JPH0636884A - インバータ点灯装置 - Google Patents
インバータ点灯装置Info
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- JPH0636884A JPH0636884A JP4188433A JP18843392A JPH0636884A JP H0636884 A JPH0636884 A JP H0636884A JP 4188433 A JP4188433 A JP 4188433A JP 18843392 A JP18843392 A JP 18843392A JP H0636884 A JPH0636884 A JP H0636884A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】インバータ回路を用いて放電灯を点灯させるイ
ンバータ点灯装置において、温度による出力変動を抑制
して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止する
と共に、放電灯の始動制御や調光制御を実現する。 【構成】トランジスタQ2 と直列的に電界効果トランジ
スタQ4 を接続し、この電界効果トランジスタQ4 のゲ
ート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制御回
路Sを設けた。 【効果】電界効果トランジスタQ4 のオン状態のときの
内部抵抗の温度特性を利用して、トランジスタQ2 の温
度特性を補償できる。また、電界効果トランジスタQ4
のゲート電圧を可変とすることにより、インバータの出
力を可変とすることができ、始動制御や調光制御、過負
荷保護等の機能を容易に実現できる。
ンバータ点灯装置において、温度による出力変動を抑制
して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止する
と共に、放電灯の始動制御や調光制御を実現する。 【構成】トランジスタQ2 と直列的に電界効果トランジ
スタQ4 を接続し、この電界効果トランジスタQ4 のゲ
ート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制御回
路Sを設けた。 【効果】電界効果トランジスタQ4 のオン状態のときの
内部抵抗の温度特性を利用して、トランジスタQ2 の温
度特性を補償できる。また、電界効果トランジスタQ4
のゲート電圧を可変とすることにより、インバータの出
力を可変とすることができ、始動制御や調光制御、過負
荷保護等の機能を容易に実現できる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
て得られる直流電力を高周波電力に変換して放電灯を高
周波点灯させるインバータ点灯装置に関するものであ
る。
て得られる直流電力を高周波電力に変換して放電灯を高
周波点灯させるインバータ点灯装置に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】従来のインバータ点灯装置の回路図を図
8に示す。以下、その回路構成について説明する。交流
電源ACには、インダクタL7 とコンデンサC7 よりな
るフィルタ回路とヒューズFSを介してダイオードブリ
ッジDBの交流入力端子が接続されている。ダイオード
ブリッジDBの直流出力端子には、平滑用のコンデンサ
C8 が並列接続されている。このコンデンサC8 の両端
には、インバータ回路のスイッチング素子としてのトラ
ンジスタQ1 ,Q2 の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1 ,Q2 のエミッタには、エミッタ抵抗R
21,R22が直列的に挿入されている。インバータ回路の
負荷としては、放電灯FLを含むLC共振回路が接続さ
れている。インダクタL1 はコンデンサC2 とLC直列
共振回路を構成している。各トランジスタQ1 ,Q2 は
駆動トランスT1 により自励発振駆動される。この自励
発振を開始させるために、抵抗R3 、コンデンサC3 、
ダイオードD3 、及びトリガー素子Q3 よりなる周知の
起動回路が設けられている。
8に示す。以下、その回路構成について説明する。交流
電源ACには、インダクタL7 とコンデンサC7 よりな
るフィルタ回路とヒューズFSを介してダイオードブリ
ッジDBの交流入力端子が接続されている。ダイオード
ブリッジDBの直流出力端子には、平滑用のコンデンサ
C8 が並列接続されている。このコンデンサC8 の両端
には、インバータ回路のスイッチング素子としてのトラ
