JPH05153786A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH05153786A JPH05153786A JP3309485A JP30948591A JPH05153786A JP H05153786 A JPH05153786 A JP H05153786A JP 3309485 A JP3309485 A JP 3309485A JP 30948591 A JP30948591 A JP 30948591A JP H05153786 A JPH05153786 A JP H05153786A
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- transistor
- inverter
- voltage
- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】エネルギー蓄積用のインダクタを備えるチョッ
パー回路と、共振回路を含む負荷回路を備えるインバー
タ回路とでスイッチング素子を共用したインバータ装置
において、入力電圧が広範囲にわたって変化しても出力
を略一定化する。 【構成】チョッパー回路とインバータ回路とで共用され
る一方のスイッチング素子Ｑ2 で平滑用のコンデンサＣ
3 の電圧を一定化し、チョッパー回路と共用されない他
方のスイッチング素子Ｑ1 でインバータ出力を自由に調
整する。 【効果】交流電源Ｅからの入力電源電圧が大きく変動し
ても、インバータ出力の変動幅を小さくすることができ
る。
パー回路と、共振回路を含む負荷回路を備えるインバー
タ回路とでスイッチング素子を共用したインバータ装置
において、入力電圧が広範囲にわたって変化しても出力
を略一定化する。 【構成】チョッパー回路とインバータ回路とで共用され
る一方のスイッチング素子Ｑ2 で平滑用のコンデンサＣ
3 の電圧を一定化し、チョッパー回路と共用されない他
方のスイッチング素子Ｑ1 でインバータ出力を自由に調
整する。 【効果】交流電源Ｅからの入力電源電圧が大きく変動し
ても、インバータ出力の変動幅を小さくすることができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ装置に関す
るものであり、例えば、放電灯を高周波点灯させる用途
に利用されるものである。
るものであり、例えば、放電灯を高周波点灯させる用途
に利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ装置（特願平０１−３
３５３３２号参照）を図５に示し、以下、その回路構成
について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子は、
フィルター回路を介して交流電源Ｅに接続されている。
フィルター回路は、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 とトランスＴ
1 よりなり、商用交流周波数に対しては低インピーダン
スとなり、高周波はブロックするように構成されてい
る。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ
1 とダイオードＤ4 ，Ｄ1 を介して平滑用のコンデンサ
Ｃ3 が接続されている。コンデンサＣ3 には、バイポー
ラ型のトランジスタＱ1 とＭＯＳ型のトランジスタＱ2
の直列回路が接続されている。トランジスタＱ1 の両端
には、直流成分カット用のコンデンサＣ4 と、電流帰還
用のトランスＴ2 の１次巻線を介して、ランプ負荷ＦＬ
のフィラメントの電源側端子が接続されている。ランプ
負荷ＦＬのフィラメントの非電源側端子間には、コンデ
ンサＣ 5 が並列接続されている。このコンデンサＣ
5 は、放電灯ＦＬのフィラメントに予熱電流を通電する
と共に、トランスＴ2 のインダクタンス成分と共にＬＣ
直列共振回路を構成している。トランスＴ2 の２次巻線
は、抵抗Ｒ1 を介してトランジスタＱ1 のベース・エミ
ッタ間に接続されている。トランジスタＱ1 の両端に
は、ダイオードＤ1 が逆並列接続されており、トランジ
スタＱ2 の両端には、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の直列回路が並列
接続されている。駆動回路Ｃは、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の接続
点で検出された電圧が立ち下がった時点から一定時間に
わたりトランジスタＱ2 をオン状態とする。このトラン
ジスタＱ2 は、トランジスタＱ1 と交互にオン・オフす
るインバータ回路のスイッチング素子であるが、それと
同時に、インダクタＬ1 とダイオードＤ4 ，Ｄ1 及びコ
ンデンサＣ3 と共に昇圧型のチョッパー回路のスイッチ
ング素子として兼用されている。
３５３３２号参照）を図５に示し、以下、その回路構成
について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子は、
フィルター回路を介して交流電源Ｅに接続されている。
フィルター回路は、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 とトランスＴ
1 よりなり、商用交流周波数に対しては低インピーダン
スとなり、高周波はブロックするように構成されてい
る。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ
1 とダイオードＤ4 ，Ｄ1 を介して平滑用のコンデンサ
Ｃ3 が接続されている。コンデンサＣ3 には、バイポー
ラ型のトランジスタＱ1 とＭＯＳ型のトランジスタＱ2
の直列回路が接続されている。トランジスタＱ1 の両端
には、直流成分カット用のコンデンサＣ4 と、電流帰還
用のトランスＴ2 の１次巻線を介して、ランプ負荷ＦＬ
のフィラメントの電源側端子が接続されている。ランプ
負荷ＦＬのフィラメントの非電源側端子間には、コンデ
ンサＣ 5 が並列接続されている。このコンデンサＣ
5 は、放電灯ＦＬのフィラメントに予熱電流を通電する
と共に、トランスＴ2 のインダクタンス成分と共にＬＣ
直列共振回路を構成している。トランスＴ2 の２次巻線
は、抵抗Ｒ1 を介してトランジスタＱ1 のベース・エミ
ッタ間に接続されている。トランジスタＱ1 の両端に
は、ダイオードＤ1 が逆並列接続されており、トランジ
スタＱ2 の両端には、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の直列回路が並列
接続されている。駆動回路Ｃは、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の接続
点で検出された電圧が立ち下がった時点から一定時間に
わたりトランジスタＱ2 をオン状態とする。このトラン
ジスタＱ2 は、トランジスタＱ1 と交互にオン・オフす
るインバータ回路のスイッチング素子であるが、それと
同時に、インダクタＬ1 とダイオードＤ4 ，Ｄ1 及びコ
ンデンサＣ3 と共に昇圧型のチョッパー回路のスイッチ
ング素子として兼用されている。
【０００３】このインバータ装置では、一方のトランジ
スタＱ1 はトランスＴ2 の２次巻線より負荷回路の共振
電流を帰還させて自励駆動とし、他方のトランジスタＱ
2 は、トランジスタＱ1 のオフ期間に動作するタイマー
回路を備える駆動回路Ｃにより他励制御される（特願昭
６３−２９７２７６号参照）。また、タイマー回路の時
定数を変化させて、トランジスタＱ2 のオン・デューテ
ィを小さくし、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・デュー
ティをアンバランスとすることにより、出力制御を行う
ことができる（特願昭６０−１１３７１６号参照）。な
お、この従来例では、トランジスタＱ2 のオン・デュー
ティを小さくすることにより、発振周波数も変化するの
で、出力制御の範囲も幅広くできる。トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数は、負荷回路のコンデ
ンサＣ4 ，Ｃ5 とトランスＴ2 のインダクタンス成分に
よる固有振動周波数よりも高く設定して、共振回路の励
振電圧よりも共振電流が遅れ位相となる遅相モードで動
作させるものである。
スタＱ1 はトランスＴ2 の２次巻線より負荷回路の共振
電流を帰還させて自励駆動とし、他方のトランジスタＱ
2 は、トランジスタＱ1 のオフ期間に動作するタイマー
回路を備える駆動回路Ｃにより他励制御される（特願昭
６３−２９７２７６号参照）。また、タイマー回路の時
定数を変化させて、トランジスタＱ2 のオン・デューテ
ィを小さくし、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・デュー
ティをアンバランスとすることにより、出力制御を行う
ことができる（特願昭６０−１１３７１６号参照）。な
お、この従来例では、トランジスタＱ2 のオン・デュー
ティを小さくすることにより、発振周波数も変化するの
で、出力制御の範囲も幅広くできる。トランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数は、負荷回路のコンデ
ンサＣ4 ，Ｃ5 とトランスＴ2 のインダクタンス成分に
よる固有振動周波数よりも高く設定して、共振回路の励
振電圧よりも共振電流が遅れ位相となる遅相モードで動
作させるものである。
【０００４】図５に示す回路の定常状態における動作に
ついて、図６の動作波形図を元に説明する。図６（Ａ）
はトランジスタＱ1 の両端電圧の波形、図６（Ｂ）はイ
ンバータ回路の動作によりダイオードＤ1 とトランジス
タＱ1 に流れる電流波形であり、図６（Ｃ）はチョッパ
ー回路の動作によりダイオードＤ1 に流れる電流の波形
である。実際は、図６（Ｂ）と（Ｃ）の電流を合成した
電流が、図６（Ｄ）に示すように、ダイオードＤ1 とト
ランジスタＱ1 に流れている。トランジスタＱ 1 のオン
区間は、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 と放電灯ＦＬ及びトラン
スＴ2 のインダクタンス成分で決まる共振電流波形によ
って決定される。同様に、図６（Ｅ）はトランジスタＱ
2 の両端電圧の波形、図６（Ｆ）はインバータ回路の動
作によりトランジスタＱ2 に流れる電流の波形であり、
図６（Ｇ）はチョッパー回路の動作によりトランジスタ
Ｑ2 に流れる電流の波形である。実際は、図６（Ｆ）と
（Ｇ）の電流を合成した電流が、図６（Ｈ）に示すよう
に、トランジスタＱ2 に流れている。なお、チョッパー
に流れる電流は、交流入力電圧の増減により、図６
（Ｃ），（Ｄ），（Ｇ），（Ｈ）に示すように変化す
る。
ついて、図６の動作波形図を元に説明する。図６（Ａ）
はトランジスタＱ1 の両端電圧の波形、図６（Ｂ）はイ
ンバータ回路の動作によりダイオードＤ1 とトランジス
