JPH06292357A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06292357A JPH06292357A JP7708593A JP7708593A JPH06292357A JP H06292357 A JPH06292357 A JP H06292357A JP 7708593 A JP7708593 A JP 7708593A JP 7708593 A JP7708593 A JP 7708593A JP H06292357 A JPH06292357 A JP H06292357A
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- Japan
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- switching
- switching element
- capacitor
- power supply
- resonance
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振スイッチ採用の電源装置において二つの
共振ループをもつことで、ゼロクロス・スイッチングを
実現しつつも、デューティ比を大きくし、高効率で、大
電力を取り出すことのできる電源装置の提供すること。 【構成】 a)直流電源に対して直列接続された、第１の
スイッチング素子１と、第１の共振コイル５と、ダイオ
ード７と、コンデンサ４とからなる第１の共振ループ３
１と、b)前記コンデンサ４と並列に接続されたダイオー
ド８と、第２のスイッチング素子２と、第２の共振コイ
ル６と、出力端子に並列に接続されたコンデンサ１０
と、前記第２の共振コイル６と前記コンデンサ１０とに
並列に接続されたダイオード９とからなる第２の共振ル
ープ３２と、c)第１のスイッチング素子１の制御端子
と、第２のスイッチング素子２の制御端子とに接続さ
れ、第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素
子２とを制御する制御手段３と、から構成される。
共振ループをもつことで、ゼロクロス・スイッチングを
実現しつつも、デューティ比を大きくし、高効率で、大
電力を取り出すことのできる電源装置の提供すること。 【構成】 a)直流電源に対して直列接続された、第１の
スイッチング素子１と、第１の共振コイル５と、ダイオ
ード７と、コンデンサ４とからなる第１の共振ループ３
１と、b)前記コンデンサ４と並列に接続されたダイオー
ド８と、第２のスイッチング素子２と、第２の共振コイ
ル６と、出力端子に並列に接続されたコンデンサ１０
と、前記第２の共振コイル６と前記コンデンサ１０とに
並列に接続されたダイオード９とからなる第２の共振ル
ープ３２と、c)第１のスイッチング素子１の制御端子
と、第２のスイッチング素子２の制御端子とに接続さ
れ、第１のスイッチング素子１と第２のスイッチング素
子２とを制御する制御手段３と、から構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子部品等に利用される
電源装置に係り、特に効率の向上と、出力電力の増加と
に適する電源回路の構成に関する。
電源装置に係り、特に効率の向上と、出力電力の増加と
に適する電源回路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、米国特許４，４１５，９５９号
公報に記載された従来技術となる電源装置の構成を示す
ものである。図中２７は入力２１から供給される電流を
スイッチングし、てトランス２２に電流を流すスイッチ
ング素子である。ダイオード２３とコンデンサ２４は図
視せぬトランス２２の漏れインダクタンスを介して、ス
イッチング素子２７とあわせて直列に接続され、共振ル
ープを構成している。なお、ダイオード２５はコンデン
サ２４が逆方向に充電されるのを防ぐ為に設けられてい
るものであり、またチョークコイル２６は負荷に流れる
電流を平滑するはたらきをもつ。図５は図４のスイッチ
ング素子２７のスイッチングタイミング（ａ）を基準に
スイッチング素子２７に流れる電流（ｂ）と、コンデン
サ２４の端子電圧（ｃ）を示したものである。更に説明
すると、スイッチング素子２７には図５（ｂ）のように
トランス２２の漏れインダクタンスとコンデンサ２４の
容量とによって決まる周期の正弦波電流がスイッチング
素子２７の同通区間に半波状に流れ、その電流Ｉは、ト
ランス２２の漏れインダクタンスＬと、共振コンデンサ
２４の容量Ｃとによって定まる特性インピーダンスＺ＝
√（Ｌ／Ｃ）と、入力電圧と出力電圧との差とで定まる
値となる。
公報に記載された従来技術となる電源装置の構成を示す
ものである。図中２７は入力２１から供給される電流を
スイッチングし、てトランス２２に電流を流すスイッチ
ング素子である。ダイオード２３とコンデンサ２４は図
