JP3396991B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3396991B2 JP3396991B2 JP06955795A JP6955795A JP3396991B2 JP 3396991 B2 JP3396991 B2 JP 3396991B2 JP 06955795 A JP06955795 A JP 06955795A JP 6955795 A JP6955795 A JP 6955795A JP 3396991 B2 JP3396991 B2 JP 3396991B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- circuit
- load current
- frequency
- smoothing capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電源からの入力電流
歪みを改善した電源装置に関するものであり、例えば、
放電灯点灯装置の電子安定器に利用されるものである。
歪みを改善した電源装置に関するものであり、例えば、
放電灯点灯装置の電子安定器に利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】図１７は従来のインバータ装置（特願平
３−１８６２５１号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、トランスＬ3 とコンデンサＣ5 ，Ｃ6 よりなるフ
ィルター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。
全波整流器ＤＢの直流出力端子には、ダイオードＤ3 を
介して平滑コンデンサＣ1 が接続されている。平滑コン
デンサＣ1 には、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回
路が接続されている。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に
は、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されて
いる。ダイオードＤ3 と整流器ＤＢの接続点には、コン
デンサＣ3 の一端が接続されており、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点には、インダクタＬ1 の一端が接続
されている。コンデンサＣ3 の他端とインダクタＬ1 の
他端の間には、放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子
が接続されている。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源
側端子間には、コンデンサＣ2 が並列接続されている。
また、ダイオードＤ3 の両端には、コンデンサＣ4 が並
列接続されている。
３−１８６２５１号）の回路図である。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流入力端子
には、トランスＬ3 とコンデンサＣ5 ，Ｃ6 よりなるフ
ィルター回路を介して交流電源Ｖｓが接続されている。
全波整流器ＤＢの直流出力端子には、ダイオードＤ3 を
介して平滑コンデンサＣ1 が接続されている。平滑コン
デンサＣ1 には、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回
路が接続されている。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に
は、それぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されて
いる。ダイオードＤ3 と整流器ＤＢの接続点には、コン
デンサＣ3 の一端が接続されており、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点には、インダクタＬ1 の一端が接続
されている。コンデンサＣ3 の他端とインダクタＬ1 の
他端の間には、放電灯Ｌａのフィラメントの電源側端子
が接続されている。放電灯Ｌａのフィラメントの非電源
側端子間には、コンデンサＣ2 が並列接続されている。
また、ダイオードＤ3 の両端には、コンデンサＣ4 が並
列接続されている。
【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とダイオードＤ1 ，
Ｄ2 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 及び放電
灯Ｌａで構成されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が高速度で交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ1 の
直流電圧を高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯
させる。コンデンサＣ2 は放電灯Ｌａのフィラメントの
予熱電流通電経路を構成しており、また、インダクタＬ
1 との共振用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ3
は直流成分カット用の結合コンデンサである。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とダイオードＤ1 ，
Ｄ2 、インダクタＬ1 、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 及び放電
灯Ｌａで構成されている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が高速度で交互にオン・オフし、平滑コンデンサＣ1 の
直流電圧を高周波に変換して、放電灯Ｌａを高周波点灯
させる。コンデンサＣ2 は放電灯Ｌａのフィラメントの
予熱電流通電経路を構成しており、また、インダクタＬ
1 との共振用コンデンサも兼ねている。コンデンサＣ3
は直流成分カット用の結合コンデンサである。
【０００４】上記回路において、スイッチング素子Ｑ2
がオンすると、コンデンサＣ1 から、コンデンサＣ4 、
コンデンサＣ3 、放電灯ＬａとコンデンサＣ2 、インダ
クタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、コンデンサＣ
1 に戻る経路で電流が流れる。このとき、各素子に現れ
る電圧には、Ｖ1 ≒Ｖ4 ＋Ｖ3 ＋Ｖ2 ＋Ｖ6 の関係があ
る。全波整流器ＤＢの出力端に接続されるのは、コンデ
ンサＣ3 と、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ2 、並びにイ
ンダクタＬ1 の直列回路であるから、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ3