ンジスタQ1 ,Q2 の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1 ,Q2 のエミッタには、エミッタ抵抗R
21,R22が直列的に挿入されている。インバータ回路の
負荷としては、放電灯FLを含むLC共振回路が接続さ
れている。インダクタL1 はコンデンサC2 とLC直列
共振回路を構成している。各トランジスタQ1 ,Q2 は
駆動トランスT1 により自励発振駆動される。この自励
発振を開始させるために、抵抗R3 、コンデンサC3 、
ダイオードD3 、及びトリガー素子Q3 よりなる周知の
起動回路が設けられている。
【0003】この装置では、交流電源ACをダイオード
ブリッジDBにより全波整流し、コンデンサC8 により
平滑して直流電力を得ると共に、この直流電力をトラン
ジスタQ1 ,Q2 の自励発振により高周波電力に変換し
て、放電灯FLを含むLC共振回路に印加して、放電灯
FLを高周波点灯させている。このようなインバータ点
灯装置においては、スイッチング素子としてのトランジ
スタQ1 ,Q2 と直列にエミッタ抵抗R21,R22が接続
されることが多い。このエミッタ抵抗R21,R 22は、ト
ランジスタQ1 ,Q2 に負帰還をかけて電流を制限する
作用があるので、回路動作の安定化を図ったり、点灯時
のスイッチング電流を制限することができる。また、放
電灯FLの寿命末期の半波放電時や無負荷時のような非
定常状態において、スイッチング電流に過電流が発生す
る場合に、これを抑制することができる。例えば、図8
の回路において、トランジスタQ1 がオンしている場
合、そのコレクタ電流により、エミッタ抵抗R21の両端
に電圧降下が発生する。したがって、トランジスタQ1
のベースに供給される駆動電圧は、駆動トランスT1の
2次巻線に誘起された電圧からエミッタ抵抗R21での電
圧降下分を差し引いた電圧に低減される。このため、過
電流等により、エミッタ抵抗R21の両端に大きな電圧降
下が生じるほどトランジスタQ1 は早くオフするように
なり、スイッチング電流を制限できる。
ブリッジDBにより全波整流し、コンデンサC8 により
平滑して直流電力を得ると共に、この直流電力をトラン
ジスタQ1 ,Q2 の自励発振により高周波電力に変換し
て、放電灯FLを含むLC共振回路に印加して、放電灯
FLを高周波点灯させている。このようなインバータ点
灯装置においては、スイッチング素子としてのトランジ
スタQ1 ,Q2 と直列にエミッタ抵抗R21,R22が接続
されることが多い。このエミッタ抵抗R21,R 22は、ト
ランジスタQ1 ,Q2 に負帰還をかけて電流を制限する
作用があるので、回路動作の安定化を図ったり、点灯時
のスイッチング電流を制限することができる。また、放
電灯FLの寿命末期の半波放電時や無負荷時のような非
定常状態において、スイッチング電流に過電流が発生す
る場合に、これを抑制することができる。例えば、図8
の回路において、トランジスタQ1 がオンしている場
合、そのコレクタ電流により、エミッタ抵抗R21の両端
に電圧降下が発生する。したがって、トランジスタQ1
のベースに供給される駆動電圧は、駆動トランスT1の
2次巻線に誘起された電圧からエミッタ抵抗R21での電
圧降下分を差し引いた電圧に低減される。このため、過
電流等により、エミッタ抵抗R21の両端に大きな電圧降
下が生じるほどトランジスタQ1 は早くオフするように
なり、スイッチング電流を制限できる。
【0004】図9は他の従来例の回路図である。交流電
源に接続される電源プラグPは電源スイッチSWを介し
てダイオードブリッジDBの交流入力端子に接続されて
いる。ダイオードブリッジDBの直流出力端子には、平
滑用のコンデンサC8 が並列接続されている。このコン
デンサC8 の両端には、交流電源電圧を整流平滑した直
流電圧が得られる。この直流電圧は、発振トランスTf
の1次巻線N1 とスイッチング用のトランジスタQ1 及
びそのエミッタ抵抗R18の直列回路に印加されている。
発振トランスTfの1次巻線N1 には、共振用のコンデ
ンサC4 が並列接続されている。トランジスタQ1 のベ
ースには、抵抗R16,R17により固定バイアスが与えら
れると共に、発振トランスTfの帰還巻線N3 からコン
デンサC 9 を介して自励発振駆動のための帰還電流が与
えられている。発振トランスTfの2次巻線N2 には、
直列2灯の放電灯FL1 ,FL2 がコンデンサC1 を介
して接続されている。各放電灯FL1 ,FL2 のフィラ
メントには、発振トランスTfの予熱巻線N4 ,N5 ,