視せぬトランス２２の漏れインダクタンスを介して、ス
イッチング素子２７とあわせて直列に接続され、共振ル
ープを構成している。なお、ダイオード２５はコンデン
サ２４が逆方向に充電されるのを防ぐ為に設けられてい
るものであり、またチョークコイル２６は負荷に流れる
電流を平滑するはたらきをもつ。図５は図４のスイッチ
ング素子２７のスイッチングタイミング（ａ）を基準に
スイッチング素子２７に流れる電流（ｂ）と、コンデン
サ２４の端子電圧（ｃ）を示したものである。更に説明
すると、スイッチング素子２７には図５（ｂ）のように
トランス２２の漏れインダクタンスとコンデンサ２４の
容量とによって決まる周期の正弦波電流がスイッチング
素子２７の同通区間に半波状に流れ、その電流Ｉは、ト
ランス２２の漏れインダクタンスＬと、共振コンデンサ
２４の容量Ｃとによって定まる特性インピーダンスＺ＝
√（Ｌ／Ｃ）と、入力電圧と出力電圧との差とで定まる
値となる。
【０００３】スイッチング素子２７の同通タイミングは
一般にスイッチング素子２７がオンになっている区間と
正弦波の周期の２分の１とを一致させることにより、電
流がゼロの点でスイッチング素子２７をオフにする云わ
ゆるゼロクロス・スイッチングとすることで、低ノイ
ズ、高効率を実現できる。この場合、制御手段２８で
は、スイッチング素子２７のオン時間を一定として、ス
イツチング素子２７のスイッチング周波数を変えること
で負荷に出力される電圧を必要な値に調整する。つまり
取り出す電力が少ないときには、スイッチング素子２７
のオン時間を一定のままでオフ時間を長くして出力電力
を下げ、取り出す電力が多いときは、オフ時間を短くす
ることで出力電力を上げ調整することになる。
一般にスイッチング素子２７がオンになっている区間と
正弦波の周期の２分の１とを一致させることにより、電
流がゼロの点でスイッチング素子２７をオフにする云わ
ゆるゼロクロス・スイッチングとすることで、低ノイ
ズ、高効率を実現できる。この場合、制御手段２８で
は、スイッチング素子２７のオン時間を一定として、ス
イツチング素子２７のスイッチング周波数を変えること
で負荷に出力される電圧を必要な値に調整する。つまり
取り出す電力が少ないときには、スイッチング素子２７
のオン時間を一定のままでオフ時間を長くして出力電力
を下げ、取り出す電力が多いときは、オフ時間を短くす
ることで出力電力を上げ調整することになる。
【０００４】この共振回路に流れる電流Ｉによりコンデ
ンサ２４の端子電圧Ｖcは図５（ｃ） のように上昇し、
スイッチング素子２７がオフすると直線的に下がってい
く。
ンサ２４の端子電圧Ｖcは図５（ｃ） のように上昇し、
スイッチング素子２７がオフすると直線的に下がってい
く。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来技術では大きな電力を取り出すためにスイッチング素
子２７のオフ時間を少なくしようとしても、ゼロクロス
・スイッチングの条件を満たすためにはコンデンサ２４
の両端の電圧ＶCが完全にゼロになってからスイッチン
グ素子２７をオンしなければならないから、デューティ
比を大きくとることができず、取り出すことのできる電
力が限られてしまう。チョークコイル２６の値を小さく
して、コンデンサ２４の端子電圧ＶCを速くゼロにする
ことも考えられるが、そうすると今度は逆に共振条件が
満たされなくな小さくすればよいが、そうすると共振条
件が満たされなくなり、ゼロクロススイッチングが実現
できないという問題が生じてしまう。
来技術では大きな電力を取り出すためにスイッチング素
子２７のオフ時間を少なくしようとしても、ゼロクロス
・スイッチングの条件を満たすためにはコンデンサ２４
の両端の電圧ＶCが完全にゼロになってからスイッチン
グ素子２７をオンしなければならないから、デューティ
比を大きくとることができず、取り出すことのできる電
力が限られてしまう。チョークコイル２６の値を小さく
して、コンデンサ２４の端子電圧ＶCを速くゼロにする
ことも考えられるが、そうすると今度は逆に共振条件が
満たされなくな小さくすればよいが、そうすると共振条
件が満たされなくなり、ゼロクロススイッチングが実現
できないという問題が生じてしまう。
【０００６】また、デューティ比が小さい状態でも大き
な電力を取り出せるようにしようとすると、回路を流れ
る電流のピーク値が大きくなり損失が増大するととも
に、電流容量の大きい部品が必要となりコストが高くな
る。
な電力を取り出せるようにしようとすると、回路を流れ
る電流のピーク値が大きくなり損失が増大するととも
に、電流容量の大きい部品が必要となりコストが高くな
る。
【０００７】本発明は、このような問題点を解決するも
ので、共振ループを二つ設け、この二つの共振ループを
スイッチング素子によって交互に切り換えることで、チ
ョークコイル２６の値を小さくしてもゼロクロススイッ
チングを実現でき、かつ、デューティ比を大きくとり、
効率の向上、出力電力の増加を可能とする電源装置を提
