JPH0678554A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0678554A JPH0678554A JP4226605A JP22660592A JPH0678554A JP H0678554 A JPH0678554 A JP H0678554A JP 4226605 A JP4226605 A JP 4226605A JP 22660592 A JP22660592 A JP 22660592A JP H0678554 A JPH0678554 A JP H0678554A
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- Japan
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- inverter circuit
- output
- impedance
- capacitor
- rectifier
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-
- Y02B70/126—
-
- Y02B70/1441—
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】出力に含まれるリップル成分を低減して負荷に
供給される電力を調整する。 【構成】交流電源の整流平滑出力をインバータ回路１で
高周波電圧に変換する。ダイオードブリッジＤＢの出力
端にコンデンサＣ4 を介してインバータ回路１の高周波
出力の一部を帰還して入力力率を改善する。上記コンデ
ンサＣ4 がインバータ回路１の第１の振動系と共に第２
の振動系を構成する。インバータ回路１の振動系のイン
ダクタンス成分として可飽和リアクトルＬC を用いて、
第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを可変す
る。且つ第１及び第２の振動系より負荷Ｌに供給される
出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路１を
動作させる。
供給される電力を調整する。 【構成】交流電源の整流平滑出力をインバータ回路１で
高周波電圧に変換する。ダイオードブリッジＤＢの出力
端にコンデンサＣ4 を介してインバータ回路１の高周波
出力の一部を帰還して入力力率を改善する。上記コンデ
ンサＣ4 がインバータ回路１の第１の振動系と共に第２
の振動系を構成する。インバータ回路１の振動系のイン
ダクタンス成分として可飽和リアクトルＬC を用いて、
第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを可変す
る。且つ第１及び第２の振動系より負荷Ｌに供給される
出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路１を
動作させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置に関するものである。
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】入力力率の改善及び効率の向上を図った
従来のインバータ装置としては図１４に示す特願平２−
３２７３２４号で提案されたものがある。なお、このイ
ンバータ装置は放電灯点灯装置として用いてある。従っ
て、以下の説明では放電灯点灯装置として説明を行う。
従来のインバータ装置としては図１４に示す特願平２−
３２７３２４号で提案されたものがある。なお、このイ
ンバータ装置は放電灯点灯装置として用いてある。従っ
て、以下の説明では放電灯点灯装置として説明を行う。
【０００３】この放電灯点灯装置では、交流電源ＶS を
整流する整流器としてのダイオードブリッジＤＢと、ダ
イオードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサ
Ｃ1と、振動系（以下、この振動系を第１の振動系と呼
ぶ）を含み平滑コンデンサＣ 1 の両端電圧を高周波電圧
に変換するインバータ回路１と、上記ダイオードブリッ
ジＤＢの出力端にインピーダンス素子としてのコンデン
サＣ4 を介してインバータ回路１の高周波出力の一部を
帰還してダイオードブリッジＤＢに交流電源Ｖ S のほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善回路
とを備えている。
整流する整流器としてのダイオードブリッジＤＢと、ダ
イオードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサ
Ｃ1と、振動系（以下、この振動系を第１の振動系と呼
ぶ）を含み平滑コンデンサＣ 1 の両端電圧を高周波電圧
に変換するインバータ回路１と、上記ダイオードブリッ
ジＤＢの出力端にインピーダンス素子としてのコンデン
サＣ4 を介してインバータ回路１の高周波出力の一部を
帰還してダイオードブリッジＤＢに交流電源Ｖ S のほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善回路
とを備えている。
【０００４】インバータ回路１は、平滑コンデンサＣ1
の両端にＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 を直列接続し、スイッチング素子Ｑ2 の両端に直流
カット用のコンデンサＣ3 及びインダクタＬ1 を介して
放電灯Ｌａを接続し、放電灯Ｌａの夫々のフィラメント
の非電源側の両端に放電灯Ｌａのフィラメントの予熱用
のコンデンサＣ2 を接続してある。なお、コンデンサＣ
2 はインダクタＬ1 と共に第１の振動系を構成してい
る。
の両端にＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 を直列接続し、スイッチング素子Ｑ2 の両端に直流
カット用のコンデンサＣ3 及びインダクタＬ1 を介して
放電灯Ｌａを接続し、放電灯Ｌａの夫々のフィラメント
の非電源側の両端に放電灯Ｌａのフィラメントの予熱用
のコンデンサＣ2 を接続してある。なお、コンデンサＣ
2 はインダクタＬ1 と共に第１の振動系を構成してい
る。
【０００５】このインバータ回路１では、スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 を高周波的に交互にオン，オフさせるこ
とにより、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧を高周波電圧
に変換し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。つまり、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンのとき、コンデンサＣ1 、スイ
ッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3、
放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流を流し、このと
きコンデンサＣ3 に蓄積された電荷を電源として、スイ
ッチング素子Ｑ2 がオンのとき、コンデンサＣ 3 、イン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 、放電灯Ｌａの経路
でそれまでと逆方向の電流を放電灯Ｌａに流して、放電
灯Ｌａを高周波点灯する。
素子Ｑ1 ，Ｑ2 を高周波的に交互にオン，オフさせるこ
とにより、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧を高周波電圧
に変換し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。つまり、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンのとき、コンデンサＣ1 、スイ
ッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3、
放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流を流し、このと
きコンデンサＣ3 に蓄積された電荷を電源として、スイ
ッチング素子Ｑ2 がオンのとき、コンデンサＣ 3 、イン
ダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 、放電灯Ｌａの経路
でそれまでと逆方向の電流を放電灯Ｌａに流して、放電
灯Ｌａを高周波点灯する。
【０００６】上記入力力率改善回路は、コンデンサＣ3
と放電灯Ｌａとの接続点とダイオードブリッジＤＢの正
極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子と
してのコンデンサＣ4 と、ダイオードブリッジＤＢの出
力とコンデンサＣ1 との間に接続されたダイオードＤ3
とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイッ
チング素子Ｑ2 のオン時に、ダイオードブリッジＤＢ、
コンデンサＣ4 、コンデンサＣ3 、インダクタＬ1 、ス
イッチング素子Ｑ2 と電流が流れると共に、コンデンサ
Ｃ4 とインダクタＬ1 からなる振動系の作用により、主
に、コンデンサＣ4 、ダイオードＤ3 、スイッチング素
子Ｑ 1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 を通る経路で
反転電流が流れる。
と放電灯Ｌａとの接続点とダイオードブリッジＤＢの正
極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子と
してのコンデンサＣ4 と、ダイオードブリッジＤＢの出
力とコンデンサＣ1 との間に接続されたダイオードＤ3
とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイッ
チング素子Ｑ2 のオン時に、ダイオードブリッジＤＢ、
コンデンサＣ4 、コンデンサＣ3 、インダクタＬ1 、ス
イッチング素子Ｑ2 と電流が流れると共に、コンデンサ
Ｃ4 とインダクタＬ1 からなる振動系の作用により、主
に、コンデンサＣ4 、ダイオードＤ3 、スイッチング素
子Ｑ 1 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ3 を通る経路で
反転電流が流れる。
【０００７】このようにコンデンサＣ4 を介して交流電
源ＶS の全域にわたってダイオードブリッジＤＢに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサＣ4 とダイオードＤ3
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源ＶS とダイオードブリッ
ジＤＢとの間には高周波カットフィルタＦを挿入し、高
周波成分が交流電源Ｖ S 側に漏れることを防止してあ
る。
源ＶS の全域にわたってダイオードブリッジＤＢに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサＣ4 とダイオードＤ3
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源ＶS とダイオードブリッ
ジＤＢとの間には高周波カットフィルタＦを挿入し、高
周波成分が交流電源Ｖ S 側に漏れることを防止してあ
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の構成
のインバータ装置では、インバータ回路１のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数が変化すると、
図２０（ｂ）〜（ｄ）に破線で示す包絡線波形が変化す
る。殊に、図２０（ｂ），（ｄ）の場合には包絡線波形
の最大値と最少値との差、つまりはリップルが大きくな
り、負荷の動作に悪影響を及ぼすという問題があった。
例えば、放電灯点灯装置の場合に放電灯Ｌａを調光点灯
させると、放電灯Ｌａにちらつきを生じるという問題が
起こる。
のインバータ装置では、インバータ回路１のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数が変化すると、
図２０（ｂ）〜（ｄ）に破線で示す包絡線波形が変化す
る。殊に、図２０（ｂ），（ｄ）の場合には包絡線波形
の最大値と最少値との差、つまりはリップルが大きくな
り、負荷の動作に悪影響を及ぼすという問題があった。
例えば、放電灯点灯装置の場合に放電灯Ｌａを調光点灯
させると、放電灯Ｌａにちらつきを生じるという問題が
起こる。
【０００９】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置において、出力に含まれるリップル成分を
低減して負荷に供給される電力を調整することを可能と
することにある。
あり、その目的とするところは、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置において、出力に含まれるリップル成分を
低減して負荷に供給される電力を調整することを可能と
することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の
振動系を含み平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、上記整流器の出力端にイン
ピーダンス素子を介してインバータ回路の高周波出力の
一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって
高周波的に電流を流す入力力率改善回路とを備え、上記
インピーダンス素子がインバータ回路の第１の振動系と
共に第２の振動系を構成するインバータ装置であって、
上記第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを可変
するインピーダンス制御手段と、上記第１あるいは第２
の振動系のインピーダンス状態で、第１及び第２の振動
系より負荷に供給される出力が最も等しくなる発振周波
数でインバータ回路を動作させる周波数制御手段を設け
てある。
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の
振動系を含み平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、上記整流器の出力端にイン
ピーダンス素子を介してインバータ回路の高周波出力の
一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって
高周波的に電流を流す入力力率改善回路とを備え、上記
インピーダンス素子がインバータ回路の第１の振動系と
共に第２の振動系を構成するインバータ装置であって、
上記第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを可変
するインピーダンス制御手段と、上記第１あるいは第２
の振動系のインピーダンス状態で、第１及び第２の振動
系より負荷に供給される出力が最も等しくなる発振周波
数でインバータ回路を動作させる周波数制御手段を設け
てある。
【００１１】また、請求項２の発明では、上記目的を達
成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第１及び第２の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第１あるい
は第２の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えいる。
