JPH0678553A

JPH0678553A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0678553A
Application number: JP4226604A
Authority: JP
Inventors: Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-08-26
Filing date: 1992-08-26
Publication date: 1994-03-18
Also published as: TW393830B

Abstract

(57)【要約】【目的】出力に含まれるリップル成分を低減する。【構成】交流電源の整流平滑出力をインバータ回路１で
高周波電圧に変換する。ダイオードブリッジＤＢの出力
端にコンデンサＣ₄を介してインバータ回路１の高周波
出力の一部を帰還して入力力率を改善する。上記コンデ
ンサＣ₄がインバータ回路１の第１の振動系と共に第２
の振動系を構成する。上記第１及び第２の振動系により
放電灯Ｌａに供給される出力が最も等しくなる固定発振
周波数でインバータ回路１を動作させる。これにより、
入力力率改善回路を付設したことに伴う振動系の切り換
わりによる出力変化を少なくし、リップル成分を低減す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】入力力率の改善及び効率の向上を図った
従来のインバータ装置としては図１３に示す特願平２−
３２７３２４号で提案されたものがある。なお、このイ
ンバータ装置は放電灯点灯装置として用いてある。従っ
て、以下の説明では放電灯点灯装置として説明を行う。

【０００３】この放電灯点灯装置では、交流電源Ｖ_Sを
整流する整流器としてのダイオードブリッジＤＢと、ダ
イオードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサ
Ｃ₁と、振動系（以下、この振動系を第１の振動系と呼
ぶ）を含み平滑コンデンサＣ ₁の両端電圧を高周波電圧
に変換するインバータ回路１と、上記ダイオードブリッ
ジＤＢの出力端にインピーダンス素子としてのコンデン
サＣ₄を介してインバータ回路１の高周波出力の一部を
帰還してダイオードブリッジＤＢに交流電源Ｖ _Sのほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善回路
とを備えている。

【０００４】インバータ回路１は、平滑コンデンサＣ₁
の両端にＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂を直列接続し、スイッチング素子Ｑ₂の両端に直流
カット用のコンデンサＣ₃及びインダクタＬ₁を介して
放電灯Ｌａを接続し、放電灯Ｌａの夫々のフィラメント
の非電源側の両端に放電灯Ｌａのフィラメントの予熱用
のコンデンサＣ₂を接続してある。なお、コンデンサＣ
₂はインダクタＬ₁と共に第１の振動系を構成してい
る。

【０００５】このインバータ回路１では、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂を高周波的に交互にオン，オフさせるこ
とにより、平滑コンデンサＣ₁の両端電圧を高周波電圧
に変換し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。つまり、スイ
ッチング素子Ｑ₁がオンのとき、コンデンサＣ₁、スイ
ッチング素子Ｑ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₃、
放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流を流し、このと
きコンデンサＣ₃に蓄積された電荷を電源として、スイ
ッチング素子Ｑ₂がオンのとき、コンデンサＣ ₃、イン
ダクタＬ₁、スイッチング素子Ｑ₂、放電灯Ｌａの経路
でそれまでと逆方向の電流を放電灯Ｌａに流して、放電
灯Ｌａを高周波点灯する。

【０００６】上記入力力率改善回路は、コンデンサＣ₃
と放電灯Ｌａとの接続点とダイオードブリッジＤＢの正
極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子と
してのコンデンサＣ₄と、ダイオードブリッジＤＢの出
力とコンデンサＣ₁との間に接続されたダイオードＤ₃
とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイッ
チング素子Ｑ₂のオン時に、ダイオードブリッジＤＢ、
コンデンサＣ₄、コンデンサＣ₃、インダクタＬ₁、ス
イッチング素子Ｑ₂と電流が流れると共に、コンデンサ
Ｃ₄とインダクタＬ₁からなる振動系の作用により、主
に、コンデンサＣ₄、ダイオードＤ₃、スイッチング素
子Ｑ ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₃を通る経路で
反転電流が流れる。

【０００７】このようにコンデンサＣ₄を介して交流電
源Ｖ_Sの全域にわたってダイオードブリッジＤＢに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサＣ₄とダイオードＤ₃
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源Ｖ_Sとダイオードブリッ
ジＤＢとの間には高周波カットフィルタＦを挿入し、高
周波成分が交流電源Ｖ _S側に漏れることを防止してあ
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の構成
のインバータ装置では、インバータ回路１のスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング周波数が変化すると、
図１９（ｂ）〜（ｄ）に破線で示す包絡線波形が変化す
る。殊に、図２０（ｂ），（ｄ）の場合には包絡線波形
の最大値と最少値との差、つまりはリップルが大きくな
り、負荷の動作に悪影響を及ぼすという問題があった。
例えば、放電灯点灯装置の場合に放電灯Ｌａを調光点灯
させると、放電灯Ｌａにちらつきを生じるという問題が
起こる。