＋Ｖ2 ＋Ｖ6 ≒Ｖ1 −Ｖ4 が成立するとき、全波整流器
ＤＢから、コンデンサＣ3 、放電灯ＬａとコンデンサＣ
2 、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、全
波整流器ＤＢに戻る経路で電流が流れることになる。つ
まり、全波整流器ＤＢの出力端とコンデンサＣ1 の間に
挿入したコンデンサＣ4 が全波整流器ＤＢの整流出力電
圧とコンデンサＣ1 の電圧Ｖ1 との差の電圧を負担する
ことになり、入力電圧｜Ｖｉｎ｜がコンデンサＣ1 の電
圧Ｖ1 よりも低くても、図１８に示すように、入力電流
Ｉｉｎが流れる。したがって、入力力率が高くなる。ま
た、コンデンサＣ5 ，Ｃ6 とトランスＬ3 を含むフィル
ター回路により高周波成分を除去した入力電流波形は、
高調波成分の少ない正弦波に近い波形とすることができ
る。
がオンすると、コンデンサＣ1 から、コンデンサＣ4 、
コンデンサＣ3 、放電灯ＬａとコンデンサＣ2 、インダ
クタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、コンデンサＣ
1 に戻る経路で電流が流れる。このとき、各素子に現れ
る電圧には、Ｖ1 ≒Ｖ4 ＋Ｖ3 ＋Ｖ2 ＋Ｖ6 の関係があ
る。全波整流器ＤＢの出力端に接続されるのは、コンデ
ンサＣ3 と、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ2 、並びにイ
ンダクタＬ1 の直列回路であるから、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ3
＋Ｖ2 ＋Ｖ6 ≒Ｖ1 −Ｖ4 が成立するとき、全波整流器
ＤＢから、コンデンサＣ3 、放電灯ＬａとコンデンサＣ
2 、インダクタＬ1 、スイッチング素子Ｑ2 を経て、全
波整流器ＤＢに戻る経路で電流が流れることになる。つ
まり、全波整流器ＤＢの出力端とコンデンサＣ1 の間に
挿入したコンデンサＣ4 が全波整流器ＤＢの整流出力電
圧とコンデンサＣ1 の電圧Ｖ1 との差の電圧を負担する
ことになり、入力電圧｜Ｖｉｎ｜がコンデンサＣ1 の電
圧Ｖ1 よりも低くても、図１８に示すように、入力電流
Ｉｉｎが流れる。したがって、入力力率が高くなる。ま
た、コンデンサＣ5 ，Ｃ6 とトランスＬ3 を含むフィル
ター回路により高周波成分を除去した入力電流波形は、
高調波成分の少ない正弦波に近い波形とすることができ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・オフによるインバー
タの高周波動作を利用することにより、コンデンサＣ4
を充放電し、入力電流の歪みを改善している。そのた
め、入力電流を略正弦波にするためには、平滑コンデン
サＣ1 の電圧Ｖ1 がほぼ一定であるから、コンデンサＣ
4 の負担する電圧が入力電圧の脈流に応じて変化するこ
とになる。すると、インバータ側の共振状態も変化し、
その結果、負荷に流れる電流は入力脈流に応じて変化し
て、凹凸が出来る。従来例においては、負荷となる放電
灯Ｌａの電流が図１９のようになり、入力電圧｜Ｖｉｎ
｜と言わば逆相似状のリップル波形を示し、ＣＦ（クレ
ストファクター）が悪くなるという問題がある。
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・オフによるインバー
タの高周波動作を利用することにより、コンデンサＣ4
を充放電し、入力電流の歪みを改善している。そのた
め、入力電流を略正弦波にするためには、平滑コンデン
サＣ1 の電圧Ｖ1 がほぼ一定であるから、コンデンサＣ
4 の負担する電圧が入力電圧の脈流に応じて変化するこ
とになる。すると、インバータ側の共振状態も変化し、
その結果、負荷に流れる電流は入力脈流に応じて変化し
て、凹凸が出来る。従来例においては、負荷となる放電
灯Ｌａの電流が図１９のようになり、入力電圧｜Ｖｉｎ
｜と言わば逆相似状のリップル波形を示し、ＣＦ（クレ
ストファクター）が悪くなるという問題がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置によれ
ば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
交流電源を全波整流する整流部１１と、少なくともＬＣ
回路とスイッチング素子を備え整流部１１の出力を高周
波に変換して負荷１３に出力するインバータ部１２と、
インバータ部１２のスイッチング素子のオン・オフによ
り交流電圧とほぼ相似形の交流入力電流を得るととも
に、交流電圧とは逆方向に増減する負荷電流を得る制御
回路２とを有する電源装置において、交流電源の２倍の
周波数に対する負荷電流の増減を検知する負荷電流リッ
プル検知部２１と、インバータ部１２のスイッチング素
子の動作周波数を制御する周波数制御部２３と、負荷電
流の凸部における動作周波数が凹部における動作周波数
よりも高くなるように、周波数を切り替える周波数切替
信号出力部２２とを備え、負荷電流の凸部における動作
周波数はインバータ部１２のスイッチング素子に進相電
流が流れない範囲まで高くすることを特徴とするもので
ある。図１は本発明の基本構成を示すブロック図であ
る。主回路１は、整流部１１とインバータ部１２と負荷
１３とから構成されている。また、制御回路２は、負荷
電流リップル検知部２１、周波数切替信号出力部２２、
周波数制御部２３を備えている。負荷電流リップル検知
部２１は、負荷電流リップルを認識するために、図２に
示すように、負荷電流リップルと略反相似形となる検出
信号又は負荷電流リップルと略相似形となる検出信号
を主回路１内の所定の検出点から得ている。周波数切
替信号出力部２２は、負荷電流リップル検知部２１によ
る負荷電流リップルの検出信号を受けて、周波数切替信
号を周波数制御部２３に出力する。その出力を受けた周
波数制御部２３は負荷電流の凹部よりも凸部の方が発振
周波数が高くなるように制御している。負荷電流の凸部
における動作周波数はインバータ部１２のスイッチング
素子に進相電流が流れない範囲まで高くすることによ
り、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での進相動作を回避
する。周波数の切替えは何段でも良く、また、連続的で
もよい。
ば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
交流電源を全波整流する整流部１１と、少なくともＬＣ
回路とスイッチング素子を備え整流部１１の出力を高周
波に変換して負荷１３に出力するインバータ部１２と、
インバータ部１２のスイッチング素子のオン・オフによ
り交流電圧とほぼ相似形の交流入力電流を得るととも
に、交流電圧とは逆方向に増減する負荷電流を得る制御
回路２とを有する電源装置において、交流電源の２倍の
周波数に対する負荷電流の増減を検知する負荷電流リッ
プル検知部２１と、インバータ部１２のスイッチング素
子の動作周波数を制御する周波数制御部２３と、負荷電