成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第１及び第２の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第１あるい
は第２の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えいる。
【００１２】なお、上記第１及び第２の振動系を構成す
る経路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピ
ーダンス制御手段に設け、このスイッチング素子のスイ
ッチングを制御して第１あるいは第２の振動系の見かけ
上のインピーダンスを可変するようにしてもよい。
る経路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピ
ーダンス制御手段に設け、このスイッチング素子のスイ
ッチングを制御して第１あるいは第２の振動系の見かけ
上のインピーダンスを可変するようにしてもよい。
【００１３】
【作用】請求項１の発明は、上述のように構成すること
により、第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを
可変し、そのインピーダンスの変化に合わせてインバー
タ回路の発振周波数を可変して、負荷に供給される電力
の調整を行い、且つ上記第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第１及び第２の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させて、出力に含まれるリップル成分を低
減する。つまりは、出力に含まれるリップル成分を低減
して負荷に供給される電力を調整することを可能とす
る。
により、第１あるいは第２の振動系のインピーダンスを
可変し、そのインピーダンスの変化に合わせてインバー
タ回路の発振周波数を可変して、負荷に供給される電力
の調整を行い、且つ上記第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第１及び第２の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させて、出力に含まれるリップル成分を低
減する。つまりは、出力に含まれるリップル成分を低減
して負荷に供給される電力を調整することを可能とす
る。
【００１４】また、請求項２の発明は、上述のように構
成することにより、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第１あるいは第２
の振動系のインピーダンスを可変して、負荷に供給され
る電力の調整を行い、且つそのインバータ回路の発振周
波数で第１及び第２の振動系より負荷に供給される出力
が最も等しくなるように第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンスを可変して、出力に含まれるリップル成分
を低減し、出力に含まれるリップル成分を低減して負荷
に供給される電力を調整することを可能とする。
成することにより、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第１あるいは第２
の振動系のインピーダンスを可変して、負荷に供給され
る電力の調整を行い、且つそのインバータ回路の発振周
波数で第１及び第２の振動系より負荷に供給される出力
が最も等しくなるように第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンスを可変して、出力に含まれるリップル成分
を低減し、出力に含まれるリップル成分を低減して負荷
に供給される電力を調整することを可能とする。
【００１５】
【実施例】まず初めに図１４の従来回路においてインバ
ータ回路１の発振周波数の変化によりリップル成分が発
生する理由から説明する。上記インバータ装置に設けら
れたコンデンサＣ4 の充電は、上述したようにダイオー
ドブリッジＤＢ、コンデンサＣ4 、コンデンサＣ3 、イ
ンダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 の経路で行われ、
コンデンサＣ4 は図１に示す矢印の向きに充電される。
そして、コンデンサＣ4 の放電は、主に、コンデンサＣ
4 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1、インダク
タＬ1 、コンデンサＣ3 の経路で行われ、このときコン
デンサＣ4 の両端電圧は下降する。
ータ回路１の発振周波数の変化によりリップル成分が発
生する理由から説明する。上記インバータ装置に設けら
れたコンデンサＣ4 の充電は、上述したようにダイオー
ドブリッジＤＢ、コンデンサＣ4 、コンデンサＣ3 、イ
ンダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 の経路で行われ、
コンデンサＣ4 は図１に示す矢印の向きに充電される。
そして、コンデンサＣ4 の放電は、主に、コンデンサＣ
4 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1、インダク
タＬ1 、コンデンサＣ3 の経路で行われ、このときコン
デンサＣ4 の両端電圧は下降する。
【００１６】ここで、上記コンデンサＣ4 の充放電のタ
イミングはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン，オフと
同時に開始されるわけではなく、このコンデンサＣ4 の
両端電圧ＶC4と、電源電圧Ｖin、インダクタＬ1 の両端
電圧ＶL1、コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3との電圧関係
で決まる。いま、上記コンデンサＣ4 が充放電されてい
ない場合には、図１４の回路は図１５に示す構成となっ
ていると考えてよい。また、コンデンサＣ4 が充放電さ
れている場合には図１６の構成となっていると考えてよ
い。つまり、上記図１５と図１６の回路の切り換わりに
よるその出力差により上記リップルが発生するのであ
る。
イミングはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン，オフと
同時に開始されるわけではなく、このコンデンサＣ4 の
両端電圧ＶC4と、電源電圧Ｖin、インダクタＬ1 の両端
電圧ＶL1、コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3との電圧関係
で決まる。いま、上記コンデンサＣ4 が充放電されてい
ない場合には、図１４の回路は図１５に示す構成となっ
ていると考えてよい。また、コンデンサＣ4 が充放電さ
れている場合には図１６の構成となっていると考えてよ
い。つまり、上記図１５と図１６の回路の切り換わりに
よるその出力差により上記リップルが発生するのであ
る。
【００１７】この場合においてリップル成分を小さくす
るには図１５及び図１６の回路の出力がほぼ同じになれ
ば、リップル成分を小さくできるはずである。ところ
で、上記図１５及び図１６の回路を考えた場合、夫々の
異なる点は振動系の構成にある。つまり、図１５の場合
にはインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 で第１の振動系が
構成され、図１６の場合にはインダクタＬ1 とコンデン
サＣ2 ，Ｃ4 で第２の振動系が構成されている。従っ
て、この振動系の出力がほぼ同一になれば、リップル成
分を小さくなる。
るには図１５及び図１６の回路の出力がほぼ同じになれ
ば、リップル成分を小さくできるはずである。ところ
で、上記図１５及び図１６の回路を考えた場合、夫々の
異なる点は振動系の構成にある。つまり、図１５の場合
にはインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 で第１の振動系が
構成され、図１６の場合にはインダクタＬ1 とコンデン