N6 からコンデンサC10,C11,C12を介して予熱電流
が供給されている。発振トランスTfとしては、リーケ
ージタイプのトランスが使用されており、これが放電灯
FL1 ,FL2 の限流要素として作用する。このような
一石式のインバータ点灯装置においても、スイッチング
素子としてのトランジスタQ1 にはエミッタ抵抗R18が
直列的に接続されており、その負帰還作用により、上記
と同様の効果が得られるものである。
源に接続される電源プラグPは電源スイッチSWを介し
てダイオードブリッジDBの交流入力端子に接続されて
いる。ダイオードブリッジDBの直流出力端子には、平
滑用のコンデンサC8 が並列接続されている。このコン
デンサC8 の両端には、交流電源電圧を整流平滑した直
流電圧が得られる。この直流電圧は、発振トランスTf
の1次巻線N1 とスイッチング用のトランジスタQ1 及
びそのエミッタ抵抗R18の直列回路に印加されている。
発振トランスTfの1次巻線N1 には、共振用のコンデ
ンサC4 が並列接続されている。トランジスタQ1 のベ
ースには、抵抗R16,R17により固定バイアスが与えら
れると共に、発振トランスTfの帰還巻線N3 からコン
デンサC 9 を介して自励発振駆動のための帰還電流が与
えられている。発振トランスTfの2次巻線N2 には、
直列2灯の放電灯FL1 ,FL2 がコンデンサC1 を介
して接続されている。各放電灯FL1 ,FL2 のフィラ
メントには、発振トランスTfの予熱巻線N4 ,N5 ,
N6 からコンデンサC10,C11,C12を介して予熱電流
が供給されている。発振トランスTfとしては、リーケ
ージタイプのトランスが使用されており、これが放電灯
FL1 ,FL2 の限流要素として作用する。このような
一石式のインバータ点灯装置においても、スイッチング
素子としてのトランジスタQ1 にはエミッタ抵抗R18が
直列的に接続されており、その負帰還作用により、上記
と同様の効果が得られるものである。
【0005】また、図10はプッシュプル式のインバー
タ点灯装置の回路図であり、発振トランスTfの1次巻
線N1 のセンタータップは直流電源Eの正極に接続され
ている。1次巻線N1 の両端間には共振用のコンデンサ
C5 が並列的に接続されている。1次巻線N1 の一端は
第1のトランジスタQ1 のコレクタに接続されており、
他端は第2のトランジスタQ2 のコレクタに接続されて
いる。各トランジスタQ1 ,Q2 のエミッタは、それぞ
れ抵抗R21,R22を介して直流電源Eの負極に接続され
ている。発振トランスTfは帰還巻線N3 を有してお
り、そのセンタータップは抵抗R6 とコンデンサC6 の
並列回路を介して直流電源Eの負極に接続されている。
帰還巻線N3 の一端は第1のトランジスタQ1 のベース
に接続されており、他端は第2のトランジスタQ2 のベ
ースに接続されている。発振トランスTfの2次巻線N
2 には、限流用のインダクタL1 を介して放電灯FLが
接続されている。この放電灯FLの各フィラメントは、
発振トランスTfの予熱巻線に接続されている。直流電
源Eを投入すると、トランジスタQ1 ,Q2 のいずれか
一方が先にオンとなり、その後、帰還巻線N3 からの帰
還電流によりトランジスタQ1 ,Q2 が交互にオン/オ
フされて、自励発振駆動が行われる。この従来例におい
ても、スイッチング素子としてのトランジスタQ1 ,Q
2 には、エミッタ抵抗R21,R22がそれぞれ直列的に接
続されており、その負帰還作用により、上記と同様の効
果が得られるものである。
タ点灯装置の回路図であり、発振トランスTfの1次巻
線N1 のセンタータップは直流電源Eの正極に接続され
ている。1次巻線N1 の両端間には共振用のコンデンサ
C5 が並列的に接続されている。1次巻線N1 の一端は
第1のトランジスタQ1 のコレクタに接続されており、
他端は第2のトランジスタQ2 のコレクタに接続されて
いる。各トランジスタQ1 ,Q2 のエミッタは、それぞ
れ抵抗R21,R22を介して直流電源Eの負極に接続され
ている。発振トランスTfは帰還巻線N3 を有してお
り、そのセンタータップは抵抗R6 とコンデンサC6 の
並列回路を介して直流電源Eの負極に接続されている。
帰還巻線N3 の一端は第1のトランジスタQ1 のベース
に接続されており、他端は第2のトランジスタQ2 のベ
ースに接続されている。発振トランスTfの2次巻線N
2 には、限流用のインダクタL1 を介して放電灯FLが
接続されている。この放電灯FLの各フィラメントは、
発振トランスTfの予熱巻線に接続されている。直流電
源Eを投入すると、トランジスタQ1 ,Q2 のいずれか