供することを目的とする。
ので、共振ループを二つ設け、この二つの共振ループを
スイッチング素子によって交互に切り換えることで、チ
ョークコイル２６の値を小さくしてもゼロクロススイッ
チングを実現でき、かつ、デューティ比を大きくとり、
効率の向上、出力電力の増加を可能とする電源装置を提
供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、チョッパー制
御方式の直流電圧ー直流電圧変換装置において、少なく
ともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる第１の
フィルタ回路と、入力直流電源をスイッチングして前記
第１のフィルタ回路へ電力を供給する第１のスイッチン
グ素子と、少なくともコイルとコンデンサの直列共振回
路よりなる第２のフィルタ回路と、前記第１のフィルタ
回路からの出力をスイッチングして前記第２のフィルタ
回路へ電力を供給する第２のスイッチング素子と、前記
第２のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を検出
して、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチ
ングタイミングを制御する制御回路よりなることを特徴
とする電源装置を請求項１の特徴とする。
御方式の直流電圧ー直流電圧変換装置において、少なく
ともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる第１の
フィルタ回路と、入力直流電源をスイッチングして前記
第１のフィルタ回路へ電力を供給する第１のスイッチン
グ素子と、少なくともコイルとコンデンサの直列共振回
路よりなる第２のフィルタ回路と、前記第１のフィルタ
回路からの出力をスイッチングして前記第２のフィルタ
回路へ電力を供給する第２のスイッチング素子と、前記
第２のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を検出
して、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチ
ングタイミングを制御する制御回路よりなることを特徴
とする電源装置を請求項１の特徴とする。
【０００９】また、第１のフィルタ回路への電力供給を
トランスを介し行うことを請求項２の特徴とする。
トランスを介し行うことを請求項２の特徴とする。
【００１０】更に、第１及び第２のスイッチング素子の
スイッチングタイミングを制御する制御回路が、トラン
スの補助巻線より第１のスイッチング素子の導通状態を
検出して、第２のスイッング素子の導通を前記第１のス
イッチング素子が非導通期間に制御するものであること
を請求項３の特徴とする。
スイッチングタイミングを制御する制御回路が、トラン
スの補助巻線より第１のスイッチング素子の導通状態を
検出して、第２のスイッング素子の導通を前記第１のス
イッチング素子が非導通期間に制御するものであること
を請求項３の特徴とする。
【００１１】
【実施例】以下、図を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
【００１２】図１は、本発明の一実施例の構成を示す図
である。１、２はそれぞれスイッチング手段である。３
は前記スイッチング手段１、２のオン時間のタイミング
を同期させながら、出力を定電圧化するための制御手段
である。
である。１、２はそれぞれスイッチング手段である。３
は前記スイッチング手段１、２のオン時間のタイミング
を同期させながら、出力を定電圧化するための制御手段
である。
【００１３】４はコンデンサ、５は第１のコイル、７は
ダイオードで、これらと前記スイッチング手段１とで第
１の共振ループ３１を構成する。
ダイオードで、これらと前記スイッチング手段１とで第
１の共振ループ３１を構成する。
【００１４】８はダイオードで、前記コンデンサ４と並
列に接続されてコンデンサ４が逆方向に充電されること
を防ぐ。９はダイオードで、前記スイッチング手段２が
オフしたときに流れる電流をバイパスする。６はコイル
で、出力端子に並列に接続されたコンデンサ１０と、前
記スイッチング手段２と前記コンデンサ４とで第２の共
振ループ３２を構成する。
列に接続されてコンデンサ４が逆方向に充電されること
を防ぐ。９はダイオードで、前記スイッチング手段２が
オフしたときに流れる電流をバイパスする。６はコイル
で、出力端子に並列に接続されたコンデンサ１０と、前
記スイッチング手段２と前記コンデンサ４とで第２の共
振ループ３２を構成する。
【００１５】制御手段３は前記第１の共振ループ３１を
スイッチング素子１によってゼロクロススイッチング
（電流がゼロになってからスイッチング素子をターンオ
フするスイッチング）をおこなうために、スイッチング
素子１のオン時間を、第１のコイル５とコンデンサ４と
で決まる共振周期の２分の１に制御する。つまり制御手