サＣ2 ，Ｃ4 で第２の振動系が構成されている。従っ
て、この振動系の出力がほぼ同一になれば、リップル成
分を小さくなる。
【００１８】ここで、夫々の振動系の出力特性が例えば
図１７に示すようになっているとすれば、夫々の出力値
が一定になる周波数にインバータ回路１の発振周波数
（以下、この周波数をｆ0 と呼ぶ）に設定すればよいこ
とが分かる。なお、１７図のイで第１の振動系の出力特
性を示し、ロで第２の振動系の出力特性を示す。ところ
で、上述の場合において最もリップル成分の発生に影響
を与えるのは、電源電圧Ｖinであるので、電源電圧Ｖin
（実際にはダイオードブリッジＤＢを介して後段回路に
電源が供給されているので、電源電圧Ｖinの絶対値）と
インバータ装置の出力との特性を求めたところ、図１８
に示す結果が得られた。この図１８では縦軸に出力（例
えば、負荷の両端電圧）、横軸に電源電圧の絶対値を示
してある。なお、電源電圧の絶対値はすべて瞬時値であ
る。また、図中のＶP は電源電圧の最大値を示す。
図１７に示すようになっているとすれば、夫々の出力値
が一定になる周波数にインバータ回路１の発振周波数
（以下、この周波数をｆ0 と呼ぶ）に設定すればよいこ
とが分かる。なお、１７図のイで第１の振動系の出力特
性を示し、ロで第２の振動系の出力特性を示す。ところ
で、上述の場合において最もリップル成分の発生に影響
を与えるのは、電源電圧Ｖinであるので、電源電圧Ｖin
（実際にはダイオードブリッジＤＢを介して後段回路に
電源が供給されているので、電源電圧Ｖinの絶対値）と
インバータ装置の出力との特性を求めたところ、図１８
に示す結果が得られた。この図１８では縦軸に出力（例
えば、負荷の両端電圧）、横軸に電源電圧の絶対値を示
してある。なお、電源電圧の絶対値はすべて瞬時値であ
る。また、図中のＶP は電源電圧の最大値を示す。
【００１９】なお、上記図１８の特性は以下のようにし
て求めたものである。つまり、図１４のインバータ装置
で、電源電圧の絶対値｜Ｖin｜と出力ＶOUT が図１９に
示すようになっている場合、｜Ｖin｜＝０での出力Ｖ
OUT はｔ＝ｔ1 の前後の微小時間ΔｔにおけるＶOUT の
値から求め、また｜Ｖin｜＝ＶP での出力ＶOUT はｔ＝
ｔ3 の前後の微小時間ΔｔにおけるＶOUT の値から求
め、さらに同様にして任意の｜Ｖin｜での出力ＶOUT は
その｜Ｖin｜となる時間（例えば、ｔ＝ｔ2 ）の前後の
微小時間ΔｔにおけるＶOUT の値から求めた。また、微
小時間Δｔはインバータ回路１のスイッチング周波数の
数倍程度とし、｜Ｖin｜の変化を無視できるようにし
た。
て求めたものである。つまり、図１４のインバータ装置
で、電源電圧の絶対値｜Ｖin｜と出力ＶOUT が図１９に
示すようになっている場合、｜Ｖin｜＝０での出力Ｖ
OUT はｔ＝ｔ1 の前後の微小時間ΔｔにおけるＶOUT の
値から求め、また｜Ｖin｜＝ＶP での出力ＶOUT はｔ＝
ｔ3 の前後の微小時間ΔｔにおけるＶOUT の値から求
め、さらに同様にして任意の｜Ｖin｜での出力ＶOUT は
その｜Ｖin｜となる時間（例えば、ｔ＝ｔ2 ）の前後の
微小時間ΔｔにおけるＶOUT の値から求めた。また、微
小時間Δｔはインバータ回路１のスイッチング周波数の
数倍程度とし、｜Ｖin｜の変化を無視できるようにし
た。
【００２０】いま、放電灯Ｌａを調光点灯する場合につ
いて考えると、この場合にコンデンサＣ4 とダイオード
Ｄ3 からなる上記力率改善回路を備えていないインバー
タ方式の放電灯点灯装置では、例えば周波数をインダク
タＬ1 とコンデンサＣ2 からなる第１の振動系の共振周
波数からずらすことにより、放電灯Ｌａに供給される電
力を小さくして調光点灯を行うことができる。
いて考えると、この場合にコンデンサＣ4 とダイオード
Ｄ3 からなる上記力率改善回路を備えていないインバー
タ方式の放電灯点灯装置では、例えば周波数をインダク
タＬ1 とコンデンサＣ2 からなる第１の振動系の共振周
波数からずらすことにより、放電灯Ｌａに供給される電
力を小さくして調光点灯を行うことができる。
【００２１】しかし、図１４のインバータ装置におい
て、単にインバータ回路１の発振周波数を変化させる
と、上述した理由によりリップル成分が増加して放電灯
Ｌａにちらつきを生じるという問題がある。そこで、放
電灯Ｌａに供給される出力が小さくなり、且つリップル
成分が少なくなるように、振動系のインピーダンス及び
インバータ回路１の周波数を共に変化させると、調光状
態でも放電灯Ｌａをちらつきなく安定点灯させることが
できる。この場合に、振動系のインピーダンスを変化さ
せ、それに応じてインバータ回路１の周波数を変化させ
る方法と、インバータ回路１の周波数を変化させ、それ
に応じて振動系のインピーダンスを変化させる方法との
２つの方法が考えられる。
て、単にインバータ回路１の発振周波数を変化させる
と、上述した理由によりリップル成分が増加して放電灯
Ｌａにちらつきを生じるという問題がある。そこで、放
電灯Ｌａに供給される出力が小さくなり、且つリップル
成分が少なくなるように、振動系のインピーダンス及び
インバータ回路１の周波数を共に変化させると、調光状
態でも放電灯Ｌａをちらつきなく安定点灯させることが
できる。この場合に、振動系のインピーダンスを変化さ
せ、それに応じてインバータ回路１の周波数を変化させ
る方法と、インバータ回路１の周波数を変化させ、それ
に応じて振動系のインピーダンスを変化させる方法との
２つの方法が考えられる。
【００２２】（実施例１）図１に本発明の一実施例を示
す。本実施例は基本的には図１４の従来回路と同じ構成
であり、本実施例の特徴とするところはインダクタＬ1
の代わりに可飽和リアクトルＬC を用いた点にある。こ
の可飽和リアクトルＬC は出力巻線ＮL と制御巻線ＮC
からなり、図１ではリアクトル制御回路５で制御巻線Ｎ
C に流す電流を変化させて、出力巻線ＮL のインダクタ
ンスを可変する構成としてあり、リアクトル制御回路５
はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングを制御す
る制御回路３で制御するようにしてある。なお、この制
御回路３の出力に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は
駆動回路４で駆動制御される。
す。本実施例は基本的には図１４の従来回路と同じ構成
であり、本実施例の特徴とするところはインダクタＬ1
の代わりに可飽和リアクトルＬC を用いた点にある。こ
の可飽和リアクトルＬC は出力巻線ＮL と制御巻線ＮC
からなり、図１ではリアクトル制御回路５で制御巻線Ｎ
C に流す電流を変化させて、出力巻線ＮL のインダクタ
ンスを可変する構成としてあり、リアクトル制御回路５
はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングを制御す
る制御回路３で制御するようにしてある。なお、この制
御回路３の出力に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は
駆動回路４で駆動制御される。
【００２３】この図１の場合には例えば放電灯Ｌａを全
点灯させる場合に、インバータ回路１の発振周波数が上
述したｆ0 となっており、この周波数ｆ0 のとき可飽和
リアクトルＬC の出力巻線ＮL とコンデンサＣ2 ，Ｃ4
で形成される振動系の出力がほぼ同じになるようにして
ある。調光点灯を行う場合、制御回路３がリアクトル制
御回路５を介して可飽和リアクトルＬC の制御巻線ＮC
に流す電流を変化させて、出力巻線ＮL のインダクタン
ス値を変化させる。そして、このときの２つの振動系の
出力が一定になるように制御回路３の制御の下でインバ
ータ回路１の発振周波数を可変する。このようにすれ
ば、リップル成分の少ない安定した状態で放電灯Ｌａを
調光点灯することができる。なお、このようにしても入
力力率改善回路による入力力率の改善効果はそのまま維
持される。
点灯させる場合に、インバータ回路１の発振周波数が上