流の凸部における動作周波数が凹部における動作周波数
よりも高くなるように、周波数を切り替える周波数切替
信号出力部２２とを備え、負荷電流の凸部における動作
周波数はインバータ部１２のスイッチング素子に進相電
流が流れない範囲まで高くすることを特徴とするもので
ある。図１は本発明の基本構成を示すブロック図であ
る。主回路１は、整流部１１とインバータ部１２と負荷
１３とから構成されている。また、制御回路２は、負荷
電流リップル検知部２１、周波数切替信号出力部２２、
周波数制御部２３を備えている。負荷電流リップル検知
部２１は、負荷電流リップルを認識するために、図２に
示すように、負荷電流リップルと略反相似形となる検出
信号又は負荷電流リップルと略相似形となる検出信号
を主回路１内の所定の検出点から得ている。周波数切
替信号出力部２２は、負荷電流リップル検知部２１によ
る負荷電流リップルの検出信号を受けて、周波数切替信
号を周波数制御部２３に出力する。その出力を受けた周
波数制御部２３は負荷電流の凹部よりも凸部の方が発振
周波数が高くなるように制御している。負荷電流の凸部
における動作周波数はインバータ部１２のスイッチング
素子に進相電流が流れない範囲まで高くすることによ
り、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での進相動作を回避
する。周波数の切替えは何段でも良く、また、連続的で
もよい。
【０００７】
【作用】本発明にあっては、上述のように、主回路内に
負荷電流のリップルと略相似形又は略反相似形を示す検
出点を設け、その検出信号から負荷電流の凹凸を検知
し、凸部の動作周波数が、凹部の動作周波数よりも高く
なるように動作周波数を切り替える制御手段を備えたも
のであるから、負荷電流の凹凸リップルを抑制でき、安
定した出力が供給できる。また、負荷電流の凸部におけ
る動作周波数はインバータ部のスイッチング素子に進相
電流が流れない範囲まで高くすることにより、入力電圧
｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での進相動作を回避する作用もあ
る。
負荷電流のリップルと略相似形又は略反相似形を示す検
出点を設け、その検出信号から負荷電流の凹凸を検知
し、凸部の動作周波数が、凹部の動作周波数よりも高く
なるように動作周波数を切り替える制御手段を備えたも
のであるから、負荷電流の凹凸リップルを抑制でき、安
定した出力が供給できる。また、負荷電流の凸部におけ
る動作周波数はインバータ部のスイッチング素子に進相
電流が流れない範囲まで高くすることにより、入力電圧
｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での進相動作を回避する作用もあ
る。
【０００８】
【実施例】図３は本発明の第１実施例の基本構成を示す
ブロック回路図であり、図４はその具体回路図である。
主回路は図１７に示した従来例と同様の原理で入力歪改
善を行うインバータ回路である。全波整流器ＤＢの直流
出力端子と平滑コンデンサＣ1 との間には、インピーダ
ンス素子Ｚ（ダイオードを含む）が挿入されている。図
４に示す具体回路では、主回路のインピーダンス素子Ｚ
の部分には、図１７に示した従来例と同様に、並列接続
されたコンデンサＣ4 とダイオードＤ3 が挿入されてい
る。また、負荷電流のリップル（図１９（ｂ）参照）を
抑制する制御を行うために、負荷電流の流れるループ内
に検出用のトランスＴ1 を設け、負荷電流リップルの状
態を検出する。検出用のトランスＴ1 には、半波整流用
のダイオードＤ8 のアノードが接続されており、ダイオ
ードＤ8 のカソードには高周波カット用のコンデンサＣ
10と放電用の抵抗Ｒ9 及びコンパレータＣＰ1 のマイナ
ス側入力端子が接続されている。コンデンサＣ10の容量
は、検出用のトランスＴ 1 からダイオードＤ8 を介して
流れ込む電流を平滑するほど大きなものではなく、負荷
電流のリップルの増減がほぼ相似形状にコンデンサＣ10
の電位に現れ、周波数切替信号出力部２２のコンパレー
タＣＰ1 のマイナス側入力端子に入力される。コンパレ
ータＣＰ1 のプラス側入力端子には、周波数切替ポイン
トを決めるための基準電位が接続されており、負荷電流
が凹部から凸部に移行していくと、コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子レベルがプラス側入力端子レベル
を越えて、コンパレータＣＰ1 の出力がＬｏｗレベルと
なる。
ブロック回路図であり、図４はその具体回路図である。
主回路は図１７に示した従来例と同様の原理で入力歪改
善を行うインバータ回路である。全波整流器ＤＢの直流
出力端子と平滑コンデンサＣ1 との間には、インピーダ
ンス素子Ｚ（ダイオードを含む）が挿入されている。図
４に示す具体回路では、主回路のインピーダンス素子Ｚ
の部分には、図１７に示した従来例と同様に、並列接続
されたコンデンサＣ4 とダイオードＤ3 が挿入されてい
る。また、負荷電流のリップル（図１９（ｂ）参照）を
抑制する制御を行うために、負荷電流の流れるループ内
に検出用のトランスＴ1 を設け、負荷電流リップルの状
態を検出する。検出用のトランスＴ1 には、半波整流用
のダイオードＤ8 のアノードが接続されており、ダイオ
ードＤ8 のカソードには高周波カット用のコンデンサＣ
10と放電用の抵抗Ｒ9 及びコンパレータＣＰ1 のマイナ
ス側入力端子が接続されている。コンデンサＣ10の容量
は、検出用のトランスＴ 1 からダイオードＤ8 を介して
流れ込む電流を平滑するほど大きなものではなく、負荷
電流のリップルの増減がほぼ相似形状にコンデンサＣ10
の電位に現れ、周波数切替信号出力部２２のコンパレー
タＣＰ1 のマイナス側入力端子に入力される。コンパレ
ータＣＰ1 のプラス側入力端子には、周波数切替ポイン
トを決めるための基準電位が接続されており、負荷電流
が凹部から凸部に移行していくと、コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子レベルがプラス側入力端子レベル
を越えて、コンパレータＣＰ1 の出力がＬｏｗレベルと
なる。
【０００９】すると、周波数制御部２３の発振器ＩＣ1
（ＮＥＣ製μＰＣ１０９４）の６番端子に接続されてい
る抵抗Ｒ5 とＲ6 の交点をＬｏｗレベルに落とす。発振
器ＩＣ1 （ＮＥＣ製μＰＣ１０９４）は６番端子とグラ
ンド間に接続された抵抗と、５番端子とグランド間に接
続されたコンデンサＣ7 により発振周波数が決められて
いるが、コンパレータＣＰ1 の出力がＬｏｗレベルにな
ると、抵抗Ｒ6 が短絡し、６番端子に接続された抵抗値
が下がることになり、発振周波数が上がる。その結果、
負荷電流リップルの凸部で動作周波数が上がることによ
り、インバータの出力（ＬＣ共振）が弱まり、凸部の出
張りが抑えられ、負荷電流全体としてのリップルが抑制
される。なお、発振器ＩＣ1 （ＮＥＣ製μＰＣ１０９
４）の１０番ピンの出力端子に接続されているドライブ