【０００９】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置において、出力に含まれるリップル成分を
低減することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の
振動系を含み平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、上記整流器の出力端にイン
ピーダンス素子を介してインバータ回路の高周波出力の
一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって
高周波的に電流を流す入力力率改善回路とを備え、上記
インピーダンス素子がインバータ回路の第１の振動系と
共に第２の振動系を構成するインバータ装置であって、
上記第１及び第２の振動系により負荷に供給される出力
が最も等しくなる固定発振周波数でインバータ回路を動
作させる制御手段を設けてある。

【００１１】また、請求項２の発明では、上記目的を達
成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、交流電源の電
源電圧を検出する電圧検出手段と、交流電源の電源電圧
の変化に応じてインバータ回路の発振周波数を可変して
第１及び第２の振動系により負荷に供給される出力を略
一定とする周波数可変手段とを設けてある。

【００１２】さらに、請求項３に示すように、周波数可
変手段が、第１及び第２の振動系により負荷に供給され
る出力が最も等しくなる固定発振周波数の上下いずれか
の領域の周波数でのみ、交流電源の電源電圧の変化に応
じてインバータ回路の発振周波数を可変し、第１及び第
２の振動系により負荷に供給される出力を略一定とする
ようにしてもよい。

【００１３】

【作用】請求項１の発明は、上述のように構成すること
により、入力力率改善回路を付設したことに伴って振動
系が切り換わっても負荷に供給される出力に変化が生じ
ないようにし、出力に含まれるリップル成分を低減す
る。また、請求項２の発明は、入力力率改善回路を付設
したことに伴って出力変化を生じる最大の要因である電
源電圧の変化をとらえ、その変化に応じてインバータ回
路の動作を制御して負荷に供給される出力に変化が生じ
ないようにし、出力に含まれるリップル成分を低減す
る。

【００１４】

【実施例】（実施例１）以下に本発明の一実施例につい
て説明する。但し、本実施例の回路構成は図１３と同じ
であり、本実施例の特徴とする点はインバータ回路１の
発振周波数の設定方法にある。

【００１５】まず、初めに図１３のインバータ装置にお
いてリップル成分が発生する原因から説明する。このイ
ンバータ装置に設けられたコンデンサＣ₄の充電は、上
述したようにダイオードブリッジＤＢ、コンデンサ
Ｃ₄、コンデンサＣ₃、インダクタＬ₁、スイッチング
素子Ｑ₂の経路で行われ、コンデンサＣ₄は図１３中に
矢印で示す向きに充電される。そして、コンデンサＣ₄
の放電は、主に、コンデンサＣ₄、ダイオードＤ₃、ス
イッチング素子Ｑ₁、インダクタＬ₁、コンデンサＣ₃
の経路で行われ、このときコンデンサＣ₄の両端電圧は
低下する。

【００１６】ここで、上記コンデンサＣ₄の充放電のタ
イミングはスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン，オフと
同時に開始されるわけではなく、このコンデンサＣ₄の
両端電圧Ｖ_C4と、電源電圧Ｖin、インダクタＬ₁の両端
電圧Ｖ_L1、コンデンサＣ₃の両端電圧Ｖ_C3との電圧関係
で決まる。いま、上記コンデンサＣ₄が充放電されてい
ない場合には、図１３の回路は図１４に示す構成になっ
ていると考えてよい。また、コンデンサＣ₄が充放電さ
れている場合には図１５の構成となっていると考えてよ
い。つまり、上記図１４と図１５の回路の切り換わりに
よるその出力差により上記リップルが発生するのであ
る。

【００１７】この場合においてリップル成分を小さくす
るには図１４と図１５の回路の出力がほぼ同じであれ
ば、リップル成分は小さくなるはずである。ところで、
上記図１４及び図１５の回路を見た場合、夫々の異なる
点は振動系の構成にある。つまり、図１４の場合にはイ
ンダクタＬ₁とコンデンサＣ₂で第１の振動系が構成さ
れ、図１５の場合にはインダクタＬ₁とコンデンサ
Ｃ₂，Ｃ₄で第２の振動系が構成されている。従って、
これら振動系の出力がほぼ同一になれば、リップル成分
は小さくなる。