段３から出力される駆動信号はオン時間一定、オフ時間
可変の信号である。
スイッチング素子１によってゼロクロススイッチング
（電流がゼロになってからスイッチング素子をターンオ
フするスイッチング）をおこなうために、スイッチング
素子１のオン時間を、第１のコイル５とコンデンサ４と
で決まる共振周期の２分の１に制御する。つまり制御手
段３から出力される駆動信号はオン時間一定、オフ時間
可変の信号である。
【００１６】また制御手段３は出力電圧が低下したとき
にはスイッチング素子２をオンさせて、コンデンサ４に
蓄えられたエネルギーを出力に送る。このときのスイッ
チング素子２がオンする時間は、スイッチング素子１が
オフする時間と一致するようにする。そうすることでス
イッチング素子１がオンで直流入力からエネルギーがコ
ンデンサ４に蓄えられるサイクル（ここでは充電サイク
ルとよぶことにする）と、スイッチング素子２がオフで
コンデンサ４からエネルギーが負荷へと送り出されるサ
イクル（ここでは放電サイクルとよぶことにする）とを
交互に繰り返すことができる。
にはスイッチング素子２をオンさせて、コンデンサ４に
蓄えられたエネルギーを出力に送る。このときのスイッ
チング素子２がオンする時間は、スイッチング素子１が
オフする時間と一致するようにする。そうすることでス
イッチング素子１がオンで直流入力からエネルギーがコ
ンデンサ４に蓄えられるサイクル（ここでは充電サイク
ルとよぶことにする）と、スイッチング素子２がオフで
コンデンサ４からエネルギーが負荷へと送り出されるサ
イクル（ここでは放電サイクルとよぶことにする）とを
交互に繰り返すことができる。
【００１７】図２は、図１に示した回路の動作を説明す
る為の波形図で図を基に動作を説明する。スイッチング
素子１がオンすると（図２（ａ））、コイル５とコンデ
ンサ４とで決まる共振周期で第１の共振ループ３１に正
弦波半波状の電流Ｉ1が流れる（図２（ｂ））。このと
きの共振周期Ｔは、Ｔ＝２π√（Ｌ・Ｃ）とかける。ス
イッチング素子２はオフ状態なので、コンデンサ４の両
端の電圧ＶC（図２（ｃ））は直流入力電圧をＶIN、角
周波数をωとして、ＶC＝ＶIN・（１−ｃｏｓωｔ）な
る曲線を描いて上昇する。この共振周期の２分の１の時
間である、充電サイクルでコンデンサ４にエネルギーが
蓄えられる。このとき負荷が軽く、出力電圧が規定の値
を保っているときは、制御回路３はスイッチング素子２
をオンする信号を出さない。したがってスイッチング素
子１がオンした後は、図２（ｃ）のようにＶCの電圧は
２ＶINで一定値をとる。
る為の波形図で図を基に動作を説明する。スイッチング
素子１がオンすると（図２（ａ））、コイル５とコンデ
ンサ４とで決まる共振周期で第１の共振ループ３１に正
弦波半波状の電流Ｉ1が流れる（図２（ｂ））。このと
きの共振周期Ｔは、Ｔ＝２π√（Ｌ・Ｃ）とかける。ス
イッチング素子２はオフ状態なので、コンデンサ４の両
端の電圧ＶC（図２（ｃ））は直流入力電圧をＶIN、角
周波数をωとして、ＶC＝ＶIN・（１−ｃｏｓωｔ）な
る曲線を描いて上昇する。この共振周期の２分の１の時
間である、充電サイクルでコンデンサ４にエネルギーが
蓄えられる。このとき負荷が軽く、出力電圧が規定の値
を保っているときは、制御回路３はスイッチング素子２
をオンする信号を出さない。したがってスイッチング素
子１がオンした後は、図２（ｃ）のようにＶCの電圧は
２ＶINで一定値をとる。
【００１８】負荷が重く、出力電圧が規定の値よりも下
がったときは、制御回路３はスイッチング素子１がオフ
の時間に、スイッチング素子２をオンするように信号を
出力する（図２（ｄ））。すると第２の共振ループ３２
には図２（ｅ）のように電流Ｉ2が流れ、負荷へとエネ
ルギーが送られる。このときコンデンサ４の両端の電圧
ＶCは出力電圧をＶOUTとして、ＶC＝（２ＶIN−ＶOUT）
・（１＋ｃｏｓωｔ）なる曲線を描いて、低下する。こ
の放電サイクルではコンデンサ４のエネルギーは負荷へ
と送り出される。ここでコンデンサ４には並列にダイオ
ード８が接続されているので、ＶCはダイオード８でク
ランプされて、スイッチング素子１がオンするまでゼロ
を保つ。Ｉ2は図２（ｅ）のように、ＶCがゼロに達する
までは正弦波状に増えていき、ＶCがゼロに達したあと
は直線的に減少していく。
がったときは、制御回路３はスイッチング素子１がオフ
の時間に、スイッチング素子２をオンするように信号を
出力する（図２（ｄ））。すると第２の共振ループ３２
には図２（ｅ）のように電流Ｉ2が流れ、負荷へとエネ
ルギーが送られる。このときコンデンサ４の両端の電圧
ＶCは出力電圧をＶOUTとして、ＶC＝（２ＶIN−ＶOUT）
・（１＋ｃｏｓωｔ）なる曲線を描いて、低下する。こ
の放電サイクルではコンデンサ４のエネルギーは負荷へ
と送り出される。ここでコンデンサ４には並列にダイオ
ード８が接続されているので、ＶCはダイオード８でク
ランプされて、スイッチング素子１がオンするまでゼロ
を保つ。Ｉ2は図２（ｅ）のように、ＶCがゼロに達する
までは正弦波状に増えていき、ＶCがゼロに達したあと
は直線的に減少していく。
【００１９】このときコンデンサ４の両端の電圧ＶCが
ゼロであるため、次のサイクルでは、スイッチング素子
１がオンすることで再び第１の共振ループ３１に電流Ｉ
1が流れ、コンデンサ４は充電される。出力電圧が低下
しているときは、この充電サイクルと放電サイクルとが
交互に連続するように制御回路３は二つのスイッチング
素子を駆動する。逆に出力電圧が規定の電圧に達する
と、コンデンサ４の充電が完了し、ＶCが２ＶINに達し
た状態では、スイッチング素子１がオンしても、もはや
コンデンサ４には充電されず、次にスイッチング素子２
がオンするときまで２ＶINを保ち続ける。
ゼロであるため、次のサイクルでは、スイッチング素子
１がオンすることで再び第１の共振ループ３１に電流Ｉ
1が流れ、コンデンサ４は充電される。出力電圧が低下
しているときは、この充電サイクルと放電サイクルとが
交互に連続するように制御回路３は二つのスイッチング
素子を駆動する。逆に出力電圧が規定の電圧に達する
と、コンデンサ４の充電が完了し、ＶCが２ＶINに達し
た状態では、スイッチング素子１がオンしても、もはや
コンデンサ４には充電されず、次にスイッチング素子２
がオンするときまで２ＶINを保ち続ける。
【００２０】本発明のもう一つの実施例を図３に示す。
この図のうちで図１と同じ番号の要素については図１で
説明をしたものと同じである。スイッチング回路１１は
入力された直流を一定の周波数でスイッチングすること
で図１のスイッチング素子１のはたらきをする。トラン
ス１７は１次側巻線１４と、２次側巻線１５と、補助巻
線１６とからなる。スイッチング回路１１は１次側巻線
１４にスイッチングされた電流を流し、磁気的に結合さ
れた２次側巻線１５に電圧を発生する。補助巻線１６は
１次側巻線１４に磁気的に結合されて、クロック信号発
生のための電圧を得る。スイッチング素子１２はバイポ
ーラトランジスタであり、図１のスイッチング素子２に
相当する。なおこのときのスイッチング素子２は他の種
類のトランジスタ（電界効果トランジスタ、ＧＴＯ（ga
te turn off SCR）等）でもかまわない。１３は誤差検
出回路であり、内部に持つ基準電圧と出力電圧とを比較
して、３の制御回路に信号を送り、出力電圧が定電圧と
なるように制御をおこなうためのものである。１８はク
ロック信号発生回路であり、補助巻線１６からの電圧か
ら、スイッチング回路１１がスイッチングするタイミン
グと同期したクロック信号をつくり、これによってスイ
ッチング素子１２がスイッチングするタイミングをそろ
える。
この図のうちで図１と同じ番号の要素については図１で
説明をしたものと同じである。スイッチング回路１１は
入力された直流を一定の周波数でスイッチングすること
で図１のスイッチング素子１のはたらきをする。トラン
ス１７は１次側巻線１４と、２次側巻線１５と、補助巻
線１６とからなる。スイッチング回路１１は１次側巻線
１４にスイッチングされた電流を流し、磁気的に結合さ
れた２次側巻線１５に電圧を発生する。補助巻線１６は
１次側巻線１４に磁気的に結合されて、クロック信号発
生のための電圧を得る。スイッチング素子１２はバイポ
ーラトランジスタであり、図１のスイッチング素子２に
相当する。なおこのときのスイッチング素子２は他の種
類のトランジスタ（電界効果トランジスタ、ＧＴＯ（ga
te turn off SCR）等）でもかまわない。１３は誤差検
出回路であり、内部に持つ基準電圧と出力電圧とを比較
して、３の制御回路に信号を送り、出力電圧が定電圧と
なるように制御をおこなうためのものである。１８はク
ロック信号発生回路であり、補助巻線１６からの電圧か
ら、スイッチング回路１１がスイッチングするタイミン
グと同期したクロック信号をつくり、これによってスイ
ッチング素子１２がスイッチングするタイミングをそろ
える。
【００２１】
【発明の効果】以上述べたように本発明の電源装置は、
負荷が重いときには第１の共振ループと第２の共振ルー
プとに交互に電流を流すことができ、第２の共振コイル
のインダクタンスは第１の共振コイルのインダクタンス
と同じであるので、共振コンデンサの両端の電圧をはや
く下がることが可能となり、ゼロクロススイッチングを
実現しつつ、デューティ比を従来技術による電源に比べ
て大きくできるという効果を有する。
負荷が重いときには第１の共振ループと第２の共振ルー
プとに交互に電流を流すことができ、第２の共振コイル
のインダクタンスは第１の共振コイルのインダクタンス
と同じであるので、共振コンデンサの両端の電圧をはや
く下がることが可能となり、ゼロクロススイッチングを
実現しつつ、デューティ比を従来技術による電源に比べ
て大きくできるという効果を有する。
【００２２】また、デューティ比を大きくすることで共
振ループに流れるピーク電流を小さくすることができる
ので、高効率で取り出すことのできる電力が大きい電源