回路ＩＣ2 （ＩＲ２１１１）は、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を直接駆動するための高耐圧ゲートドライバ
ーである。
（ＮＥＣ製μＰＣ１０９４）の６番端子に接続されてい
る抵抗Ｒ5 とＲ6 の交点をＬｏｗレベルに落とす。発振
器ＩＣ1 （ＮＥＣ製μＰＣ１０９４）は６番端子とグラ
ンド間に接続された抵抗と、５番端子とグランド間に接
続されたコンデンサＣ7 により発振周波数が決められて
いるが、コンパレータＣＰ1 の出力がＬｏｗレベルにな
ると、抵抗Ｒ6 が短絡し、６番端子に接続された抵抗値
が下がることになり、発振周波数が上がる。その結果、
負荷電流リップルの凸部で動作周波数が上がることによ
り、インバータの出力（ＬＣ共振）が弱まり、凸部の出
張りが抑えられ、負荷電流全体としてのリップルが抑制
される。なお、発振器ＩＣ1 （ＮＥＣ製μＰＣ１０９
４）の１０番ピンの出力端子に接続されているドライブ
回路ＩＣ2 （ＩＲ２１１１）は、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を直接駆動するための高耐圧ゲートドライバ
ーである。
【００１０】図５は第１実施例の一変形例であり、負荷
電流リップル検知部２１に入力電圧｜Ｖｉｎ｜の検出を
利用している。先にも述べたが、本インバータ回路にお
いては、負荷電流リップルは電源電圧の影響を受け、入
力電圧｜Ｖｉｎ｜のリップルと略逆相似形のリップルを
示す。つまり、負荷電流の凸部は入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
リップルの谷部と対応しており、負荷電流の凹部は入力
電圧｜Ｖｉｎ｜のリップルの山部と対応している。この
ことを利用して、負荷電流リップルの検知に入力電圧｜
Ｖｉｎ｜の検出を用いることにより、図４のようなトラ
ンスＴ1 、ダイオードＤ8 、コンデンサＣ10などを用い
ることなく、簡単な回路で負荷電流リップル検知部２１
を実現している。また、負荷状態の変化や調光などの出
力変化にも影響を受けない。ただし、検出できる検知信
号は図４の場合とは逆で、負荷電流リップルと逆相似状
であるので、コンパレータＣＰ1 のプラス側入力端子に
入力される。コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子
には基準電位が入力されており、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
谷部では、基準電位の方が高くなり、コンパレータＣＰ
1 の出力がＬｏｗレベルとなって発振周波数が上がり、
負荷電流リップルが抑制される。図４及び図５の回路の
動作タイムチャートを図６に示す。図中、（ａ）は図４
の回路の動作、（ｂ）は図５の回路の動作を示してい
る。また、（ｃ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｄ）
は動作周波数、（ｅ）は負荷電流を示している。
電流リップル検知部２１に入力電圧｜Ｖｉｎ｜の検出を
利用している。先にも述べたが、本インバータ回路にお
いては、負荷電流リップルは電源電圧の影響を受け、入
力電圧｜Ｖｉｎ｜のリップルと略逆相似形のリップルを
示す。つまり、負荷電流の凸部は入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
リップルの谷部と対応しており、負荷電流の凹部は入力
電圧｜Ｖｉｎ｜のリップルの山部と対応している。この
ことを利用して、負荷電流リップルの検知に入力電圧｜
Ｖｉｎ｜の検出を用いることにより、図４のようなトラ
ンスＴ1 、ダイオードＤ8 、コンデンサＣ10などを用い
ることなく、簡単な回路で負荷電流リップル検知部２１
を実現している。また、負荷状態の変化や調光などの出
力変化にも影響を受けない。ただし、検出できる検知信
号は図４の場合とは逆で、負荷電流リップルと逆相似状
であるので、コンパレータＣＰ1 のプラス側入力端子に
入力される。コンパレータＣＰ1 のマイナス側入力端子
には基準電位が入力されており、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
谷部では、基準電位の方が高くなり、コンパレータＣＰ
1 の出力がＬｏｗレベルとなって発振周波数が上がり、
負荷電流リップルが抑制される。図４及び図５の回路の
動作タイムチャートを図６に示す。図中、（ａ）は図４
の回路の動作、（ｂ）は図５の回路の動作を示してい
る。また、（ｃ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｄ）
は動作周波数、（ｅ）は負荷電流を示している。
【００１１】本回路方式では、先にも述べたがコンデン
サＣ4 の負担する電位が、入力電圧｜Ｖｉｎ｜に応じて
変化する。そのため、インバータ側の共振条件も変化
し、図７（ａ）に示すように、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の山
部では遅相動作であるが、谷部では図７（ｂ）に示すよ
うに進相動作となることがある。また、定常時に遅相動
作をしていても、電源電圧が低下すると位相が進相方向
へ進み、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近の共振が進相状
態となることがある。本発明は入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷
部で発振周波数を上げることにより、位相が遅相方向に
移行し、このような入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での
進相動作を回避するという効果もある。
サＣ4 の負担する電位が、入力電圧｜Ｖｉｎ｜に応じて
変化する。そのため、インバータ側の共振条件も変化
し、図７（ａ）に示すように、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の山
部では遅相動作であるが、谷部では図７（ｂ）に示すよ
うに進相動作となることがある。また、定常時に遅相動
作をしていても、電源電圧が低下すると位相が進相方向
へ進み、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近の共振が進相状
態となることがある。本発明は入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷
部で発振周波数を上げることにより、位相が遅相方向に
移行し、このような入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部付近での
進相動作を回避するという効果もある。
【００１２】図８は本発明の第２実施例、図９は本発明
の第３実施例、図１０は本発明の第４実施例を示してい
る。各実施例の主回路の具体回路例としては、それぞれ
米国特許第４，９４９，０１３号、米国特許第５，３１
３，１４２号、特開平５−９９１８号等が挙げられる。