【００１８】ここで、夫々の振動系の出力特性が例えば
図１６に示すようになっているとすれば、夫々の出力値
が一定になる周波数にインバータ回路１の発振周波数
（以下、この周波数をｆ₀と呼ぶ）に設定すればよいこ
とが分かる。なお、図１６のイで第１の振動系の出力特
性を示し、ロで第２の振動系の出力特性を示す。ところ
で、上述の場合において最もリップル成分の発生に影響
を与えるのは電源電圧Ｖinであるので、電源電圧Ｖin
（実際にはダイオードブリッジＤＢを介して後段回路に
電源が供給されているので、電源電圧Ｖinの絶対値｜Ｖ
in｜）とインバータ装置の出力との特性を求めたとこ
ろ、図１７に示す結果が得られた。この図１７では縦軸
に出力（例えば、負荷の両端電圧）、横軸に電源電圧の
絶対値を示してある。なお、電源電圧の絶対値はすべて
瞬時値である。また、図中のＶ _Pは電源電圧の最大値を
示す。

【００１９】上記図１７の特性は以下のようにして求め
たものである。つまり、図１３のインバータ装置で、電
源電圧の絶対値｜Ｖin｜と出力Ｖ_OUTが図１８に示すよ
うになっている場合、｜Ｖin｜＝０での出力Ｖ_OUTはｔ
＝ｔ₁の前後の微小時間ΔｔにおけるＶ_OUTの値から求
め、また｜Ｖin｜＝Ｖ_Pでの出力Ｖ_OUTはｔ＝ｔ₃の前
後の微小時間ΔｔにおけるＶ_OUTの値から求め、さらに
同様にして任意の｜Ｖin｜での出力Ｖ_OUTはその｜Ｖin
｜となる時間（例えば、ｔ＝ｔ₂）の前後の微小時間Δ
ｔにおけるＶ_OUTの値から求めた。また、微小時間Δｔ
はインバータ回路１のスイッチング周波数の数倍程度と
して、｜Ｖin｜の変化を無視できるようにした。

【００２０】この図１７から明らかなようにインバータ
回路１の発振周波数をｆ₀とすれば、出力が最も一定に
なり、リップル成分が減少することが分かる。従って、
本実施例においては２つの振動系の出力が等しくなる周
波数ｆ₀でインバータ回路１を動作させるようにしてあ
る。このようにすれば、上述の説明から明らかなように
図１４と図１５で示す回路の切換によっても出力変動が
少なくなり、リップル成分を少なくでき、例えばこのイ
ンバータ装置を放電灯点灯装置として用いた場合には放
電灯Ｌａのちらつきを防止できることになる。なお、こ
の種のインバータ装置の特徴である入力力率を改善する
効果はそのまま維持される。

【００２１】（実施例２）図１に本発明の他の実施例を
示す。本実施例では図１３の回路に加えて交流電源Ｖ_S
の電源電圧Ｖinを検出する電源電圧検出部２と、検出さ
れた電源電圧に応じてインバータ回路１の発振周波数ｆ
を調整する周波数調整部３とを新たに設けたものであ
る。なお、図１３では図示していないが、図１３のイン
バータ装置はスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチン
グ制御を行う制御部と、この制御部の出力に応じてスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を駆動する駆動部４とを備えて
おり、上記周波数調整部３は制御部にその機能を持たせ
たものである。

【００２２】上述の実施例ではインバータ回路１の発振
周波数ｆを最もリップルが少なくなる周波数ｆ₀に固定
するというものであったが、本実施例の場合にはリップ
ルの発生に最も関与する電源電圧Ｖinの変化に応じてイ
ンバータ回路１の発振周波数ｆを変化させて、リップル
を少なくするようにものである。いま、上述した方法を
用いて、図１７と同様に最もリップルが少なくなる周波
数ｆ₀以下の周波数ｆに関して電源電圧Ｖinとその出力
との関係を求めると、図２に示すようになる。この図２
から明らかなようにインバータ回路１の発振周波数ｆを
ｆ＜ｆ₀とすると、電源電圧Ｖinが大きくなると、出力
Ｖ_OUTが大きくなるという特性を示し、インバータ回路
１の発振周波数ｆがｆ₀から遠ざかるほどに（ｆ₁₁＜ｆ
₁₂＜ｆ₁₃＜ｆ₁₄＜ｆ₀）、出力Ｖ_OUTの増加傾向は小さ
くなる。