タＱ1 に流れる電流波形であり、図６（Ｃ）はチョッパ
ー回路の動作によりダイオードＤ1 に流れる電流の波形
である。実際は、図６（Ｂ）と（Ｃ）の電流を合成した
電流が、図６（Ｄ）に示すように、ダイオードＤ1 とト
ランジスタＱ1 に流れている。トランジスタＱ 1 のオン
区間は、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 と放電灯ＦＬ及びトラン
スＴ2 のインダクタンス成分で決まる共振電流波形によ
って決定される。同様に、図６（Ｅ）はトランジスタＱ
2 の両端電圧の波形、図６（Ｆ）はインバータ回路の動
作によりトランジスタＱ2 に流れる電流の波形であり、
図６（Ｇ）はチョッパー回路の動作によりトランジスタ
Ｑ2 に流れる電流の波形である。実際は、図６（Ｆ）と
（Ｇ）の電流を合成した電流が、図６（Ｈ）に示すよう
に、トランジスタＱ2 に流れている。なお、チョッパー
に流れる電流は、交流入力電圧の増減により、図６
（Ｃ），（Ｄ），（Ｇ），（Ｈ）に示すように変化す
る。
【０００５】ここで、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるトラ
ンジスタＱ2 のオン区間は、トランジスタＱ2 に寄生す
る逆並列ダイオードに電流が流れて、その両端電圧の立
ち下がったことを抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 により検出して、その
検出時点から一定時間を計時するタイマー回路を備える
駆動回路Ｃにより決定されるものである。図５の回路で
は、交流入力電圧の変動に対応してタイマー回路の時定
数を変化させて、トランジスタＱ2 のオン・デューティ
を可変とし、インバータ装置の出力を安定化している。
例えば、交流入力電圧が低下したときには、トランジス
タＱ2 のオン・デューティを長くして、インダクタＬ1
に蓄積される電磁エネルギーを大きくし、トランジスタ
Ｑ2 のオフ時に充電される平滑用のコンデンサＣ3 の両
端電圧を高くして、インバータ装置の出力を一定化する
ものである。この場合、交流入力電圧の±約１０％の変
動に対してインバータ装置の出力が略一定になるように
制御している。
ンジスタＱ2 のオン区間は、トランジスタＱ2 に寄生す
る逆並列ダイオードに電流が流れて、その両端電圧の立
ち下がったことを抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 により検出して、その
検出時点から一定時間を計時するタイマー回路を備える
駆動回路Ｃにより決定されるものである。図５の回路で
は、交流入力電圧の変動に対応してタイマー回路の時定
数を変化させて、トランジスタＱ2 のオン・デューティ
を可変とし、インバータ装置の出力を安定化している。
例えば、交流入力電圧が低下したときには、トランジス
タＱ2 のオン・デューティを長くして、インダクタＬ1
に蓄積される電磁エネルギーを大きくし、トランジスタ
Ｑ2 のオフ時に充電される平滑用のコンデンサＣ3 の両
端電圧を高くして、インバータ装置の出力を一定化する
ものである。この場合、交流入力電圧の±約１０％の変
動に対してインバータ装置の出力が略一定になるように
制御している。
【０００６】しかしながら、国内電源として１００
（Ｖ）、２００（Ｖ）、２４０（Ｖ）等が良く使われて
おり、このうち、２００（Ｖ）と２４０（Ｖ）の併用で
きる商品を想定したとき、電源変動±１０％を考える
と、１８０（Ｖ）〜２６４（Ｖ）の広範囲にわたる電圧
変動を考慮しなければならない。このような場合におい
ては、前述のような交流入力電圧を検出して、トランジ
スタＱ2 のオン・デューティを変化させて出力を一定化
させることは、非常に困難である。なぜなら、例えば、
入力電圧が高い場合、トランジスタＱ2 のオン・デュー
ティを短くすると、チョッパー回路については、平滑用
のコンデンサＣ3 の両端電圧を低くしようとする。一
方、インバータ回路については、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン・デューティがアンバランスになり、インバー
タ出力を低下させる働きをすることになる。したがっ
て、入力電圧が高くなった場合において、トランジスタ
Ｑ2 のオン・デューティを短くすることにより出力が一
定になるのは、チョッパー回路については、コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧を低く制御しようとするが、それ以上に
入力電圧が高くなったために、結果的には、コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧が高くなり、インバータ回路について
は、コンデンサＣ3 の両端電圧が高くなった分、トラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・デューティのアンバランスに
より出力が絞られて、最終的なインバータ回路の出力
は、入力電圧が高くなる前と同じ出力となるような場合
である。つまり、平滑用コンデンサＣ3 の電圧変化によ
る出力変動と、インバータ回路のトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン・デューティのアンバランスによる出力変動と
が都合良く相殺し合うことによって出力が一定化される
ものであるが、入力電圧の変動幅が大きくなると、出力
の一定化が非常に困難となってくる。