これらの回路方式では、インバータの高周波動作を利用
して、入力歪みを改善するために、逆にインバータ部に
入力電圧リップルの影響が現れる。
の第３実施例、図１０は本発明の第４実施例を示してい
る。各実施例の主回路の具体回路例としては、それぞれ
米国特許第４，９４９，０１３号、米国特許第５，３１
３，１４２号、特開平５−９９１８号等が挙げられる。
これらの回路方式では、インバータの高周波動作を利用
して、入力歪みを改善するために、逆にインバータ部に
入力電圧リップルの影響が現れる。
【００１３】第２、第３の実施例における主回路は、電
源とインバータのＬＣ発振ループの一部との間にインピ
ーダンス素子Ｚが接続された構成となっている。このイ
ンピーダンス素子Ｚが従来例のコンデンサＣ4 と同様
に、入力電圧｜Ｖｉｎ｜と平滑コンデンサＣ1 の電圧Ｖ
1 の電位差を負担し、｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ1 のところでも入
力電流が流れるようにして入力歪みを改善している。第
２実施例では全波整流器ＤＢの出力端、つまり、電源整
流後にインピーダンス素子Ｚが接続されているのに対
し、第３実施例では電源整流前にインピーダンス素子Ｚ
が接続されている。また、第４実施例における主回路
は、インバータ側に発生する高周波電圧をトランス等を
用いて電源部に帰還するループを付加した高周波重畳回
路である。
源とインバータのＬＣ発振ループの一部との間にインピ
ーダンス素子Ｚが接続された構成となっている。このイ
ンピーダンス素子Ｚが従来例のコンデンサＣ4 と同様
に、入力電圧｜Ｖｉｎ｜と平滑コンデンサＣ1 の電圧Ｖ
1 の電位差を負担し、｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ1 のところでも入
力電流が流れるようにして入力歪みを改善している。第
２実施例では全波整流器ＤＢの出力端、つまり、電源整
流後にインピーダンス素子Ｚが接続されているのに対
し、第３実施例では電源整流前にインピーダンス素子Ｚ
が接続されている。また、第４実施例における主回路
は、インバータ側に発生する高周波電圧をトランス等を
用いて電源部に帰還するループを付加した高周波重畳回
路である。
【００１４】これらの主回路の電源装置において、入力
電流を略正弦波になるように制御すると、接続された負
荷を流れる電流は、図１９のように入力電圧｜Ｖｉｎ｜
と逆相似状の凹凸リップルを示す。そこで、図８、図
９、図１０に示すように、主回路からの検出による負荷
電流リップル検知部２１を設け、その検知結果から負荷
電流リップルの凸部から凹部にかけて周波数を切替える
信号を周波数切替信号出力部２２から出力し、その信号
に従って、周波数制御部２３により凸部の発振周波数が
凹部の発振周波数よりも高くなるように制御することに
より、負荷リップルが抑制され、安定した出力波形とな
る。また、第２、第３の実施例においては、第１実施例
と同様に、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部での進相動作が問
題となるが、負荷電流の凸部、つまり、入力電圧｜Ｖｉ
ｎ｜の谷部で周波数が高くなるように制御されることに
より、谷部での進相動作を回避する効果もある。
電流を略正弦波になるように制御すると、接続された負
荷を流れる電流は、図１９のように入力電圧｜Ｖｉｎ｜
と逆相似状の凹凸リップルを示す。そこで、図８、図
９、図１０に示すように、主回路からの検出による負荷
電流リップル検知部２１を設け、その検知結果から負荷
電流リップルの凸部から凹部にかけて周波数を切替える
信号を周波数切替信号出力部２２から出力し、その信号
に従って、周波数制御部２３により凸部の発振周波数が
凹部の発振周波数よりも高くなるように制御することに
より、負荷リップルが抑制され、安定した出力波形とな
る。また、第２、第３の実施例においては、第１実施例
と同様に、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部での進相動作が問
題となるが、負荷電流の凸部、つまり、入力電圧｜Ｖｉ
ｎ｜の谷部で周波数が高くなるように制御されることに
より、谷部での進相動作を回避する効果もある。
【００１５】図１１は本発明の第５実施例を示す。本実
施例の主回路は、従来例にダイオードＤ6 ，Ｄ7 と、イ
ンダクタＬ2 及びコンデンサＣ9 を付加して、谷埋め
（部分平滑）回路を構成している。ここで、谷埋め回路
１４の動作について簡単に説明すると、図１１において
平滑コンデンサＣ1 は、スイッチング素子Ｑ1 がオンの
とき、整流器ＤＢのプラス側出力端子からダイオードＤ
3 ，Ｄ6 、インダクタＬ 2 を介して充電される。したが
って、充電ループにインダクタＬ2 が存在するため、コ
ンデンサＣ1 の平滑電位Ｖ1 は入力電圧｜Ｖｉｎ｜のピ
ーク電圧ＶｐからインダクタＬ2 での電圧降下分Ｖｘを
差し引いた電圧Ｖ1 ＝Ｖｐ−Ｖｘで平滑されている。従
って、Ｖｐ＞Ｖ1 となり、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ1 のところで
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端に印加される電
圧は｜Ｖｉｎ｜であり、｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ1 のところで
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端電圧は平滑電圧
Ｖ1 となり、図１２（ｂ）に示すような谷埋め電源とな
る。また、平滑コンデンサＣ1の充電ループにインダク
タＬ2 が存在するので、電源投入時のインラッシュ電流
が抑制できるという効果もある。
施例の主回路は、従来例にダイオードＤ6 ，Ｄ7 と、イ
ンダクタＬ2 及びコンデンサＣ9 を付加して、谷埋め
（部分平滑）回路を構成している。ここで、谷埋め回路
１４の動作について簡単に説明すると、図１１において
平滑コンデンサＣ1 は、スイッチング素子Ｑ1 がオンの
とき、整流器ＤＢのプラス側出力端子からダイオードＤ
3 ，Ｄ6 、インダクタＬ 2 を介して充電される。したが
って、充電ループにインダクタＬ2 が存在するため、コ
ンデンサＣ1 の平滑電位Ｖ1 は入力電圧｜Ｖｉｎ｜のピ
ーク電圧ＶｐからインダクタＬ2 での電圧降下分Ｖｘを
差し引いた電圧Ｖ1 ＝Ｖｐ−Ｖｘで平滑されている。従
って、Ｖｐ＞Ｖ1 となり、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ1 のところで
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端に印加される電
圧は｜Ｖｉｎ｜であり、｜Ｖｉｎ｜＜Ｖ1 のところで
は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端電圧は平滑電圧
Ｖ1 となり、図１２（ｂ）に示すような谷埋め電源とな