一方が先にオンとなり、その後、帰還巻線N3 からの帰
還電流によりトランジスタQ1 ,Q2 が交互にオン/オ
フされて、自励発振駆動が行われる。この従来例におい
ても、スイッチング素子としてのトランジスタQ1 ,Q
2 には、エミッタ抵抗R21,R22がそれぞれ直列的に接
続されており、その負帰還作用により、上記と同様の効
果が得られるものである。
【0006】以上の図8〜図10に示したような自励式
のインバータ点灯装置においては、出力制御が難しく、
放電灯FLを負荷とした場合には、フィラメントの予熱
制御が困難であり、放電灯FLの短寿命化などの諸課題
があった。そこで、出力制御が難しいという自励式イン
バータの欠点を解消するために、一方のスイッチング素
子を自励駆動とし、他方のスイッチング素子を制御回路
により他励駆動する自励他制式のインバータ等がよく知
られているが、その制御回路は複雑なものとなる。
のインバータ点灯装置においては、出力制御が難しく、
放電灯FLを負荷とした場合には、フィラメントの予熱
制御が困難であり、放電灯FLの短寿命化などの諸課題
があった。そこで、出力制御が難しいという自励式イン
バータの欠点を解消するために、一方のスイッチング素
子を自励駆動とし、他方のスイッチング素子を制御回路
により他励駆動する自励他制式のインバータ等がよく知
られているが、その制御回路は複雑なものとなる。
【0007】一方、図11に示すように、エミッタ抵抗
Reにより出力を制御するという方式が知られている
(特開昭56−145692号公報)。この回路方式で
は、図9に示した一石式インバータ回路において、エミ
ッタ抵抗Reとして、2つの抵抗R18,R19を直列に接
続しており、一方の抵抗R19と並列にスイッチS1 を接
続している。このスイッチS1 を開閉することにより、
エミッタ抵抗Reを切り替えることができ、簡単な構成
で段階的な出力の調整ができる。また、この回路方式も
図11の一石式インバータ回路に限らず、ハーフブリッ
ジ回路、プッシュプル回路であっても構わない。なお、
温度変化に対する出力の補正、安定化のために、エミッ
タ抵抗Reの代わりにPTC(正特性サーミスタ)のよ
うな正の温度係数を有する抵抗素子を用いる方式も提案
されている。
Reにより出力を制御するという方式が知られている
(特開昭56−145692号公報)。この回路方式で
は、図9に示した一石式インバータ回路において、エミ
ッタ抵抗Reとして、2つの抵抗R18,R19を直列に接
続しており、一方の抵抗R19と並列にスイッチS1 を接
続している。このスイッチS1 を開閉することにより、
エミッタ抵抗Reを切り替えることができ、簡単な構成
で段階的な出力の調整ができる。また、この回路方式も
図11の一石式インバータ回路に限らず、ハーフブリッ
ジ回路、プッシュプル回路であっても構わない。なお、
温度変化に対する出力の補正、安定化のために、エミッ
タ抵抗Reの代わりにPTC(正特性サーミスタ)のよ
うな正の温度係数を有する抵抗素子を用いる方式も提案
されている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】上述のような放電灯を
負荷とした自励式のインバータ回路においては、放電灯
の点灯前、あるいは放電灯の始動時に完全に自励発振で
回路が動作してしまうために、スイッチング素子その他
の回路部品に加わるストレスが大きくなり、放電灯の寿
命も短くなってしまうという問題があった。また、自励
他制式のインバータ回路においても、スイッチング素子
その他の回路部品に加わるストレスの防止対策は、制御
回路で行うのが一般的であるので、電源投入後、制御電
源が所定の電圧に立ち上がるまでは、上記のストレスが
生じるという問題があった。
負荷とした自励式のインバータ回路においては、放電灯
の点灯前、あるいは放電灯の始動時に完全に自励発振で
回路が動作してしまうために、スイッチング素子その他
の回路部品に加わるストレスが大きくなり、放電灯の寿
命も短くなってしまうという問題があった。また、自励
他制式のインバータ回路においても、スイッチング素子
その他の回路部品に加わるストレスの防止対策は、制御
回路で行うのが一般的であるので、電源投入後、制御電
源が所定の電圧に立ち上がるまでは、上記のストレスが
生じるという問題があった。
【0009】以上のような従来例において、スイッチン
グ素子としてのトランジスタのエミッタに直列に接続さ
れたエミッタ抵抗を用いることによって、インバータの
動作を安定化させることが可能となり、さらに、エミッ
タ抵抗の値を切り換えることによって、自励式インバー
タにおいても或る程度の出力制御が可能となる。しかし
ながら、特に自励式インバータにおいては、自己発熱あ
るいは周囲温度の変化によって、スイッチング素子の特
性が変化し、出力が変動する欠点を生ずる。すなわち、
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使用
した場合には、温度の上昇によって電流増幅率が大きく
なり、ストレージタイムも増大する。また、ベース・エ
ミッタ特性が変化し、出力が増大する方向に変化する。
特に、蛍光灯などの放電灯を負荷とする場合、寿命末期
において、半波放電状態が存在することが知られてい
る。このような状態では、回路電流が増加し、部品発熱
によって更に過酷な条件となり、スイッチング素子の熱
暴走に至ることもある。
グ素子としてのトランジスタのエミッタに直列に接続さ
れたエミッタ抵抗を用いることによって、インバータの
動作を安定化させることが可能となり、さらに、エミッ
タ抵抗の値を切り換えることによって、自励式インバー
タにおいても或る程度の出力制御が可能となる。しかし
ながら、特に自励式インバータにおいては、自己発熱あ
るいは周囲温度の変化によって、スイッチング素子の特
性が変化し、出力が変動する欠点を生ずる。すなわち、
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使用
した場合には、温度の上昇によって電流増幅率が大きく
なり、ストレージタイムも増大する。また、ベース・エ
ミッタ特性が変化し、出力が増大する方向に変化する。
特に、蛍光灯などの放電灯を負荷とする場合、寿命末期
において、半波放電状態が存在することが知られてい
る。このような状態では、回路電流が増加し、部品発熱
によって更に過酷な条件となり、スイッチング素子の熱
暴走に至ることもある。
【0010】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、インバータ回路を用いて放電灯を点灯させ
るインバータ点灯装置において、温度による出力変動を
抑制して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止
すると共に、特に出力制御が難しい自励式インバータに
おいて、熱陰極型放電灯のように始動時に予熱の必要な
放電灯を負荷とする場合には、電源投入より一定時間に
わたり出力を低減して、予熱不十分な状態で点灯しない
ような制御を容易に実現し、さらに、通常点灯時の出力
を容易に制御でき、放電灯の明るさを可変とする調光機
能を実現し、小型化、コストダウンを可能とすることを
目的とするものである。
ものであり、インバータ回路を用いて放電灯を点灯させ
るインバータ点灯装置において、温度による出力変動を
抑制して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止
すると共に、特に出力制御が難しい自励式インバータに
おいて、熱陰極型放電灯のように始動時に予熱の必要な
放電灯を負荷とする場合には、電源投入より一定時間に
わたり出力を低減して、予熱不十分な状態で点灯しない
ような制御を容易に実現し、さらに、通常点灯時の出力
を容易に制御でき、放電灯の明るさを可変とする調光機
能を実現し、小型化、コストダウンを可能とすることを
目的とするものである。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図1に示すように、直流電源
Eと、この直流電源Eの直流電圧をスイッチングして高
周波電圧に変換するためのトランジスタQ1 ,Q2 と、
前記トランジスタQ1 ,Q2 を駆動するための駆動回路
と、前記高周波電圧を印加されるLC共振回路と、この
LC共振回路に生じる共振電圧を印加される放電灯FL
とを含むインバータ点灯装置において、前記トランジス
タQ1 ,Q2 の少なくとも1つと直列的に電界効果トラ
ンジスタQ4 を接続し、この電界効果トランジスタQ4
のゲート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制
御回路Sを設けたことを特徴とするものである。
の課題を解決するために、図1に示すように、直流電源
Eと、この直流電源Eの直流電圧をスイッチングして高
周波電圧に変換するためのトランジスタQ1 ,Q2 と、
前記トランジスタQ1 ,Q2 を駆動するための駆動回路
と、前記高周波電圧を印加されるLC共振回路と、この
LC共振回路に生じる共振電圧を印加される放電灯FL
とを含むインバータ点灯装置において、前記トランジス
タQ1 ,Q2 の少なくとも1つと直列的に電界効果トラ