（Ｖ）、２００（Ｖ）、２４０（Ｖ）等が良く使われて
おり、このうち、２００（Ｖ）と２４０（Ｖ）の併用で
きる商品を想定したとき、電源変動±１０％を考える
と、１８０（Ｖ）〜２６４（Ｖ）の広範囲にわたる電圧
変動を考慮しなければならない。このような場合におい
ては、前述のような交流入力電圧を検出して、トランジ
スタＱ2 のオン・デューティを変化させて出力を一定化
させることは、非常に困難である。なぜなら、例えば、
入力電圧が高い場合、トランジスタＱ2 のオン・デュー
ティを短くすると、チョッパー回路については、平滑用
のコンデンサＣ3 の両端電圧を低くしようとする。一
方、インバータ回路については、トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン・デューティがアンバランスになり、インバー
タ出力を低下させる働きをすることになる。したがっ
て、入力電圧が高くなった場合において、トランジスタ
Ｑ2 のオン・デューティを短くすることにより出力が一
定になるのは、チョッパー回路については、コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧を低く制御しようとするが、それ以上に
入力電圧が高くなったために、結果的には、コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧が高くなり、インバータ回路について
は、コンデンサＣ3 の両端電圧が高くなった分、トラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・デューティのアンバランスに
より出力が絞られて、最終的なインバータ回路の出力
は、入力電圧が高くなる前と同じ出力となるような場合
である。つまり、平滑用コンデンサＣ3 の電圧変化によ
る出力変動と、インバータ回路のトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン・デューティのアンバランスによる出力変動と
が都合良く相殺し合うことによって出力が一定化される
ものであるが、入力電圧の変動幅が大きくなると、出力
の一定化が非常に困難となってくる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、エネルギー蓄積用のインダクタを備えるチョッパ
ー回路と、共振回路を含む負荷回路を備えるインバータ
回路とでスイッチング素子を共用したインバータ装置に
おいて、入力電圧が広範囲にわたって変化しても出力を
略一定化することにある。
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、エネルギー蓄積用のインダクタを備えるチョッパ
ー回路と、共振回路を含む負荷回路を備えるインバータ
回路とでスイッチング素子を共用したインバータ装置に
おいて、入力電圧が広範囲にわたって変化しても出力を
略一定化することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、逆方向電
流を阻止しない第１のスイッチング素子（例えば、トラ
ンジスタＱ1 とダイオードＤ1 ）と、第２のスイッチン
グ素子（例えば、トランジスタＱ2 とダイオードＤ2 ）
の直列回路を平滑電源（コンデンサＣ3 ）の両端に接続
し、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
フすることにより、共振回路を含む負荷回路に高周波電
力を供給するインバータ回路と、インバータ回路におけ
る一方のスイッチング素子（トランジスタＱ2 ）のオン
時に当該スイッチング素子を介して交流電源Ｅからエネ
ルギー蓄積用のインダクタＬ1 に電流を流してインダク
タＬ1 にエネルギーを蓄積し、上記一方のスイッチング
素子のオフ時に他方のスイッチング素子の逆方向電流通
電経路（ダイオードＤ1 ）を介して上記平滑電源にイン
ダクタＬ1 の蓄積エネルギーを放出するチョッパー回路
とを備えたインバータ装置において、上記一方のスイッ
チング素子は平滑電源の電圧を一定化するように制御
し、他方のスイッチング素子によりインバータ出力を制
御するように、各スイッチング素子をオン・オフさせる
制御手段（制御駆動回路Ｋ）を備えることを特徴とする
ものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、逆方向電
流を阻止しない第１のスイッチング素子（例えば、トラ
ンジスタＱ1 とダイオードＤ1 ）と、第２のスイッチン
グ素子（例えば、トランジスタＱ2 とダイオードＤ2 ）
の直列回路を平滑電源（コンデンサＣ3 ）の両端に接続
し、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
フすることにより、共振回路を含む負荷回路に高周波電
力を供給するインバータ回路と、インバータ回路におけ
る一方のスイッチング素子（トランジスタＱ2 ）のオン
時に当該スイッチング素子を介して交流電源Ｅからエネ
ルギー蓄積用のインダクタＬ1 に電流を流してインダク
タＬ1 にエネルギーを蓄積し、上記一方のスイッチング
素子のオフ時に他方のスイッチング素子の逆方向電流通
電経路（ダイオードＤ1 ）を介して上記平滑電源にイン
ダクタＬ1 の蓄積エネルギーを放出するチョッパー回路
とを備えたインバータ装置において、上記一方のスイッ
チング素子は平滑電源の電圧を一定化するように制御
し、他方のスイッチング素子によりインバータ出力を制