る。また、平滑コンデンサＣ1の充電ループにインダク
タＬ2 が存在するので、電源投入時のインラッシュ電流
が抑制できるという効果もある。
【００１６】これにより、インバータの電源は図１２
（ｂ）のように、谷埋め電源となり、負荷電流が入力電
圧｜Ｖｉｎ｜のリップルと逆相似状波形を示す従来例の
回路方式と組合わせることにより、負荷電流は図１２
（ｃ）のように、従来例に比べてリップルが抑制された
形となる。この主回路に本発明の制御を加えた場合の動
作タイムチャートを図１３に示す。図中、（ａ）はコン
パレータＣＰ1 のプラス側及びマイナス側入力端子の電
圧、（ｂ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｃ）は動作
周波数、（ｄ）は負荷電流である。
（ｂ）のように、谷埋め電源となり、負荷電流が入力電
圧｜Ｖｉｎ｜のリップルと逆相似状波形を示す従来例の
回路方式と組合わせることにより、負荷電流は図１２
（ｃ）のように、従来例に比べてリップルが抑制された
形となる。この主回路に本発明の制御を加えた場合の動
作タイムチャートを図１３に示す。図中、（ａ）はコン
パレータＣＰ1 のプラス側及びマイナス側入力端子の電
圧、（ｂ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｃ）は動作
周波数、（ｄ）は負荷電流である。
【００１７】本実施例では、負荷電流リップルを検出す
るための検出部として、図１１におけるコンデンサＣ9
の両端電位、つまり、谷埋め電源の電圧波形を用いる。
谷埋め電源のリップルと負荷電流リップルとの関係は、
図１２に示すように、谷埋め電源の谷部の一定電位部が
負荷電流リップルの凸部にあたっているため、その部分
での周波数を高くする。そのために、負荷電流リップル
検知部２１では、コンデンサＣ9 の両端電位を抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧し、その分圧点ＱをコンパレータＣＰ
1 のプラス側入力端子に接続する。コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子の電位は谷埋め電源の谷部でコン
パレータＣＰ1 の出力が反転するように、抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 により基準電位を設定してあり、コンパレータＣＰ1
の出力がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになると、動
作周波数が高くなり、負荷電流の出力が抑えられるよう
に制御される。その結果、負荷電流は図１３（ｄ）のよ
うになり、さらにリップルの少ない安定した動作が実現
できる。さらに、実施例でも述べたように、主回路方式
においては、電源低下時の入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部に
おける進相問題があるが、本実施例の主回路は谷埋め電
源の追加により、定常時から入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部
でインバータの電源が低い状態となっているため、さら
に進相モードの生じ易い状況となっていた。しかし、本
発明の制御を加えることにより、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
谷部での動作周波数が高くなり、進相動作を回避でき
る。
るための検出部として、図１１におけるコンデンサＣ9
の両端電位、つまり、谷埋め電源の電圧波形を用いる。
谷埋め電源のリップルと負荷電流リップルとの関係は、
図１２に示すように、谷埋め電源の谷部の一定電位部が
負荷電流リップルの凸部にあたっているため、その部分
での周波数を高くする。そのために、負荷電流リップル
検知部２１では、コンデンサＣ9 の両端電位を抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧し、その分圧点ＱをコンパレータＣＰ
1 のプラス側入力端子に接続する。コンパレータＣＰ1
のマイナス側入力端子の電位は谷埋め電源の谷部でコン
パレータＣＰ1 の出力が反転するように、抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 により基準電位を設定してあり、コンパレータＣＰ1
の出力がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになると、動
作周波数が高くなり、負荷電流の出力が抑えられるよう
に制御される。その結果、負荷電流は図１３（ｄ）のよ
うになり、さらにリップルの少ない安定した動作が実現
できる。さらに、実施例でも述べたように、主回路方式
においては、電源低下時の入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部に
おける進相問題があるが、本実施例の主回路は谷埋め電
源の追加により、定常時から入力電圧｜Ｖｉｎ｜の谷部
でインバータの電源が低い状態となっているため、さら
に進相モードの生じ易い状況となっていた。しかし、本
発明の制御を加えることにより、入力電圧｜Ｖｉｎ｜の
谷部での動作周波数が高くなり、進相動作を回避でき
る。
【００１８】谷埋め回路としては、図１４に示した第６
実施例の回路１４ａ、図１５に示した第７実施例の回路
１４ｂ、図１６に示した第８実施例の回路１４ｃなどが
挙げられるが、谷埋め電圧を発生させるものならば、い
ずれでも良く、第１〜第４の各実施例にこれらの谷埋め
回路を追加することにより、第５実施例と同様、図１２
（ｃ）の負荷電流のリップル波形を示し、本発明の制御
を加えることにより負荷電流のリップルが抑制できると
いう同様の効果が得られる。第６実施例は第２実施例の
主回路に、第７実施例は第３実施例の主回路に、第８実
施例は第４実施例に、それぞれ谷埋め回路を付加した形
となっているが、各主回路と各谷埋め回路との組合わせ
はいずれでも良い。
実施例の回路１４ａ、図１５に示した第７実施例の回路
１４ｂ、図１６に示した第８実施例の回路１４ｃなどが
挙げられるが、谷埋め電圧を発生させるものならば、い
ずれでも良く、第１〜第４の各実施例にこれらの谷埋め
回路を追加することにより、第５実施例と同様、図１２
（ｃ）の負荷電流のリップル波形を示し、本発明の制御
を加えることにより負荷電流のリップルが抑制できると
いう同様の効果が得られる。第６実施例は第２実施例の
主回路に、第７実施例は第３実施例の主回路に、第８実
施例は第４実施例に、それぞれ谷埋め回路を付加した形
となっているが、各主回路と各谷埋め回路との組合わせ
はいずれでも良い。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、ＬＣ回路と負荷を含む
振動回路を備えるインバータ部の高周波動作を利用し
て、入力電流の高調波歪みを改善することができ、ま
た、負荷電流波形が入力電圧の商用周波リップルとほぼ