装置を実現できる効果がある。
振ループに流れるピーク電流を小さくすることができる
ので、高効率で取り出すことのできる電力が大きい電源
装置を実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の電源装置の実施例における回路構成
を示す図。
を示す図。
【図２】 本発明の電源装置の各部の波形を示す図。
【図３】 本発明の電源装置の他の実施例における具体
的な回路構成を示す図。
的な回路構成を示す図。
【図４】 従来技術による電源装置の実施例を示す図。
【図５】 従来技術による電源装置の各部の波形を示す
図。
図。
１、２…スイッチング手段 ３…制御回路 ４…コンデンサ ５…第１のコイル ６…第２のコイル ７、８、９…ダイオード １０…コンデンサ １１…スイッチング回路 １２…バイポーラトランジスタ １３…誤差検出回路 １４…トランス１次側巻線 １５…トランス２次側巻線 １６…トランス補助巻線 １７…トランス １８…クロック信号発生回路 ２１…直流電源 ２２…トランス ２３、２５…ダイオード ２４…コンデンサ ２６…チョークコイル ２７…スイッチング素子 ２８…制御回路 ３１…第１の共振ループ ３２…第２の共振ループ
Claims (3)
- 【請求項１】 チョッパー制御方式の直流電圧ー直流電
圧変換装置において、 少なくともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる
第１のフィルタ回路と、 入力直流電源をスイッチングして前記第１のフィルタ回
路へ電力を供給する第１のスイッチング素子と、 少なくともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる
第２のフィルタ回路と、 前記第１のフィルタ回路からの出力をスイッチングして
前記第２のフィルタ回路へ電力を供給する第２のスイッ
チング素子と、 前記第２のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を
検出して、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイ
ッチングタイミングを制御する制御回路よりなることを
特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 第１のフィルタ回路への電力供給を、更
にトランスを介し行うことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。 - 【請求項３】 第１及び第２のスイッチング素子のスイ
ッチングタイミングを制御する制御回路が、トランスの
補助巻線より第１のスイッチング素子の導通状態を検出
して、第２のスイッング素子の導通を前記第１のスイッ
チング素子が非導通期間に制御するものであることを特
徴とする請求項２記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7708593A JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7708593A JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06292357A true JPH06292357A (ja) | 1994-10-18 |
Family
ID=13623949
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7708593A Pending JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06292357A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013169123A (ja) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
-
1993
- 1993-04-02 JP JP7708593A patent/JPH06292357A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013169123A (ja) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US8970193B2 (en) | 2012-02-17 | 2015-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Step-down DC-to-DC converter |
| JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
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