御するように、各スイッチング素子をオン・オフさせる
制御手段（制御駆動回路Ｋ）を備えることを特徴とする
ものである。
【０００９】
【作用】本発明のインバータ装置では、交流電源Ｅから
の入力電源電圧が大きく変動しても、チョッパー回路と
インバータ回路とで共用される一方のスイッチング素子
で平滑電源の電圧を一定化しており、チョッパー回路と
共用されない他方のスイッチング素子でインバータ出力
を自由に調整しているので、出力の変動幅を小さくする
ことができる。
の入力電源電圧が大きく変動しても、チョッパー回路と
インバータ回路とで共用される一方のスイッチング素子
で平滑電源の電圧を一定化しており、チョッパー回路と
共用されない他方のスイッチング素子でインバータ出力
を自由に調整しているので、出力の変動幅を小さくする
ことができる。
【００１０】
【実施例】図２は、本発明の一実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。インバータ回路
はハーフブリッジ構成であり、平滑電源となるコンデン
サＣ3 には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されている。トランジスタ
Ｑ1の両端には、共振用のインダクタＬ2 及びコンデン
サＣ5 と直流成分カット用のコンデンサＣ4 の直列接続
回路を並列に接続し、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が各々交
互にオン／オフすることにより、ＬＣ共振回路を含むイ
ンバータ回路を構成する。そして、コンデンサＣ5 と並
列にランプ負荷ＦＬを挿入することにより、ランプ負荷
ＦＬに対して高周波の電力を供給している。トランジス
タＱ1 ，Ｑ2 の両端電圧は、それぞれ抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の
分圧、および抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の分圧により検出して、単
安定マルチバイブレータＭ1 ，Ｍ2 （例えば、日本電気
株式会社製のμＰＤ４５３８）の立ち下がりトリガー端
子Ｂに入力されている。また、単安定マルチバイブレー
タＭ1 ，Ｍ2 の時定数設定端子Ｔ1 ，Ｔ2 には、コンデ
ンサＣ8 ，Ｃ9 が接続されている。コンデンサＣ 8 は、
抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して充電される。したがって、単安
定マルチバイブレータＭ1 から出力されるワンショット
パルスのパルス幅は、抵抗Ｒ3，Ｒ4 とコンデンサＣ8
の時定数により決定される。トランジスタＱ1 の両端電
圧は、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の分圧により検出されており、そ
の検出電圧は単安定マルチバイブレータＭ1 の立ち下が
りトリガー端子Ｂに入力されている。また、単安定マル
チバイブレータＭ1 から出力される出力パルスは、否定
回路Ｎ1 と抵抗Ｒ1 を介してトランジスタＱ1 のゲート
に供給されている。
以下、その回路構成について説明する。インバータ回路
はハーフブリッジ構成であり、平滑電源となるコンデン
サＣ3 には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続されている。トランジスタ
Ｑ1の両端には、共振用のインダクタＬ2 及びコンデン
サＣ5 と直流成分カット用のコンデンサＣ4 の直列接続
回路を並列に接続し、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 が各々交
互にオン／オフすることにより、ＬＣ共振回路を含むイ
ンバータ回路を構成する。そして、コンデンサＣ5 と並
列にランプ負荷ＦＬを挿入することにより、ランプ負荷
ＦＬに対して高周波の電力を供給している。トランジス
タＱ1 ，Ｑ2 の両端電圧は、それぞれ抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の
分圧、および抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 の分圧により検出して、単
安定マルチバイブレータＭ1 ，Ｍ2 （例えば、日本電気
株式会社製のμＰＤ４５３８）の立ち下がりトリガー端
子Ｂに入力されている。また、単安定マルチバイブレー
タＭ1 ，Ｍ2 の時定数設定端子Ｔ1 ，Ｔ2 には、コンデ
ンサＣ8 ，Ｃ9 が接続されている。コンデンサＣ 8 は、
抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 を介して充電される。したがって、単安
定マルチバイブレータＭ1 から出力されるワンショット
パルスのパルス幅は、抵抗Ｒ3，Ｒ4 とコンデンサＣ8
の時定数により決定される。トランジスタＱ1 の両端電
圧は、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の分圧により検出されており、そ
の検出電圧は単安定マルチバイブレータＭ1 の立ち下が
りトリガー端子Ｂに入力されている。また、単安定マル
チバイブレータＭ1 から出力される出力パルスは、否定
回路Ｎ1 と抵抗Ｒ1 を介してトランジスタＱ1 のゲート
に供給されている。
【００１１】単安定マルチバイブレータＭ2 に関しても
同様で、抵抗Ｒ9 を介してコンデンサＣ9 が充電され、
ワンショットパルスのパルス幅が決定される。したがっ
て、インバータの動作としては、トランジスタＱ1 がオ
フした際には、抵抗Ｒ7 ，Ｒ 8 の分圧による検出電圧の
立ち下がりにより、単安定マルチバイブレータＭ2 の立
ち下がりトリガー端子Ｂにトリガー信号が与えられ、反
転出力端子Ｑ’から否定回路Ｎ2 と抵抗Ｒ2 を介してト
ランジスタＱ2 に一定のパルス幅のオン信号が与えられ
て、トランジスタＱ2 がオンする。そして、トランジス
タＱ2 がやがてオフすると、トランジスタＱ1 の両端電
圧が０になり、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の分圧による検出電圧の
立ち下がりにより、単安定マルチバイブレータＭ1 の立
ち下がりトリガー端子Ｂにトリガー信号が与えられ、反
転出力端子Ｑ’から否定回路Ｎ1 と抵抗Ｒ1 を介してト
ランジスタＱ1 がオンする。以上の動作を繰り返して、
インバータが継続して発振動作を行うものである。
同様で、抵抗Ｒ9 を介してコンデンサＣ9 が充電され、
ワンショットパルスのパルス幅が決定される。したがっ
て、インバータの動作としては、トランジスタＱ1 がオ
フした際には、抵抗Ｒ7 ，Ｒ 8 の分圧による検出電圧の
立ち下がりにより、単安定マルチバイブレータＭ2 の立
ち下がりトリガー端子Ｂにトリガー信号が与えられ、反
転出力端子Ｑ’から否定回路Ｎ2 と抵抗Ｒ2 を介してト
ランジスタＱ2 に一定のパルス幅のオン信号が与えられ
て、トランジスタＱ2 がオンする。そして、トランジス
タＱ2 がやがてオフすると、トランジスタＱ1 の両端電
圧が０になり、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 の分圧による検出電圧の
立ち下がりにより、単安定マルチバイブレータＭ1 の立
ち下がりトリガー端子Ｂにトリガー信号が与えられ、反
転出力端子Ｑ’から否定回路Ｎ1 と抵抗Ｒ1 を介してト
ランジスタＱ1 がオンする。以上の動作を繰り返して、
インバータが継続して発振動作を行うものである。
【００１２】ところで、今、単安定マルチバイブレータ
Ｍ2 のパルス幅は、平滑用コンデンサＣ3 の電圧を抵抗
Ｒ9 を通じてコンデンサＣ9 に充電することにより決定
されるので、コンデンサＣ3 の電圧により、トランジス
タＱ2 に与えられるパルス幅は異なる。つまり、コンデ
ンサＣ3 の両端電圧が大きいときには、抵抗Ｒ9 を通じ
てコンデンサＣ9 に流入する充電電流が多くなり、コン
デンサＣ9 の充電速度が速くなるので、単安定マルチバ
イブレータＭ2 のパルス幅は短くなり、トランジスタＱ
2 のオン期間が短くなる。したがって、チョッパー回路
のインダクタＬ 1 からコンデンサＣ3 への充電量が少な
くなり、コンデンサＣ3 の両端電圧を低くしようとす
る。逆に、コンデンサＣ3 の両端電圧が低いときには、
抵抗Ｒ9 を通じてコンデンサＣ9 に流入する充電電流が
少なくなり、コンデンサＣ8 の充電速度が遅くなるの
で、単安定マルチバイブレータＭ2 のパルス幅は長くな
り、トランジスタＱ2 のオン期間が長くなる。したがっ
て、チョッパー回路のインダクタＬ1 からコンデンサＣ
3 への充電量が多くなり、コンデンサＣ3 の両端電圧を
高くしようとする。
Ｍ2 のパルス幅は、平滑用コンデンサＣ3 の電圧を抵抗
Ｒ9 を通じてコンデンサＣ9 に充電することにより決定
されるので、コンデンサＣ3 の電圧により、トランジス
タＱ2 に与えられるパルス幅は異なる。つまり、コンデ
ンサＣ3 の両端電圧が大きいときには、抵抗Ｒ9 を通じ
てコンデンサＣ9 に流入する充電電流が多くなり、コン
デンサＣ9 の充電速度が速くなるので、単安定マルチバ
イブレータＭ2 のパルス幅は短くなり、トランジスタＱ
2 のオン期間が短くなる。したがって、チョッパー回路
のインダクタＬ 1 からコンデンサＣ3 への充電量が少な
くなり、コンデンサＣ3 の両端電圧を低くしようとす
る。逆に、コンデンサＣ3 の両端電圧が低いときには、
抵抗Ｒ9 を通じてコンデンサＣ9 に流入する充電電流が
少なくなり、コンデンサＣ8 の充電速度が遅くなるの
で、単安定マルチバイブレータＭ2 のパルス幅は長くな
り、トランジスタＱ2 のオン期間が長くなる。したがっ
て、チョッパー回路のインダクタＬ1 からコンデンサＣ
3 への充電量が多くなり、コンデンサＣ3 の両端電圧を
高くしようとする。
【００１３】一方、上段のトランジスタＱ1 に関して
は、インバータの共振が強く共振電流が多く流れて、ラ
ンプ出力が大きいときには、インダクタＬ2 の２次巻線
Ｌ3 に発生する電圧が大きくなり、ダイオードＤ3 と抵
抗Ｒ3 を通してコンデンサＣ8 を充電する電流が多くな
り、コンデンサＣ8 の充電速度が速くなるので、単安定
マルチバイブレータＭ1 からのパルス幅は短くなり、ト
ランジスタＱ1 のオン時間が短くなり、ランプ出力を抑
制しようとする。
は、インバータの共振が強く共振電流が多く流れて、ラ
ンプ出力が大きいときには、インダクタＬ2 の２次巻線
Ｌ3 に発生する電圧が大きくなり、ダイオードＤ3 と抵
抗Ｒ3 を通してコンデンサＣ8 を充電する電流が多くな
り、コンデンサＣ8 の充電速度が速くなるので、単安定
マルチバイブレータＭ1 からのパルス幅は短くなり、ト
ランジスタＱ1 のオン時間が短くなり、ランプ出力を抑
制しようとする。
【００１４】ただし、回路設計によっては、ランプ出力
を調整するために、共振電流が多く流れたときにトラン
ジスタＱ1 のオン期間を長くしたい場合には、図３の実
施例に示すように、インダクタＬ2 の２次巻線Ｌ3 から
ダイオードＤ3 と抵抗Ｒ3 を通じて、トランジスタ
Ｑ3 ，Ｑ4 よりなるカレントミラー回路を介してコンデ
ンサＣ8 の充電電流を分流すれば良い。すなわち、イン
ダクタＬ2 の２次巻線Ｌ3 の出力によりダイオードＤ3
と抵抗Ｒ3 を介してトランジスタＱ4 に流れる電流と同
じ電流がトランジスタＱ3 を介して流れることにより、
コンデンサＣ8 の充電電流がトランジスタＱ3 に分流さ
れるので、２次巻線Ｌ3 に発生する電圧が大きいときに
は、抵抗Ｒ4 からコンデンサＣ8 を充電する電流をトラ
ンジスタＱ3 により引き抜く量が多くなり、コンデンサ
Ｃ8 の充電速度が遅くなって、単安定マルチバイブレー
タＭ1 のパルス幅は長くなり、トランジスタＱ1 のオン
期間を長くすることが可能である。
を調整するために、共振電流が多く流れたときにトラン
ジスタＱ1 のオン期間を長くしたい場合には、図３の実
施例に示すように、インダクタＬ2 の２次巻線Ｌ3 から
ダイオードＤ3 と抵抗Ｒ3 を通じて、トランジスタ
Ｑ3 ，Ｑ4 よりなるカレントミラー回路を介してコンデ
ンサＣ8 の充電電流を分流すれば良い。すなわち、イン
ダクタＬ2 の２次巻線Ｌ3 の出力によりダイオードＤ3
と抵抗Ｒ3 を介してトランジスタＱ4 に流れる電流と同
じ電流がトランジスタＱ3 を介して流れることにより、
コンデンサＣ8 の充電電流がトランジスタＱ3 に分流さ
れるので、２次巻線Ｌ3 に発生する電圧が大きいときに
は、抵抗Ｒ4 からコンデンサＣ8 を充電する電流をトラ
ンジスタＱ3 により引き抜く量が多くなり、コンデンサ
Ｃ8 の充電速度が遅くなって、単安定マルチバイブレー
タＭ1 のパルス幅は長くなり、トランジスタＱ1 のオン
期間を長くすることが可能である。
【００１５】図６は本発明の別の実施例の回路図であ
る。本実施例では、トランジスタＱ1 はインダクタＬ2
の２次巻線Ｌ3 から抵抗Ｒ1 を通じてベースに電流が供
給されて、自励駆動されている。そして、トランジスタ
Ｑ1 のオン期間中に、トランジスタＱ7 をオンさせるこ
とにより強制的にトランジスタＱ1 をオフさせている。
つまり、トランジスタＱ7 をオンさせるタイミングによ
って、トランジスタＱ1 のオン期間が制御されている。
今、トランジスタＱ2 がオンしているときは、コンデン
サＣ10はダイオードＤ5 を通して放電するが、トランジ
スタＱ2 がオフすると、抵抗Ｒ10を通じてコンデンサＣ
10の充電が開始する。ＣＰは汎用のオペアンプ（例え
ば、日本電気株式会社製のμＰＣ４５１等）よりなるコ
ンパレータであり、コンデンサＣ10の両端電圧と基準電
圧Ｅ2 を比較して、コンデンサＣ10の両端電圧が基準電
圧Ｅ2よりも高くなると、出力がＨｉｇｈレベルとな
る。これにより、トランジスタＱ5 に流れる電流と同じ
電流がカレントミラー構成のトランジスタＱ6 に流れ
て、トランジスタＱ7 がオンとなり、トランジスタＱ1
が強制的にオフされる。この場合も、平滑用コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧が高いときには、抵抗Ｒ10を通してコン
デンサＣ10に流れる充電電流が多くなり、コンデンサＣ
10の充電速度が速くなるので、トランジスタＱ2 がオフ
してトランジスタＱ1 がオンしたときからトランジスタ
Ｑ7 がオンしてトランジスタＱ1 がオフされる迄の時間
が短くなり、トランジスタＱ1 のオン期間が短くなる。
したがって、チョッパー回路のインダクタＬ1から平滑
用のコンデンサＣ3 を充電する量が少なくなり、コンデ
ンサＣ3 の両端電圧を低くしようとする。一方、トラン
ジスタＱ 2 側では、ランプ負荷ＦＬの両端電圧により、
抵抗Ｒ9 を通してコンデンサＣ9 を充電している。した
がって、ランプ負荷ＦＬの両端電圧が高くなったときに
は、抵抗Ｒ9 を介してコンデンサＣ9 に流れる充電電流
が増加し、単安定マルチバイブレータＭ2 の出力パルス
幅が短くなるので、トランジスタＱ2 に与えられるパル
ス幅が短くなり、トランジスタＱ2 のオン期間を短くし
て、ランプ負荷ＦＬの出力を調整している。もちろん、
図３の実施例で説明したように、ランプ負荷ＦＬの両端
電圧が高くなったときに、トランジスタＱ2 のオン期間
を長くすることにより、ランプ出力を調整することも可
能である。
る。本実施例では、トランジスタＱ1 はインダクタＬ2
の２次巻線Ｌ3 から抵抗Ｒ1 を通じてベースに電流が供
給されて、自励駆動されている。そして、トランジスタ
Ｑ1 のオン期間中に、トランジスタＱ7 をオンさせるこ
とにより強制的にトランジスタＱ1 をオフさせている。
つまり、トランジスタＱ7 をオンさせるタイミングによ
って、トランジスタＱ1 のオン期間が制御されている。
今、トランジスタＱ2 がオンしているときは、コンデン
サＣ10はダイオードＤ5 を通して放電するが、トランジ
スタＱ2 がオフすると、抵抗Ｒ10を通じてコンデンサＣ
10の充電が開始する。ＣＰは汎用のオペアンプ（例え
ば、日本電気株式会社製のμＰＣ４５１等）よりなるコ
ンパレータであり、コンデンサＣ10の両端電圧と基準電
圧Ｅ2 を比較して、コンデンサＣ10の両端電圧が基準電
圧Ｅ2よりも高くなると、出力がＨｉｇｈレベルとな
る。これにより、トランジスタＱ5 に流れる電流と同じ
電流がカレントミラー構成のトランジスタＱ6 に流れ
て、トランジスタＱ7 がオンとなり、トランジスタＱ1
が強制的にオフされる。この場合も、平滑用コンデンサ
Ｃ3 の両端電圧が高いときには、抵抗Ｒ10を通してコン
デンサＣ10に流れる充電電流が多くなり、コンデンサＣ
10の充電速度が速くなるので、トランジスタＱ2 がオフ
してトランジスタＱ1 がオンしたときからトランジスタ
Ｑ7 がオンしてトランジスタＱ1 がオフされる迄の時間
が短くなり、トランジスタＱ1 のオン期間が短くなる。
したがって、チョッパー回路のインダクタＬ1から平滑
用のコンデンサＣ3 を充電する量が少なくなり、コンデ
ンサＣ3 の両端電圧を低くしようとする。一方、トラン
ジスタＱ 2 側では、ランプ負荷ＦＬの両端電圧により、
抵抗Ｒ9 を通してコンデンサＣ9 を充電している。した
がって、ランプ負荷ＦＬの両端電圧が高くなったときに
は、抵抗Ｒ9 を介してコンデンサＣ9 に流れる充電電流
が増加し、単安定マルチバイブレータＭ2 の出力パルス
幅が短くなるので、トランジスタＱ2 に与えられるパル
ス幅が短くなり、トランジスタＱ2 のオン期間を短くし
て、ランプ負荷ＦＬの出力を調整している。もちろん、
図３の実施例で説明したように、ランプ負荷ＦＬの両端
電圧が高くなったときに、トランジスタＱ2 のオン期間
を長くすることにより、ランプ出力を調整することも可
能である。
【００１６】
【発明の効果】本発明においては、エネルギー蓄積用の
インダクタを備えるチョッパー回路と、共振回路を含む
負荷回路を備えるインバータ回路とで、スイッチング素
子を一部共用化したインバータ装置において、入力電源
電圧が変化したときにも平滑電源電圧を一定化するよう
に一方のスイッチング素子で制御すると共に、他方のス
イッチング素子でインバータ出力を制御しているため、
入力電源電圧が広範囲にわたって変化しても、インバー
タ出力をほぼ一定化することができるという効果があ
り、入力電源電圧の異なる場所でも使用が可能になると
いう利点がある。
インダクタを備えるチョッパー回路と、共振回路を含む
負荷回路を備えるインバータ回路とで、スイッチング素
子を一部共用化したインバータ装置において、入力電源
電圧が変化したときにも平滑電源電圧を一定化するよう
に一方のスイッチング素子で制御すると共に、他方のス
イッチング素子でインバータ出力を制御しているため、
入力電源電圧が広範囲にわたって変化しても、インバー
タ出力をほぼ一定化することができるという効果があ
り、入力電源電圧の異なる場所でも使用が可能になると
いう利点がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施例の回路図である。
【図３】本発明の他の実施例の回路図である。
【図４】本発明の別の実施例の回路図である。
【図５】従来例の回路図である。
【図６】従来例の動作波形図である。
Ｑ1 トランジスタ Ｑ2 トランジスタ Ｌ1 インダクタ Ｃ3 コンデンサ Ｃ4 コンデンサ Ｃ5 コンデンサ ＦＬ ランプ負荷 Ｋ 制御駆動回路 Ｅ 交流電源 ＤＢ 全波整流器
Claims (1)
- 【請求項１】 逆方向電流を阻止しない第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を平滑電源の両端に接続
し、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
フすることにより共振回路を含む負荷回路に高周波電力
を供給するインバータ回路と、インバータ回路における
一方のスイッチング素子のオン時に当該スイッチング素
子を介して交流電源からエネルギー蓄積用のインダクタ
に電流を流してインダクタにエネルギーを蓄積し、上記
一方のスイッチング素子のオフ時に他方のスイッチング
素子の逆方向電流通電経路を介して上記平滑電源にイン
ダクタの蓄積エネルギーを放出するチョッパー回路を備
えたインバータ装置において、上記一方のスイッチング
素子は平滑電源の電圧を一定化するように制御し、上記
他方のスイッチング素子によりインバータ出力を制御す
るように各スイッチング素子をオン・オフ駆動させる制
御手段を備えることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3309485A JPH05153786A (ja) | 1991-11-25 | 1991-11-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3309485A JPH05153786A (ja) | 1991-11-25 | 1991-11-25 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05153786A true JPH05153786A (ja) | 1993-06-18 |
Family
ID=17993556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3309485A Pending JPH05153786A (ja) | 1991-11-25 | 1991-11-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05153786A (ja) |
-
1991
- 1991-11-25 JP JP3309485A patent/JPH05153786A/ja active Pending
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