逆相似形のリップル波形を示す動作に対して、負荷電流
のリップルを検知して、負荷電流の凸部における動作周
波数が凹部における動作周波数よりも高くなるように、
周波数を切り替えるようにしたので、負荷に対して安定
した出力を供給することができる。したがって、放電灯
のような照明負荷を接続したときに、ちらつきを低減す
ることができる。また、負荷電流の凸部における動作周
波数はインバータ部のスイッチング素子に進相電流が流
れない範囲まで高くすることにより、入力電圧の谷部付
近での進相動作を回避する効果もある。なお、整流部の
出力側に平滑コンデンサの代わりに部分平滑回路を設け
ることにより、負荷電流リップルを一層低減することが
できる。
振動回路を備えるインバータ部の高周波動作を利用し
て、入力電流の高調波歪みを改善することができ、ま
た、負荷電流波形が入力電圧の商用周波リップルとほぼ
逆相似形のリップル波形を示す動作に対して、負荷電流
のリップルを検知して、負荷電流の凸部における動作周
波数が凹部における動作周波数よりも高くなるように、
周波数を切り替えるようにしたので、負荷に対して安定
した出力を供給することができる。したがって、放電灯
のような照明負荷を接続したときに、ちらつきを低減す
ることができる。また、負荷電流の凸部における動作周
波数はインバータ部のスイッチング素子に進相電流が流
れない範囲まで高くすることにより、入力電圧の谷部付
近での進相動作を回避する効果もある。なお、整流部の
出力側に平滑コンデンサの代わりに部分平滑回路を設け
ることにより、負荷電流リップルを一層低減することが
できる。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の動作波形図である。
【図３】本発明の第１実施例の基本構成を示すブロック
回路図である。
回路図である。
【図４】本発明の第１実施例の具体的な構成を示す回路
図である。
図である。
【図５】本発明の第１実施例の一変形例を示す回路図で
ある。
ある。
【図６】本発明の第１実施例の交流サイクルでの動作波
形図である。
形図である。
【図７】本発明の第１実施例のスイッチング周期での動
作波形図である。
作波形図である。
【図８】本発明の第２実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の第３実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の第４実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明の第５実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明の第５実施例のリップル抑制前の動作
波形図である。
波形図である。
【図１３】本発明の第５実施例のリップル抑制後の動作
波形図である。
波形図である。
【図１４】本発明の第６実施例を示す回路図である。
【図１５】本発明の第７実施例を示す回路図である。
【図１６】本発明の第８実施例を示す回路図である。
【図１７】従来例の回路図である。
【図１８】従来例の入力電圧と入力電流を示す動作波形
図である。
図である。
【図１９】従来例の整流電圧と負荷電流を示す動作波形
図である。
図である。
１ 主回路
２ 制御回路
１１ 整流部
１２ インバータ部
１３ 負荷
２１ 負荷電流リップル検知部
２２ 周波数切替信号出力部
２３ 周波数制御部
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−38161（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−87749（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−73988（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−315269（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 1/14
H05B 41/24
H05B 41/282
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流する整流部と、少な
くともＬＣ回路とスイッチング素子を備え整流部の出力
を高周波に変換して負荷に出力するインバータ部と、イ
ンバータ部のスイッチング素子のオン・オフにより交流
電圧とほぼ相似形の交流入力電流を得るとともに、交流
電圧とは逆方向に増減する負荷電流を得る制御部とを有
する電源装置において、交流電源の２倍の周波数に対す
る負荷電流の増減を検知する負荷電流リップル検知部
と、インバータ部のスイッチング素子の動作周波数を制
御する周波数制御部と、負荷電流の凸部における動作周
波数が凹部における動作周波数よりも高くなるように、
周波数を切り替える周波数切替信号出力部とを備え、負
荷電流の凸部における動作周波数はインバータ部のスイ
ッチング素子に進相電流が流れない範囲まで高くするこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 インバータ部は、整流部の両端にイン
ピーダンス素子を介して接続された平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサの両端に直列接続された第１及び第
２のスイッチング素子と、少なくともいずれかのスイッ
チング素子の両端に接続されるＬＣ回路と負荷を含む振
動回路とを備え、ＬＣ回路と負荷及びスイッチング素子
を含む振動回路のループ内に前記インピーダンス素子を
有することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 インバータ部は、整流部の両端にダイ
オードを介して接続された平滑コンデンサと、この平滑
コンデンサの両端に直列接続された第１及び第２のスイ
ッチング素子と、少なくともいずれかのスイッチング素
子の両端に接続されるＬＣ回路と負荷を含む振動回路と
を備え、ＬＣ回路と負荷及びスイッチング素子を含む振
動回路のループ内に前記ダイオードを有することを特徴
とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 インバータ部は、整流部の両端に接続
された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に
直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、少
なくともいずれかのスイッチング素子の両端に接続され
るＬＣ回路と負荷を含む振動回路とを備え、前記振動回
路の一部にインピーダンス素子を介して交流電源が接続
され、前記交流電源とインピーダンス素子の接続点と前
記平滑コンデンサとの間にダイオードを順方向に接続し
たことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項５】 インバータ部は、整流部の両端に接続