【００２３】ここで、例えば周波数ｆ₁₁で電源電圧Ｖin
が０のときの出力Ｖ_OUTがＶ₁であるとしたとき、電源
電圧Ｖinに応じてインバータ回路１の発振周波数ｆを変
化させると、図２から明らかなように出力Ｖ_OUTをＶ₁
とすることができることが分かる。例えば、電源電圧Ｖ
inが図２に示すＶin₁であるとすると、このときのイン
バータ回路１の発振周波数ｆをｆ₁₂とすれば、出力Ｖ
_OUTはＶ₁となり、またＶin₂であるときは、インバー
タ回路１の発振周波数ｆをｆ₁₃とすれば、出力Ｖ _OUTは
Ｖ₁となる。

【００２４】そこで、本実施例では交流電源Ｖ_Sの電源
電圧Ｖinを電源電圧検出部２で検出し、周波数調整部３
がその電源電圧Ｖinに応じてインバータ回路１の発振周
波数ｆを可変するようにしてある。つまり、電源電圧Ｖ
inが高くなると、それに応じてインバータ回路１の発振
周波数を低くし、逆に電源電圧Ｖinが低くなると、イン
バータ回路１の発振周波数を高くするようにしてある。

【００２５】ところで、上述の場合には最もリップルが
少なくなる周波数ｆ₀以下の周波数ｆで出力Ｖ_OUTを一
定に制御する場合について説明したが、同様の方法を用
いて図３に示すように最もリップルが少なくなる周波数
ｆ₀以上の周波数ｆ（ｆ₂₁〜ｆ₂₄、但しｆ₀＜ｆ₂₁＜ｆ
₂₂＜ｆ₂₃＜ｆ₂₄）で、出力Ｖ_OUTを一定に制御すること
もできる。

【００２６】ところで、上記電源電圧Ｖinに応じたイン
バータ回路１の発振周波数ｆは図２あるいは図３の特性
から求められた周波数で行うことが理想であるが、電源
電圧Ｖinにほぼ比例させて周波数を可変する方法であっ
ても、周波数を調整しない場合に比べて十分にリップル
を少なくできる。さらに、図１７の発振周波数ｆがｆ₀
であるときと、図２及び図３で説明した周波数ｆを可変
して出力Ｖ_OUTをＶ₁あるいはＶ₂に一定に保つときと
では、その際の出力Ｖ_OUTが変化している。従って、先
の実施例と本実施例とを組み合わせることで、リップル
を少なくして出力を可変することができる。つまり、こ
のようなインバータ装置を放電灯点灯装置として用いる
と、ちらつきを少なくして放電灯Ｌａを調光点灯させる
ことができる。

【００２７】（実施例３）図４に本発明のさらに他の実
施例を示す。本実施例の場合には負荷Ｌを含むインバー
タ回路１の振動系をスイッチング素子Ｑ₁側に接続し、
それに応じてコンデンサＣ₄及びダイオードＤ₃の接続
箇所及びダイオードＤ₃の向きを変更したもので、さら
に電源電圧Ｖinの検出をダイオードブリッジＤＢの出力
で行っている点で異なる。しかし、実質的なインバータ
回路１の動作やリップルを低減する動作は実施例２で説
明したとほぼ同じであるので、詳細な説明は省略する。

【００２８】さらに、図５に示すような回路的な変形を
行っても実質的には図４の場合と同様に実質的なインバ
ータ回路１の動作やリップルを低減する動作は実施例２
と同じになる。なお、図５は図１とは直流カット用コン
デンサＣ₃の挿入位置が異なり、さらに同図中に括弧内
で示すようにコンデンサＣ₄に直列にインダクタＬ₂を
挿入しても動作的には何等変わりはない。さらに、イン
バータ回路１の振動系がさらにインダクタやコンデンサ
を含む場合にも本発明を適用できる。

【００２９】（実施例４）図６は本発明のさらに別の実
施例を示すもので、インバータ回路１などの基本回路は
若干の変形はあるが、実質的には上述した図１３の回路
と同じものであり、実施例１で説明した方法を用いてリ
ップルを少なくしてあり、本実施例の特徴とするところ
は、電源投入時における突入電流を抑える回路を付加し
てある点にある。

【００３０】電源投入時には、容量の大きなコンデンサ
Ｃ₁（一般的に電解コンデンサが用いられる）が瞬時に
充電されるにより突入電流が流れる。この突入電流は定
常の入力電流の数十〜百数十倍の値になる。このため、
ブレーカの遮断や電源スイッチの溶着などの問題を起こ
す。そこで、本実施例ではコンデンサＣ₁に直列に電源
投入時にコンデンサＣ₁が充電されない向きにダイオー
ドＤ₅を接続してある。従って、電源投入時にはダイオ
ードＤ₅でコンデンサＣ₁に突入電流が流れることが阻
止される。そして、コンデンサＣ₁の充電をスイッチン
グ素子Ｑ₂のオン時に行うように、コンデンサＣ₁とダ
イオードＤ₅との接続点と、負荷ＬとインダクタＬ₁の
接続点との間にダイオードＤ₄を接続してある。

【００３１】コンデンサＣ₁の充電は、スイッチング素
子Ｑ₂がオンしたときに、ダイオードブリッジＤＢ、ダ
イオードＤ₃、コンデンサＣ₁、ダイオードＤ₄、イン
ダクタＬ₁、スイッチング素子Ｑ₂の経路で行われる。
なお、スイッチング素子Ｑ₂がオフしたときにも、イン
ダクタＬ₁に蓄積されたエネルギにより、インダクタＬ
₁、ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₁、ダイオードＤ₄
の経路で、コンデンサＣ₁の充電が行われる。つまり
は、コンデンサＣ₁、ダイオードＤ₄、インダクタ
Ｌ₁、スイッチング素子Ｑ₂及びダイオードＤ₁で降圧
チョッパ回路を構成してある。従って、電源投入後にス
イッチング素子Ｑ₂のオンデューティを徐々に大きくす
るような制御を行えば、電源投入時に突入電流が流れる
問題を解消することができる。

【００３２】（実施例５）図７は図６の実施例の回路を
変形した実施例であり、ダイオードＤ₃とコンデンサＣ
₁の接続点と、負荷としての放電灯ＬａとコンデンサＣ
₃との接続点との間にコンデンサＣ₅を接続してある点
が上記実施例と異なる。なお、本実施例で追加されたコ
ンデンサＣ₅はコンデンサＣ₃と同様に直流カット用と
して動作するものである。

【００３３】ところで、上述してきたハーフブリッジ形
のインバータ回路１の場合には図７に示すようにコンデ
ンサＣ₃，Ｃ₅のいずれかが無くても動作は殆ど変わら
ない。しかし、ダイオードＤ₄，Ｄ₅を付加して突入電
流を防止する構成とすると、インバータ回路１の回生電
流ループの１つが無くなることになる。即ち、図６の場
合、スイッチング素子Ｑ₂がオフしたとき、インダクタ
Ｌ₁及びコンデンサＣ ₂からなる振動系の振動電流はダ
イオードＤ₁を介してコンデンサＣ₁に帰還されるべき
であるが、ダイオードＤ₅のために回生電流が流れない
ことになる。従って、インダクタＬ₁のみ電流が、イン
ダクタＬ₁、ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₁、ダイオ
ードＤ₄の経路で流れ、インダクタＬ₁とコンデンサＣ
₂の振動作用がないことになる。このため、結果として
インバータ回路１全体の発振作用が弱まり、放電灯Ｌａ
の両端に発生する電圧が低くなり、始動時に十分に大き
な始動電圧を放電灯Ｌａに印加できなくなる。つまり、
放電灯Ｌａが始動しにくくなる欠点がある。

【００３４】そこで、本実施例では上記コンデンサＣ₅
を設けることにより、スイッチング素子Ｑ₂のオフ時
に、インダクタＬ₁、ダイオードＤ₁、コンデンサ
Ｃ₅、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ₂の経路を形成して
回生電流を流し、インバータ回路１の発振動作が弱まる
ことを防止してある。このようにすれば、放電灯Ｌａに
十分な始動電圧を印加できる。

【００３５】（実施例６）図８は図７の実施例とは別の
方法で上記回生電流ループを形成したもので、コンデン
サＣ₁とダイオードＤ₁の直列回路の両端にコンデンサ
Ｃ₆を接続した点に特徴がある。本実施例の場合には、
スイッチング素子Ｑ₁のオフ時に、インダクタＬ₁、ダ
イオードＤ₁、コンデンサＣ₆、コンデンサＣ₃、放電
灯Ｌａ及びコンデンサＣ₂の経路で回生電流が流れる。

【００３６】なお、図７及び図８の実施例におけるコン
デンサＣ₅，Ｃ₃の合成容量、及びコンデンサＣ₆の容
量は、コンデンサＣ₁の容量に比べて１／１００〜１／
１０００程度に小さいものであり、突入電流が大きくな
る恐れはない。つまり、交流電源Ｖ_Sのインピーダンス
及びフィルタＦのインピーダンス成分、特に抵抗成分と
の関係で、実用上は問題ない程度（数ｍＡ）に抑えられ
る。

【００３７】ところで、上述した図６乃至図８の実施例
と同様にして突入電流を防止する回路のさらなる変形例
を図９乃至図１２に示す。なお、図９乃至図１２に関す
る説明は上述した各実施例の説明より容易に理解できる
ので説明は省略する。

【００３８】

【発明の効果】請求項１の発明は上述のように、交流電
源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コ
ンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの両端
電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上記整
流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバータ
回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源の
ほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善
回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバータ回
路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するインバ
ータ装置であって、上記第１及び第２の振動系により負
荷に供給される出力が最も等しくなる固定発振周波数で
インバータ回路を動作させる制御手段を設けてあるの
で、入力力率改善回路を付設したことに伴って振動系が
切り換わっても負荷に供給される出力をほぼ等しくする
ことができ、このため出力の変化が生じにくく、出力に
含まれるリップル成分を低減することができる。

【００３９】また、請求項２の発明は上述のように、交
流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平
滑コンデンサと、第１の振動系を含み平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上
記整流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバ
ータ回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電
源のほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率
改善回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバー
タ回路の第１の振動系と共に第２の振動系を構成するイ
ンバータ装置であって、交流電源の電源電圧を検出する
電圧検出手段と、交流電源の電源電圧の変化に応じてイ
ンバータ回路の発振周波数を可変して第１及び第２の振
動系により負荷に供給される出力を略一定とする周波数
可変手段とを設けてあるので、入力力率改善回路を付設
したことに伴って出力変化を生じる最大の要因である電
源電圧の変化をとらえ、その変化に応じてインバータ回
路の動作を制御することで、負荷に供給される出力に変
化が生じず、出力に含まれるリップル成分を低減するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上を他の方法で動作させた場合の動作説明図
である。

【図４】他の実施例の回路図である。

【図５】図４の変形実施例の回路図である。

【図６】さらに他の実施例の回路図である。

【図７】同上を改良した実施例の回路図である。

【図８】図６の回路をさらに別の方法で改良した実施例
の回路図である。

【図９】同上の変形実施例の回路図である。

【図１０】図８のさらに変形実施例の回路図である。

【図１１】図７の変形実施例の回路図である。

【図１２】図７のさらに変形実施例の回路図である。

【図１３】従来例の回路図である。

【図１４】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
していない状態での等価回路図である。

【図１５】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
している状態での等価回路図である。

【図１６】図１３の回路においてリップルを少なくする
方法の説明図である。

【図１７】図１３の回路のインバータ回路の発振周波数
を可変した場合における電源電圧と出力との関係を示す
説明図である。

【図１８】図１７の電源電圧と出力との関係を求める方
法の説明図である。

【図１９】従来例においてインバータ回路の発振周波数
を可変した場合の出力波形を示す説明図である。

【符号の説明】

１インバータ回路２電源電圧検出部３周波数調整部Ｖ_S 交流電源ＤＢダイオードブリッジＱ₁，Ｑ₂ スイッチング素子Ｌ₁ インダクタＣ₁，Ｃ₂，Ｃ₄ コンデンサＤ₃ ダイオードＬ負荷Ｌａ放電灯

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、上記第１及び
第２の振動系により負荷に供給される出力が最も等しく
なる固定発振周波数でインバータ回路を動作させる制御
手段を設けて成ることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第１の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第１の振動系と共に第２の振
動系を構成するインバータ装置であって、交流電源の電
源電圧を検出する電圧検出手段と、交流電源の電源電圧
の変化に応じてインバータ回路の発振周波数を可変して
第１及び第２の振動系により負荷に供給される出力を略
一定とする周波数可変手段とを設けて成ることを特徴と
するインバータ装置。
【請求項３】上記周波数可変手段が、第１及び第２の
振動系により負荷に供給される出力が最も等しくなる固
定発振周波数の上下いずれかの領域の周波数でのみ、交
流電源の電源電圧の変化に応じてインバータ回路の発振
周波数を可変し、第１及び第２の振動系により負荷に供
給される出力を略一定として成ることを特徴とする請求
項２記載のインバータ装置。