述したｆ0 となっており、この周波数ｆ0 のとき可飽和
リアクトルＬC の出力巻線ＮL とコンデンサＣ2 ，Ｃ4
で形成される振動系の出力がほぼ同じになるようにして
ある。調光点灯を行う場合、制御回路３がリアクトル制
御回路５を介して可飽和リアクトルＬC の制御巻線ＮC
に流す電流を変化させて、出力巻線ＮL のインダクタン
ス値を変化させる。そして、このときの２つの振動系の
出力が一定になるように制御回路３の制御の下でインバ
ータ回路１の発振周波数を可変する。このようにすれ
ば、リップル成分の少ない安定した状態で放電灯Ｌａを
調光点灯することができる。なお、このようにしても入
力力率改善回路による入力力率の改善効果はそのまま維
持される。
【００２４】なお、調光点灯を行う場合、制御回路３の
制御の下でインバータ回路１の発振周波数を可変させ、
その周波数下で２つの共振系の出力がほぼ同じになるよ
うに、制御回路３がリアクトル制御回路５を介して可飽
和リアクトルＬC の制御巻線ＮC に流す電流を変化させ
て、出力巻線ＮL のインダクタンス値を変化させ、リッ
プル成分の少ない安定した状態で放電灯Ｌａを調光点灯
するようにしてもよい。この場合には図１８に示すよう
に出力は主に電源電圧Ｖinに応じて変化するので、この
電源電圧Ｖinを検出する手段を設け、電源電圧Ｖinに応
じて制御回路３がリアクトル制御回路５を介して出力巻
線ＮL のインダクタンス値を変化させるようにすればよ
い。
制御の下でインバータ回路１の発振周波数を可変させ、
その周波数下で２つの共振系の出力がほぼ同じになるよ
うに、制御回路３がリアクトル制御回路５を介して可飽
和リアクトルＬC の制御巻線ＮC に流す電流を変化させ
て、出力巻線ＮL のインダクタンス値を変化させ、リッ
プル成分の少ない安定した状態で放電灯Ｌａを調光点灯
するようにしてもよい。この場合には図１８に示すよう
に出力は主に電源電圧Ｖinに応じて変化するので、この
電源電圧Ｖinを検出する手段を設け、電源電圧Ｖinに応
じて制御回路３がリアクトル制御回路５を介して出力巻
線ＮL のインダクタンス値を変化させるようにすればよ
い。
【００２５】上記可飽和リアクトルＬC とリアクトル制
御回路５との具体例を図２に示す。この図２において
は、可飽和リアクトルＬC を２つのリアクトルＬC1，Ｌ
C2を用いて構成し、夫々のリアクトルＬC1，ＬC2の制御
巻線ＮC1，ＮC2の極性を反転させて、抵抗ＲC と電圧を
可変自在な制御電源ＶC で等価的に示したリアクトル制
御回路５に接続してある。このようにすると、出力巻線
ＮL1，ＮL2の飽和状態が緩やかになり制御が容易にな
る。
御回路５との具体例を図２に示す。この図２において
は、可飽和リアクトルＬC を２つのリアクトルＬC1，Ｌ
C2を用いて構成し、夫々のリアクトルＬC1，ＬC2の制御
巻線ＮC1，ＮC2の極性を反転させて、抵抗ＲC と電圧を
可変自在な制御電源ＶC で等価的に示したリアクトル制
御回路５に接続してある。このようにすると、出力巻線
ＮL1，ＮL2の飽和状態が緩やかになり制御が容易にな
る。
【００２６】なお、上述の場合には可飽和リアクトルＬ
C を用いていたが、図３に示すように、インダクタＬ1
に直列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続し、２次巻
線Ｎ 2 に可変インピーダンス素子Ｚとスイッチ要素Ｓ1
を並列に接続してもよい。ここで、トランスＴ1 の２次
巻線Ｎ2 の両端をスイッチＳ1 をオンとして短絡した場
合には、１次巻線Ｎ1 にはインダクタンス成分が現れ
ず、２次巻線Ｎ2 を開放した場合には１次巻線Ｎ1 のイ
ンダクタンス成分（Ｌ2 ）が現れ、可変インピーダンス
素子Ｚのインピーダンス値を調整すれば、インダクタン
ス値を０〜Ｌ2 まで可変できる。つまり、振動系のイン
ダクタンス値をＬ、インダクタＬ1 のインダクタンス値
をＬ1 とした場合、Ｌ1 ＜Ｌ＜Ｌ1 ＋Ｌ2 の範囲で変化
させることができる。
C を用いていたが、図３に示すように、インダクタＬ1
に直列にトランスＴ1 の１次巻線Ｎ1 を接続し、２次巻
線Ｎ 2 に可変インピーダンス素子Ｚとスイッチ要素Ｓ1
を並列に接続してもよい。ここで、トランスＴ1 の２次
巻線Ｎ2 の両端をスイッチＳ1 をオンとして短絡した場
合には、１次巻線Ｎ1 にはインダクタンス成分が現れ
ず、２次巻線Ｎ2 を開放した場合には１次巻線Ｎ1 のイ
ンダクタンス成分（Ｌ2 ）が現れ、可変インピーダンス
素子Ｚのインピーダンス値を調整すれば、インダクタン
ス値を０〜Ｌ2 まで可変できる。つまり、振動系のイン
ダクタンス値をＬ、インダクタＬ1 のインダクタンス値
をＬ1 とした場合、Ｌ1 ＜Ｌ＜Ｌ1 ＋Ｌ2 の範囲で変化
させることができる。
【００２７】さらに、振動系のインダクタンスを可変す
るさらに他の方法としは、図４に示すように、インダク
タＬ1 に並列にスイッチ要素Ｓ2 を介してインダクタＬ
2 を接続してもよい。ここで、スイッチ要素Ｓ2 は図１
の制御回路３の制御の下でオン，オフ制御するようにす
ればよい。いま、スイッチ要素Ｓ2 がオンのときには、
振動系のインダクタンスはインダクタＬ1 のインダクタ
ンスのみとなり、スイッチ要素Ｓ2 がオンのときに、イ
ンダクタＬ1 ，Ｌ2 の合成インダクタンスとなる。
るさらに他の方法としは、図４に示すように、インダク
タＬ1 に並列にスイッチ要素Ｓ2 を介してインダクタＬ
2 を接続してもよい。ここで、スイッチ要素Ｓ2 は図１
の制御回路３の制御の下でオン，オフ制御するようにす
ればよい。いま、スイッチ要素Ｓ2 がオンのときには、
振動系のインダクタンスはインダクタＬ1 のインダクタ
ンスのみとなり、スイッチ要素Ｓ2 がオンのときに、イ
ンダクタＬ1 ，Ｌ2 の合成インダクタンスとなる。
【００２８】ところで、上述の場合には振動系のインピ
ーダンスを可変する方法として振動系のインダクタンス
を可変する場合について説明したが、コンデンサＣ4 や
コンデンサＣ2 のキャパシタンスを可変してもよい。図
５はコンデンサＣ4 に並列にコンデンサＣ5 とスイッチ
要素Ｓ3 の直列回路を接続し、スイッチ要素Ｓ3 を上述
した図４の場合と同様に制御回路３の制御の下でオン，
オフ制御するようにしてある。
ーダンスを可変する方法として振動系のインダクタンス
を可変する場合について説明したが、コンデンサＣ4 や
コンデンサＣ2 のキャパシタンスを可変してもよい。図
５はコンデンサＣ4 に並列にコンデンサＣ5 とスイッチ
要素Ｓ3 の直列回路を接続し、スイッチ要素Ｓ3 を上述
した図４の場合と同様に制御回路３の制御の下でオン，
オフ制御するようにしてある。
【００２９】図６は、コンデンサＣ2 に並列にコンデン
サＣ6 とスイッチ要素Ｓ4 の直列回路を接続し、スイッ
チ要素Ｓ4 を制御回路３の制御の下でオン，オフ制御す
るようにしたものである。 （実施例２）ところで、コンデンサＣ4 の充放電のタイ
ミングは、上述したようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のオン，オフと同時に開始されるわけではなく、このコ
ンデンサＣ4 の両端電圧ＶC4と、電源電圧Ｖin、インダ
クタＬ1 の両端電圧ＶL1、コンデンサＣ3 の両端電圧Ｖ
C3との電圧関係で決まる。従って、この２つの振動系の
切り換わりがリップル成分の発生に影響をする。これは
逆に言えばコンデンサＣ4 の充放電の時間を制御すれ
ば、出力特性を変えることができることを意味する。な
お、このようにした場合には見掛け上はコンデンサＣ4
のインピーダンス値を変えることに他ならない。
サＣ6 とスイッチ要素Ｓ4 の直列回路を接続し、スイッ
チ要素Ｓ4 を制御回路３の制御の下でオン，オフ制御す
るようにしたものである。 （実施例２）ところで、コンデンサＣ4 の充放電のタイ
ミングは、上述したようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のオン，オフと同時に開始されるわけではなく、このコ
ンデンサＣ4 の両端電圧ＶC4と、電源電圧Ｖin、インダ
クタＬ1 の両端電圧ＶL1、コンデンサＣ3 の両端電圧Ｖ
C3との電圧関係で決まる。従って、この２つの振動系の
切り換わりがリップル成分の発生に影響をする。これは
逆に言えばコンデンサＣ4 の充放電の時間を制御すれ
ば、出力特性を変えることができることを意味する。な
お、このようにした場合には見掛け上はコンデンサＣ4
のインピーダンス値を変えることに他ならない。
【００３０】図７はコンデンサＣ4 の充放電の時間を制
御して２つの振動系の出力をほぼ同一とする実施例であ
る。この図７の場合にはダイオードＤ3 に直列にスイッ
チ要素Ｓ5 を接続してある。なお、このダイオードＤ3
とスイッチ要素Ｓ5 の代わりに単方向性のスイッチ要素
を用いてもよいことは言うまでもない。動作的には、ス
イッチング素子Ｑ1 がオンし、上述した電圧関係によっ
てコンデンサＣ4 がスイッチング素子Ｑ1 を介して放電
されることをスイッチ要素Ｓ5で制御する。このように
すれば、コンデンサＣ4 の充電電荷の放出の割合も低下
し、次の充電量の小さくなり、結果的に充放電の両方の
期間を短くすることができる。これにより、コンデンサ
Ｃ4 の見掛け上の容量を変えることができ、上述した図
５の実施例と同様にして２つの振動系の出力はほぼ等し
くなるように制御すれば、リップル成分の少ない出力を
得ることができる。
御して２つの振動系の出力をほぼ同一とする実施例であ
る。この図７の場合にはダイオードＤ3 に直列にスイッ
チ要素Ｓ5 を接続してある。なお、このダイオードＤ3
とスイッチ要素Ｓ5 の代わりに単方向性のスイッチ要素
を用いてもよいことは言うまでもない。動作的には、ス
イッチング素子Ｑ1 がオンし、上述した電圧関係によっ
てコンデンサＣ4 がスイッチング素子Ｑ1 を介して放電
されることをスイッチ要素Ｓ5で制御する。このように
すれば、コンデンサＣ4 の充電電荷の放出の割合も低下
し、次の充電量の小さくなり、結果的に充放電の両方の
期間を短くすることができる。これにより、コンデンサ
Ｃ4 の見掛け上の容量を変えることができ、上述した図
５の実施例と同様にして２つの振動系の出力はほぼ等し
くなるように制御すれば、リップル成分の少ない出力を
得ることができる。
【００３１】また、図８に示すようにダイオードブリッ
ジＤＢを構成するダイオードＤ03，Ｄ04に直列にスイッ
チ要素Ｓ01，Ｓ02を接続したもので、スイッチング素子
Ｑ2がオンし、上述した電圧関係によってコンデンサＣ
4 が充電されることをスイッチ要素Ｓ01，Ｓ02で制御す
る。ここで、スイッチ要素Ｓ01，Ｓ02のいずれに電流が
流れるかは、電源電圧の極性で変わるが、電流が流れる
スイッチ要素Ｓ01，Ｓ 02はダイオードブリッジＤＢの動
作で決まっているので、両スイッチ要素Ｓ01，Ｓ02を同
じタイミングでオン，オフさせても問題はない。
ジＤＢを構成するダイオードＤ03，Ｄ04に直列にスイッ
チ要素Ｓ01，Ｓ02を接続したもので、スイッチング素子
Ｑ2がオンし、上述した電圧関係によってコンデンサＣ
4 が充電されることをスイッチ要素Ｓ01，Ｓ02で制御す
る。ここで、スイッチ要素Ｓ01，Ｓ02のいずれに電流が
流れるかは、電源電圧の極性で変わるが、電流が流れる
スイッチ要素Ｓ01，Ｓ 02はダイオードブリッジＤＢの動
作で決まっているので、両スイッチ要素Ｓ01，Ｓ02を同
じタイミングでオン，オフさせても問題はない。
【００３２】この場合にはコンデンサＣ4 の充電量を減
少させることで、次にコンデンサＣ 4 が放電されるタイ
ミングが遅れ、充放電の両方の期間を短くすることがで
き、結果的にコンデンサＣ4 の見掛け上の容量を変え、
上述の場合と同様にリップル成分の少ない出力を得るこ
とができる。なお、図９に示すようにスイッチ要素Ｓ01
をダイオードＤ02に直列に挿入しても図８と同様に動作
させることができる。また、図７乃至図９におけるスイ
ッチ要素Ｓ5 ，Ｓ01，Ｓ02は電源投入時には交流電源Ｖ
S のゼロクロス点に同期してオンとすることで、ラッシ
ュ電流が流れることを防止するためにも用いることがで
きる。
少させることで、次にコンデンサＣ 4 が放電されるタイ
ミングが遅れ、充放電の両方の期間を短くすることがで
き、結果的にコンデンサＣ4 の見掛け上の容量を変え、
上述の場合と同様にリップル成分の少ない出力を得るこ
とができる。なお、図９に示すようにスイッチ要素Ｓ01
をダイオードＤ02に直列に挿入しても図８と同様に動作
させることができる。また、図７乃至図９におけるスイ
ッチ要素Ｓ5 ，Ｓ01，Ｓ02は電源投入時には交流電源Ｖ
S のゼロクロス点に同期してオンとすることで、ラッシ
ュ電流が流れることを防止するためにも用いることがで
きる。
【００３３】また、図１０に示すようにコンデンサＣ4
と直列にスイッチ要素Ｓ6 を挿入すると、コンデンサＣ
4 の充放電を共に制御することができる。さらに、図１
１に示すように交流電源ＶS とダイオードブリッジＤＢ
との間にスイッチ要素Ｓ7 を挿入しても同様の制御を行
える。ところで、本発明は上記構成以外の回路であって
も適用できる。例えば、図１１に示すようにコンデンサ
Ｃ3 をコンデンサＣ2 ，Ｃ4 と共にダイオードブリッジ
ＤＢの出力に直列接続したもの、あるいは図１２に示す
ようにコンデンサＣ4とコンデンサＣ2 との間にインダ
クタＬ3 を設けたものなどにも適用でき、さらに図１１
及び図１２の場合には図１の方法でリップルの少なくし
て負荷Ｌに供給される電力を調整する場合を示してある
が、上述した図２乃至図１０のいずれのものを適用して
もよいことは言うまでもない。また、インバータ回路１
の振動系にはさらにインダクタやコンデンサを含むもの
であっても本発明を適用できる。さらにまた、負荷は放
電灯Ｌａに限らず、さらにインバータ回路の構成はその
他の構成のインバータ回路であっても適用できる。
と直列にスイッチ要素Ｓ6 を挿入すると、コンデンサＣ
4 の充放電を共に制御することができる。さらに、図１
１に示すように交流電源ＶS とダイオードブリッジＤＢ
との間にスイッチ要素Ｓ7 を挿入しても同様の制御を行
える。ところで、本発明は上記構成以外の回路であって
も適用できる。例えば、図１１に示すようにコンデンサ
Ｃ3 をコンデンサＣ2 ，Ｃ4 と共にダイオードブリッジ
ＤＢの出力に直列接続したもの、あるいは図１２に示す
ようにコンデンサＣ4とコンデンサＣ2 との間にインダ
クタＬ3 を設けたものなどにも適用でき、さらに図１１
及び図１２の場合には図１の方法でリップルの少なくし
て負荷Ｌに供給される電力を調整する場合を示してある
が、上述した図２乃至図１０のいずれのものを適用して
もよいことは言うまでもない。また、インバータ回路１
の振動系にはさらにインダクタやコンデンサを含むもの
であっても本発明を適用できる。さらにまた、負荷は放
電灯Ｌａに限らず、さらにインバータ回路の構成はその
他の構成のインバータ回路であっても適用できる。
【００３４】
【発明の効果】請求項１の発明は上述のように、交流電
源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コ
ンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの両端
電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上記整
流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバータ
回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源の
ほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善
回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバータ回
路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するインバ
ータ装置であって、上記第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンスを可変するインピーダンス制御手段と、上
記第１あるいは第２の振動系のインピーダンス状態で、
第１及び第２の振動系より負荷に供給される出力が最も
等しくなる発振周波数でインバータ回路を動作させる周
波数制御手段を設けてあるので、第１あるいは第２の振
動系のインピーダンスを可変し、そのインピーダンスの
変化に合わせてインバータ回路の発振周波数を可変する
ことで、負荷に供給される電力の調整を行うことがで
き、しかも上記第１あるいは第２の振動系のインピーダ
ンス状態で、第１及び第２の振動系より負荷に供給され
る出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路を
動作させることで、出力に含まれるリップル成分を低減
することができ、結果的には出力に含まれるリップル成
分を低減した状態で負荷に供給される電力を調整するこ
とができる。
源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コ
ンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの両端
電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上記整
流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバータ
回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源の
ほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善
回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバータ回
路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するインバ
ータ装置であって、上記第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンスを可変するインピーダンス制御手段と、上
記第１あるいは第２の振動系のインピーダンス状態で、
第１及び第２の振動系より負荷に供給される出力が最も
等しくなる発振周波数でインバータ回路を動作させる周
波数制御手段を設けてあるので、第１あるいは第２の振
動系のインピーダンスを可変し、そのインピーダンスの
変化に合わせてインバータ回路の発振周波数を可変する
ことで、負荷に供給される電力の調整を行うことがで
き、しかも上記第１あるいは第２の振動系のインピーダ
ンス状態で、第１及び第２の振動系より負荷に供給され
る出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路を
動作させることで、出力に含まれるリップル成分を低減
することができ、結果的には出力に含まれるリップル成
分を低減した状態で負荷に供給される電力を調整するこ
とができる。
【００３５】また、請求項２の発明は上述のように、交
流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平
滑コンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上
記整流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバ
ータ回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電
源のほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率
改善回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバー
タ回路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するイ
ンバータ装置であって、インバータ回路の発振周波数を
可変する周波数制御手段と、そのインバータ回路の発振
周波数で第１及び第２の振動系より負荷に供給される出
力が最も等しくなるように第１あるいは第２の振動系の
インピーダンスを可変するインピーダンス制御手段とを
備えているので、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第１あるいは第２
の振動系のインピーダンスを可変することで、負荷に供
給される電力の調整を行うことができ、しかもそのイン
バータ回路の発振周波数で第１及び第２の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第１あるい
は第２の振動系のインピーダンスを可変することで、出
力に含まれるリップル成分を低減し、出力に含まれるリ
ップル成分を低減した状態で負荷に供給される電力を調
整することができる。
流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平
滑コンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上
記整流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバ
ータ回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電
源のほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率
改善回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバー
タ回路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するイ
ンバータ装置であって、インバータ回路の発振周波数を
可変する周波数制御手段と、そのインバータ回路の発振
周波数で第１及び第２の振動系より負荷に供給される出
力が最も等しくなるように第１あるいは第２の振動系の
インピーダンスを可変するインピーダンス制御手段とを
備えているので、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第１あるいは第２
の振動系のインピーダンスを可変することで、負荷に供
給される電力の調整を行うことができ、しかもそのイン
バータ回路の発振周波数で第１及び第２の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第１あるい
は第２の振動系のインピーダンスを可変することで、出
力に含まれるリップル成分を低減し、出力に含まれるリ
ップル成分を低減した状態で負荷に供給される電力を調
整することができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】他の方法で振動系のインダクタンス成分を可変
する方法を示した回路図である。
する方法を示した回路図である。
【図３】さらに他の方法で振動系のインダクタンス成分
を可変する方法を示した回路図である。
を可変する方法を示した回路図である。
【図４】さらに別の方法で振動系のインダクタンス成分
を可変する方法を示した回路図である。
を可変する方法を示した回路図である。
【図５】振動系のキャパシタンス成分を可変する方法を
示した回路図である。
示した回路図である。
【図６】振動系の他のキャパシタンス成分を可変する方
法を示した回路図である。
法を示した回路図である。
【図７】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変する方法を示した回路図である。
変する方法を示した回路図である。
【図８】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変する他の方法を示した回路図である。
変する他の方法を示した回路図である。
【図９】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変するさらに他の方法を示した回路図である。
変するさらに他の方法を示した回路図である。
【図１０】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上
可変するさらに別の方法を示した回路図である。
可変するさらに別の方法を示した回路図である。
【図１１】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上
可変するさらに他の方法を示した回路図である。
可変するさらに他の方法を示した回路図である。
【図１２】異なる構成のインバータ回路を備えるインバ
ータ装置を示す実施例の回路図である。
ータ装置を示す実施例の回路図である。
【図１３】さらに異なる構成のインバータ回路を備える
インバータ装置を示す実施例の回路図である。
インバータ装置を示す実施例の回路図である。
【図１４】従来例の回路図である。
【図１５】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
していない状態での等価回路図である。
していない状態での等価回路図である。
【図１６】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
している状態での等価回路図である。
している状態での等価回路図である。
【図１７】図１４の回路においてリップルを少なくする
方法の説明図である。
方法の説明図である。
【図１８】図１４の回路のインバータ回路の発振周波数
を可変した場合における電源電圧と出力との関係を示す
説明図である。
を可変した場合における電源電圧と出力との関係を示す
説明図である。
【図１９】図１８の電源電圧と出力との関係を求める方
法の説明図である。
法の説明図である。
【図２０】図１４回路においてインバータ回路の発振周
波数を可変した場合の出力波形を示す説明図である。
波数を可変した場合の出力波形を示す説明図である。
１ インバータ回路 ３ 制御回路 ４ 駆動回路 ５ リアクトル制御回路 ＶS 交流電源 ＤＢ ダイオードブリッジ Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｌ1 インダクタ Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ4 コンデンサ Ｄ3 ダイオード Ｌ 負荷 Ｌａ 放電灯
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、上記第１ある
いは第２の振動系のインピーダンスを可変するインピー
ダンス制御手段と、上記第１あるいは第２の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第１及び第２の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させる周波数制御手段を設けて成ることを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第１及び第２の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第１あるい
は第２の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えて成ることを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項３】 上記第１及び第２の振動系を構成する経
路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピーダ
ンス制御手段を設け、このスイッチング素子のスイッチ
ングを制御して第１あるいは第２の振動系の見かけ上の
インピーダンスを可変して成ることを特徴とする請求項
１または請求項２記載のインバータ装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226605A JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
| CA002104737A CA2104737C (en) | 1992-08-26 | 1993-08-24 | Inverter device |
| KR1019930016691A KR0155147B1 (ko) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | 인버터 장치 |
| DE4328748A DE4328748B4 (de) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | Wechselrichtereinheit |
| CN93118805A CN1080081C (zh) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | 变换装置 |
| US08/112,207 US5410466A (en) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | High power-factor inverter device having reduced output ripple |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226605A JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678554A true JPH0678554A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16847821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4226605A Pending JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0678554A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1289350A1 (de) * | 2001-08-27 | 2003-03-05 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Betriebsschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden |
| KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP4226605A patent/JPH0678554A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
| EP1289350A1 (de) * | 2001-08-27 | 2003-03-05 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Betriebsschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden |
| US6744219B2 (en) | 2001-08-27 | 2004-06-01 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Operating circuit for a discharge lamp with preheatable electrodes |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010321 |