された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に
直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、少
なくともいずれかのスイッチング素子の両端に接続され
るＬＣ回路と負荷を含む振動回路とを備え、前記振動回
路の一部にインピーダンス素子を介して交流電源が接続
され、前記整流部とインピーダンス素子の接続点と前記
平滑コンデンサとの間にダイオードを順方向に接続した
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項６】 整流部の両端に平滑コンデンサを備
え、インバータ部の出力の一部を整流部の交流入力側に
帰還する回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。 - 【請求項７】 前記平滑コンデンサの代わりに部分平
滑回路を接続したことを特徴とする請求項２乃至６のい
ずれかに記載の電源装置。 - 【請求項８】 負荷電流リップル検知部は、交流電源
の２倍の周波数に対する負荷電流の増減を整流部の整流
出力と略相似形もしくは略逆相似形を示す部分で検出す
る手段であることを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06955795A JP3396991B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06955795A JP3396991B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08275538A JPH08275538A (ja) | 1996-10-18 |
| JP3396991B2 true JP3396991B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=13406175
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06955795A Expired - Fee Related JP3396991B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3396991B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4999362B2 (ja) * | 2006-05-30 | 2012-08-15 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
| JP5724939B2 (ja) * | 2012-04-25 | 2015-05-27 | 株式会社デンソー | 電源安定化装置 |
| CN104377947B (zh) * | 2014-12-11 | 2017-03-22 | 北京乐普四方方圆科技股份有限公司 | 一种变频器消除谐波的方法和装置 |
-
1995
- 1995-03-28 JP JP06955795A patent/JP3396991B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08275538A (ja) | 1996-10-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH08336235A (ja) | 力率補正回路 | |
| US5949199A (en) | Gas discharge lamp inverter with a wide input voltage range | |
| WO1996009741A9 (en) | Power factor correcting circuit | |
| WO1996009741A1 (en) | Power factor correcting circuit | |
| JP4159365B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3396991B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2655673B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0564432A (ja) | 電源装置 | |
| JPH10271831A (ja) | 電源装置 | |
| JP3440695B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3740220B2 (ja) | 蛍光灯点灯装置 | |
| JP4339568B2 (ja) | 照明装置 | |
| JP3493943B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3304534B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3332295B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3405096B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3726636B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3341501B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH10271845A (ja) | 電源装置 | |
| JP3106643B2 (ja) | 放電灯点灯装置およびこの点灯装置を用いた照明器具 | |
| JP2694044B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JP3404881B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH10271838A (ja) | 電源装置 | |
| JP3538972B2 (ja) | 照明装置 | |
| JPH10271848A (ja) | 電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080214 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090214 Year of fee payment: 6 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090214 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100214 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |