両端電圧を取り出すダイオードと、電源電圧検出
回路により検出して前記所定期間にダイオードで取り出
した検出用抵抗の両端電圧を通過させる乗算器と、乗算
器の出力を基準電圧と比較するコンパレータとからなる
ものである。この構成によれば、乗算器を用いることに
より交流電源の電圧のピーク値付近の所定期間でのみ検
出用抵抗の両端電圧をコンパレータに入力して基準電圧
と比較することができ、請求項１の発明の異常検出回路
をこの構成によって容易に実現することができる。

【００２４】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、前記電源電圧検出回路が、前記整流器の出力電圧が
設定電圧以上である期間を検出するものである。この構
成によれば、交流電源の電圧のピーク値付近の所定期間
を検出するにあたって整流器の出力電圧を用いるから、
別途に整流器を設ける必要がなく、回路構成が比較的簡
単になる。

【００２５】請求項４の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、検出用抵抗の両端電圧から高周波成
分を除去するフィルタ回路を設けたものである。この構
成によれば、検出用抵抗の両端電圧から高周波のノイズ
が除去されるから、ノイズによる誤動作を低減すること
ができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）本実施形態
の基本的な構成は、図１２に示した従来構成と同様であ
るから、同機能を有する構成については同符号を付して
説明を省略し、以下では主として本実施形態の特徴部分
について説明する。

【００２７】本実施形態では、検出用抵抗Ｒｓｃの両端
電圧をダイオードＤｆにより半波整流した後にコンパレ
ータＣＰ１に直接入力するのではなく、乗算器Ｍ１に入
力するとともに、この乗算器Ｍ１で電源電圧検出回路Ｖ
Ｄの出力と乗算した結果をコンパレータＣＰ１に入力す
る。電源電圧検出回路ＶＤは、交流電源Ｖｓの電圧の絶
対値があらかじめ設定した規定電圧以上である期間に所
定値を出力し、規定電圧未満である期間に出力が０Ｖに
なる回路である。電源電圧検出回路ＶＤとダイオードＤ
ｆと乗算器Ｍ１とコンパレータＣＰ１とにより異常検出
回路が構成されている。

【００２８】この構成では交流電源Ｖｓの電圧の絶対値
がピーク値付近である期間には検出用抵抗Ｒｓｃの両端
電圧を半波整流した電圧に相当する電圧がコンパレータ
ＣＰ１に入力されるが、電源電圧波形のゼロクロス点付
近である期間にはコンパレータＣＰ１への入力は０にな
る。放電灯Ｌａの状態が変化しても交流電源Ｖｓの電圧
のピーク値付近においては検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧
のピーク値の変化は小さく、結果的に基準電圧Ｖｋが一
定でも検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値との差を
負荷の状態にかかわりなくつねに小さくすることができ
る。ここに、電源電圧検出回路ＶＤの出力は２値である
から、乗算器Ｍ１に入力される乗数は０と１とであれば
よく、乗算器Ｍ１としてたとえばアナログスイッチを用
いることが可能である。

【００２９】交流電源Ｖｓの電圧のピーク値付近におい
て検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値が負荷の状態
によらずほぼ一定になる理由を以下で考察する。

【００３０】図２（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形を示
し、このとき電源電圧検出回路ＶＤの出力は図２（ｅ）
のようになる。また、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧は、
負荷の状態に応じて図２（ｂ）〜（ｄ）のように変化す
る。図２（ｂ）は放電灯Ｌａをほぼ定格点灯させている
状態を示し、図２（ｃ）は調光点灯させている状態であ
って、定格点灯時の光出力を１００％とするときに光出
力を５０％程度まで絞った状態、図２（ｄ）は調光点灯
させている状態であって、光出力を調節可能な下限値ま
で絞った状態を示している。検出用抵抗Ｒｓｃの両端電
圧は、図２（ｂ）〜（ｄ）において上下に細かく変化し
ている折れ線で示すように高周波で変化し、検出用抵抗
Ｒｓｃの両端電圧の変化の包絡線は交流電源Ｖｓの電圧
波形の半サイクルの周期を持つように変化する。

【００３１】インバータ回路ＩＮＶのスイッチング周波
数を変化させたり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデュ
ーティ比を変化させたりすることによって調光を行った
場合に、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧は上述したとおり
図２（ｂ）〜（ｄ）のように変化し、当然ながらスイッ
チング素子Ｑ２に流れる電流の波形も図２（ｂ）〜
（ｄ）に示す波形に相似になる。

【００３２】ところで、交流電源Ｖｓの電圧波形のピー
ク値付近（図２の点Ａ）とゼロクロス点付近（図２の点
Ｂ）とにおいて検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧を拡大して
示すと、それぞれ図３、図４のようになる。図３と図４
とにおいてそれぞれ（ａ）〜（ｃ）は図２（ｂ）〜
（ｄ）に対応する状態を示している。図４から明らかな
ように、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧のピーク値は交流
電源Ｖｓの電圧波形のゼロクロス点付近では調光量に応
じて変化し、調光が深くなるほどピーク値が小さくな
る。これに対して、図３から明らかなように、交流電源
Ｖｓの電圧のピーク値付近では調光量が変化したとき
に、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧の下限値は変化する
が、ピーク値（上限値）はほぼ一定である。

【００３３】検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧が、上述のよ
うな波形になるのは、図１に示した回路構成において、
リーケージトランスＴ１がコンデンサＣ２とともに共振
回路を構成するだけではなく、リーケージトランスＴ１
の１次巻線がスイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ２と
ともに一種のチョッパ回路を構成していることによると
考えられる。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間
にリーケージトランスＴ１に蓄積されたエネルギがスイ
ッチング素子Ｑ１のオフ後に放出され、エネルギの放出
期間に交流電源Ｖｓから整流器ＤＢに入力電流が流れ、
同時に平滑コンデンサＣ１が充電されるのである。リー
ケージトランスＴ１の１次巻線に流れる電流ｉＴ１のう
ち上述のようなチョッパ回路としての動作に関わる電流
を抽出すると図５のようになる。つまり、電流ｉＴ１の
包絡線は交流電源Ｖｓの電圧の絶対値にほぼ比例する。

【００３４】このように、検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧
は、上述のようなチョッパ回路としての動作に関わる電
流と、平滑コンデンサＣ１からの電源供給によるインバ
ータ回路ＩＮＶの動作に関わる電流とを重畳した電流で
あると考えられる。したがって、整流器ＤＢの出力電圧
波形がピーク値付近であるときには、両電流がほぼ相殺
されてスイッチング素子Ｑ２のオン期間に検出用抵抗Ｒ
ｓｃを流れる電流のピーク値は小さくなる。また、交流
電源Ｖｓの電圧波形のゼロクロス点付近である期間は、
チョッパ回路としての動作に関わる電流が小さくなるの
に対して、インバータ回路ＩＮＶの動作に関わる電流は
平滑コンデンサＣ１からの電源供給によりほぼ一定に保
たれるから、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に検出用
抵抗Ｒｓｃを流れる電流のピーク値は比較的大きくなる
と考えられる。そして、インバータ回路ＩＮＶの動作に
関わる電流は、放電灯Ｌａでの消費電流（つまり調光の
深さ）に応じて変化するから、結局、検出用抵抗Ｒｓｃ
の両端電圧の正のピーク値は、交流電源Ｖｓの電圧波形
のゼロクロス点付近である期間には放電灯Ｌａの調光の
深さに応じて変化し、整流器ＤＢの出力電圧波形がピー
ク値付近である期間には放電灯Ｌａの調光の深さが変化
してもほとんど変化しないのである。したがって、検出
用抵抗Ｒｓｃの両端電圧を、整流器ＤＢの出力電圧がピ
ーク値付近になる期間であってスイッチング素子Ｑ２に
電流が流れる期間にのみ取り出すようにすれば、調光の
深さにほとんど影響されない電圧を取り出すことができ
る。

【００３５】以上の説明から明らかなように、進相動作
などの影響による異常を検出するコンパレータＣＰ１の
基準電圧Ｖｋを、図３に示す電圧波形に対して設定する
のであれば、放電灯Ｌａの調光の深さに応じて基準電圧
Ｖｋを変化させずにほぼ一定値としても、検出用抵抗Ｒ
ｓｃの両端電圧のピーク値と基準電圧Ｖｋとの差を放電
灯Ｌａの調光の深さにかかわらず小さく設定することが
でき、進相動作などの異常によるサージ電流を迅速に検
出することが可能になる。しかも、図３の電圧波形は上
述のようにチョッパ回路としての動作に関わる電流が重
畳されている結果の波形であって、図４の電圧波形に比
較すると進相動作の影響が出やすい波形と言える。つま
り、整流器ＤＢの出力電圧がピーク値付近になる期間の
ほうが交流電源Ｖｓの電圧波形がゼロクロス点付近であ
る期間よりも進相動作の影響が出やすく、このことによ
っても進相動作を迅速に検出することが可能になる。

【００３６】上述のように、コンパレータＣＰ１の基準
電圧Ｖｋを一定値に設定することにより、基準電圧Ｖｋ
を放電灯Ｌａの調光の深さに応じて変化させる場合より
も構成が簡単であり、しかも交流電源Ｖｓの電圧波形が
ピーク値付近になる期間にのみ検出用抵抗Ｒｓｃの両端
電圧を取り出すことによって、進相動作のような異常を
迅速に検出することができるのである。

【００３７】図６は、電源電圧検出回路ＶＤおよび基準
電圧Ｖｋを発生させる回路を具体的に示したものであ
る。電源電圧検出回路ＶＤは、交流電源Ｖｓの電圧をト
ランスＴ２により降圧した後にダイオードブリッジより
なる整流器ＤＢ２を用いて全波整流し、整流器ＤＢ２の
直流出力端間に接続した抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ５
の平滑回路により平滑した電圧と、制御電源電圧（一定
電圧）Ｖｃｃを抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路で分圧した基
準電圧とをコンパレータＣＰ２で比較するものである。
したがって、基準電圧を適宜に設定すれば、交流電源Ｖ
ｓの電圧がピーク値付近になる所望期間にコンパレータ
ＣＰ２の出力をＨレベルとすることができる。また、基
準電圧Ｖｋは制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ４，Ｒ５によ
り分圧することにより得られる。

【００３８】以上の構成により、コンパレータＣＰ１の
出力がＬレベルである期間にはインバータ回路ＩＮＶを
通常動作させ、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルに
なると駆動回路ＤＶによりスイッチング素子Ｑ、Ｑ２を
オフに保つように制御したり、あるいはスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる周波数を高くして確実に
遅相動作を行うように制御したりすることができる。

【００３９】なお、放電灯Ｌａは１灯のみ接続した状態
で説明しているが、２灯以上の放電灯Ｌａを直列ないし
並列に接続した場合でも同様に構成することができる。
また、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１との並列
回路およびスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２との
並列回路を、それぞれＭＯＳＦＥＴに置き換えてもよ
い。本実施形態の回路構成は、インバータ回路ＩＮＶの
動作周波数が変化するか否かにかかわりなく適用して進
相動作を検出することが可能である。また、調光の形態
については連続的に光出力を変化させるようにしても、
また段階的に光出力を変化させるようにしてもよい。

【００４０】（第２の実施の形態）本実施形態は、図７
に示すように、整流器ＤＢの負極と平滑コンデンサＣ１
の負極とを接続してあり、コンデンサＣ２における正極
側の一端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間
にリーケージトランスＴ１の１次巻線を挿入してある。
つまり、第１の実施の形態ではチョッパ回路の動作を行
うスイッチング素子がスイッチング素子Ｑ１であったの
に対して、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ２にな
る。

【００４１】また、整流器ＤＢの正極とコンデンサＣ２
の一端との間にはダイオードＤＤＢが挿入され、整流器
ＤＢの直流出力端間にはコンデンサＣＤＢが接続されて
いる。この回路構成では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
のオンオフに伴う電流がダイオードＤＤＢを流れるから
ダイオードＤＤＢには蓄積時間の短い高速のものが必要
であるが、整流器ＤＢからダイオードＤＤＢに流す電流
が不足してもコンデンサＣＤＢからダイオードＤＤＢに
電流を流すことができ、コンデンサＣＤＢが一種のバッ
ファとして機能するから、整流器ＤＢとしてはスイッチ
ングダイオードのような蓄積時間の短いダイオードを用
いる必要がない。つまり、一般に整流用に用いるダイオ
ードはスイッチングに用いるダイオードに比較すると蓄
積時間が長く、図１に示した回路構成では整流器ＤＢに
も蓄積時間の短いダイオードが必要になり、結果的にコ
スト高になるが、本実施形態の構成を採用することによ
って整流器ＤＢに通常のものを用いることが可能にな
り、高速なダイオードＤＤＢを１個だけ用いることにな
るから、コストを低減することが可能になる。

【００４２】しかも、本実施形態では、検出用抵抗Ｒｓ
ｃをスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との
間に挿入し、検出用抵抗Ｒｓｃとスイッチング素子Ｑ２
との接続点にリーケージトランスＴ１の１次巻線の一端
を接続してある。さらに、検出用抵抗Ｒｓｃの一端が接
地電位となっている第１の実施の形態とは異なり、検出
用抵抗Ｒｓｃにおいてスイッチング素子Ｑ２との接続点
の電位がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに応じ
て変化するから、第１の実施の形態におけるダイオード
Ｄｆに代えて、本実施形態では検出用抵抗Ｒｓｃの両端
電圧を検出する電圧検出回路ＶＳを設けている。

【００４３】さらに、交流電源Ｖｓの電圧がピーク値付
近になる期間を検出するために第１の実施の形態では、
電源電圧検出回路ＶＤを交流電源Ｖｓに接続している
が、本実施形態では整流器ＤＢの出力電圧を電源電圧検
出回路ＶＤに入力している。この構成によって、電源電
圧検出回路ＶＤに整流器を設ける必要がなく、たとえば
抵抗などを用いて分圧した電圧と基準電圧とを比較する
だけで、交流電源Ｖｓの電圧のピーク値付近の期間を検
出することが可能になる。つまり、本実施形態のような
構成を採用して交流電源Ｖｓの電圧がピーク値付近にな
る期間を抽出すれば、図５に示した電源電圧検出回路Ｖ
ＤからトランスＴ２および整流器ＤＢ２を省略すること
が可能になって、小型化や低コスト化が可能になる。他
の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。

【００４４】（第３の実施の形態）本実施形態は、図８
に示すように、図１に示した第１の実施の形態に対して
ダイオードＤｆと乗算器Ｍ１との間に抵抗Ｒｆとコンデ
ンサＣｆとの並列回路を挿入したものである。この並列
回路はダイオードＤｆにより半波整流された電圧から高
周波成分を除去するフィルタとして機能する。

【００４５】交流電源Ｖｓの電圧波形が図９（ａ）のよ
うになるときに、抵抗Ｒｆの両端電圧（ダイオードＤｆ
により半波整流された電圧）は、放電灯Ｌａの調光の深
さに応じて図９（ｂ）〜（ｄ）のように変化する。図９
（ｂ）は放電灯Ｌａの定格点灯時、同図（ｄ）は放電灯
Ｌａの調光範囲において調光をもっとも深くした点灯状
態、同図（ｃ）は同図（ｂ）と同図（ｄ）との間の状態
を示す。つまり、抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとにより検
出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧の包絡線成分が抽出されるこ
とになる。このような構成を採用すれば、検出用抵抗Ｒ
ｓｃの両端電圧の変化に対してコンパレータＣＰ１の出
力の変化の応答性は若干低下することになるが、そのた
めに検出用抵抗Ｒｓｃの両端電圧に若干のノイズが含ま
れていても平均化されて誤動作が防止されることにな
る。

【００４６】なお、図１０には本実施形態における動作
を示してあり、図１０（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧（破
線は整流器ＤＢの出力電圧）、同図（ｂ）は電源電圧検
出回路ＶＤの出力、同図（ｃ）はコンパレータＣＰ１に
入力される基準電圧Ｖｋと乗算器Ｍ１の出力とを示して
いる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様で
ある。

【００４７】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流器と、２次側に負荷が接続されたトランスと、トラ
ンスの１次巻線との直列回路が整流器の直流出力端間に
挿入される第１のスイッチング素子と、第１のスイッチ
ング素子に直列接続された第２のスイッチング素子と、
第１および第２のスイッチング素子とともに直列接続さ
れた検出用抵抗と、第１および第２のスイッチング素子
と検出用抵抗との直列回路に並列に接続された平滑コン
デンサと、第１および第２のスイッチング素子にそれぞ
れ並列接続され各スイッチング素子のオン時とは逆向き
の電流が通過可能な第１および第２のダイオードと、交
流電源の電源周波数よりも十分に高い周波数で第１およ
び第２のスイッチング素子を交互にオンオフさせる駆動
回路と、トランスの１次巻線と第１のスイッチング素子
との直列回路の両端間に接続されトランスのインダクタ
ンス成分および負荷とともに共振回路を形成するコンデ
ンサと、第２のスイッチング素子のオン期間での検出用
抵抗の両端電圧を交流電源の電圧のピーク値付近におい
て検出するとともに検出した電圧が基準電圧を越えると
異常と判断して異常を解消する方向に駆動回路を制御す
る異常検出回路とを備えるものであり、異常検出回路で
は検出用抵抗の両端電圧のうち第２のスイッチング素子
のオン期間における電流を交流電源の電圧のピーク値付
近でのみ検出しており、この期間に検出された検出用抵
抗の両端電圧は負荷への供給電力によらずピーク値がほ
ぼ一定になるから、第１および第２のスイッチング素子
のスイッチング周波数を変化させても基準電圧を検出用
抵抗の両端電圧のピーク値に近い一定電圧に設定してお
くことができ、結果的に基準電圧の設定に要する回路構
成が簡単であるという利点がある。しかもスイッチング
周波数が変化しても負荷の正常時における検出用抵抗の
両端電圧のピーク値と基準電圧との差を比較的小さく設
定しておくことができるから、異常時の検出を迅速に行
うことが可能になり、回路構成要素にストレスがかかる
のを抑制することができるという利点を有する。

【００４８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、異常検出回路が、交流電源の電圧のピーク値付近の
所定期間を検出する電源電圧検出回路と、検出用抵抗の
両端電圧を半波整流し第２のスイッチング素子のオン期
間に検出用抵抗に流れる電流によって生じる検出用抵抗
の両端電圧を取り出すダイオードと、電源電圧検出回路
により検出して前記所定期間にダイオードで取り出した
検出用抵抗の両端電圧を通過させる乗算器と、乗算器の
出力を基準電圧と比較するコンパレータとからなるもの
であり、乗算器を用いることにより交流電源の電圧のピ
ーク値付近の所定期間でのみ検出用抵抗の両端電圧をコ
ンパレータに入力して基準電圧と比較することができ、
請求項１の発明の異常検出回路を比較的簡単な回路構成
によって容易に実現することができるという利点があ
る。

【００４９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、電源電圧検出回路が、整流器の出力電圧が設定電圧
以上である期間を検出するものであり、交流電源の電圧
のピーク値付近の所定期間を検出するにあたって整流器
の出力電圧を用いるから、別途に整流器を設ける必要が
なく、回路構成が比較的簡単になるという利点を有す
る。

【００５０】請求項４の発明は、請求項２または請求項
３の発明において、検出用抵抗の両端電圧から高周波成
分を除去するフィルタ回路を設けたものであり、検出用
抵抗の両端電圧から高周波のノイズが除去されるから、
ノイズによる誤動作を低減することができるという利点
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の具体回路図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図８】本発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図９】同上の動作説明図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】従来例を示す回路図である。

【図１２】他の従来例を示す回路図である。

【図１３】同上の動作説明図である。

【図１４】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｃ３ コンデンサ ＣＰ１ コンパレータ Ｃｆ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２ ダイオード ＤＢ 整流器 Ｄｆ ダイオード ＤＶ 駆動回路 Ｌａ 放電灯 Ｍ１ 乗算器 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｒｓｃ 検出用抵抗 Ｒｆ 抵抗 Ｔ１ リーケージトランス ＶＤ 電源電圧検出回路 Ｖｓ 交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA02 AB02 AB03 BA03 BA05 BB01 BC02 DB03 DD04 EB05 EB06 GA01 GA03 GB12 GC04 HA06 HA10 HB03 5H007 BB03 CA01 CB02 CB04 CB12 CB22 CC32 DA05 DA06 DB01 DC02 FA01 FA03 FA13 FA19

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、２次側に
   負荷が接続されたトランスと、トランスの１次巻線との
   直列回路が整流器の直流出力端間に挿入される第１のス
   イッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続
   された第２のスイッチング素子と、第１および第２のス
   イッチング素子とともに直列接続された検出用抵抗と、
   第１および第２のスイッチング素子と検出用抵抗との直
   列回路に並列に接続された平滑コンデンサと、第１およ
   び第２のスイッチング素子にそれぞれ並列接続され各ス
   イッチング素子のオン時とは逆向きの電流が通過可能な
   第１および第２のダイオードと、交流電源の電源周波数
   よりも十分に高い周波数で第１および第２のスイッチン
   グ素子を交互にオンオフさせる駆動回路と、トランスの
   １次巻線と第１のスイッチング素子との直列回路の両端
   間に接続されトランスのインダクタンス成分および負荷
   とともに共振回路を形成するコンデンサと、第２のスイ
   ッチング素子のオン期間での検出用抵抗の両端電圧を交
   流電源の電圧のピーク値付近において検出するとともに
   検出した電圧が基準電圧を越えると異常と判断して異常
   を解消する方向に駆動回路を制御する異常検出回路とを
   備えることを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記異常検出回路は、交流電源の電圧の
   ピーク値付近の所定期間を検出する電源電圧検出回路
   と、検出用抵抗の両端電圧を半波整流し第２のスイッチ
   ング素子のオン期間に検出用抵抗に流れる電流によって
   生じる検出用抵抗の両端電圧を取り出すダイオードと、
   電源電圧検出回路により検出して前記所定期間にダイオ
   ードで取り出した検出用抵抗の両端電圧を通過させる乗
   算器と、乗算器の出力を基準電圧と比較するコンパレー
   タとからなることを特徴とする請求項１記載の電源装
   置。
3. 【請求項３】 前記電源電圧検出回路は、前記整流器の
   出力電圧が設定電圧以上である期間を検出することを特
   徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 検出用抵抗の両端電圧から高周波成分を
   除去するフィルタ回路を設けたことを特徴とする請求項
   ２または請求項３記載の電源装置。