ンジスタQ4 を接続し、この電界効果トランジスタQ4
のゲート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制
御回路Sを設けたことを特徴とするものである。
【0012】
【作用】本発明では、従来のエミッタ抵抗を接続してい
た箇所に電界効果トランジスタQ4 を接続し、電界効果
トランジスタQ4 のオン状態のときの内部抵抗(いわゆ
るオン抵抗Ron)をエミッタ抵抗の代用とし、更にそ
の温度特性を利用することによって、スイッチング素子
としてのトランジスタQ1 ,Q2 の温度特性を補償して
いる。また、この電界効果トランジスタQ4 のゲート電
位を変えて、オン抵抗Ronを変化させることによっ
て、インバータ出力を制御することもでき、従来は個別
に必要であった機能を1つの手段により実現することが
できるものである。
た箇所に電界効果トランジスタQ4 を接続し、電界効果
トランジスタQ4 のオン状態のときの内部抵抗(いわゆ
るオン抵抗Ron)をエミッタ抵抗の代用とし、更にそ
の温度特性を利用することによって、スイッチング素子
としてのトランジスタQ1 ,Q2 の温度特性を補償して
いる。また、この電界効果トランジスタQ4 のゲート電
位を変えて、オン抵抗Ronを変化させることによっ
て、インバータ出力を制御することもでき、従来は個別
に必要であった機能を1つの手段により実現することが
できるものである。
【0013】
【実施例】図1は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。直流電源Eには、
トランジスタQ1 ,Q2 の直列回路がMOSトランジス
タQ4 を介して接続されている。トランジスタQ1 のコ
レクタ・エミッタ間には、ダイオードD1 が逆並列接続
されている。トランジスタQ2 とMOSトランジスタQ
4 の直列回路には、ダイオードD2 が逆並列接続されて
いる。トランジスタQ1 ,Q2 の接続点は、駆動トラン
スT1 の1次巻線とインダクタL1 を介して放電灯FL
の一端に接続されている。放電灯FLの他端は、コンデ
ンサC1 を介して直流電源Eの負極に接続されている。
駆動トランスT1 の第1の2次巻線に得られる誘起電圧
は、抵抗R1 を介してトランジスタQ1 のベース・エミ
ッタ間に印加されている。また、第2の2次巻線に得ら
れる誘起電圧は、抵抗R2 とMOSトランジスタQ4 を
介してトランジスタQ2 のベース・エミッタ間に印加さ
れている。トランジスタQ1 ,Q2 の自励発振を開始さ
せるための起動回路は、抵抗R3 とコンデンサC3 、ダ
イオードD3 及びトリガー素子Q3 により構成されてい
る。
下、その回路構成について説明する。直流電源Eには、
トランジスタQ1 ,Q2 の直列回路がMOSトランジス
タQ4 を介して接続されている。トランジスタQ1 のコ
レクタ・エミッタ間には、ダイオードD1 が逆並列接続
されている。トランジスタQ2 とMOSトランジスタQ
4 の直列回路には、ダイオードD2 が逆並列接続されて
いる。トランジスタQ1 ,Q2 の接続点は、駆動トラン
スT1 の1次巻線とインダクタL1 を介して放電灯FL
の一端に接続されている。放電灯FLの他端は、コンデ
ンサC1 を介して直流電源Eの負極に接続されている。
駆動トランスT1 の第1の2次巻線に得られる誘起電圧
は、抵抗R1 を介してトランジスタQ1 のベース・エミ
ッタ間に印加されている。また、第2の2次巻線に得ら
れる誘起電圧は、抵抗R2 とMOSトランジスタQ4 を
介してトランジスタQ2 のベース・エミッタ間に印加さ
れている。トランジスタQ1 ,Q2 の自励発振を開始さ
せるための起動回路は、抵抗R3 とコンデンサC3 、ダ
イオードD3 及びトリガー素子Q3 により構成されてい
る。
【0014】本実施例では、直流電源Eが投入されて
も、MOSトランジスタQ4 がオンされなければ自励発
振が行われない。制御電源が立ち上がると、制御回路S
からMOSトランジスタQ4 のゲート端子に制御電圧が
印加されて、MOSトランジスタQ4 がオンされる。こ
のとき、ゲート電圧を調整することにより、MOSトラ
ンジスタQ4 のオン抵抗Ronを変化させ、主スイッチ
ング素子としてのトランジスタQ2 に流れる電流を制限
し、出力を調整するものである。
も、MOSトランジスタQ4 がオンされなければ自励発
振が行われない。制御電源が立ち上がると、制御回路S
からMOSトランジスタQ4 のゲート端子に制御電圧が
印加されて、MOSトランジスタQ4 がオンされる。こ
のとき、ゲート電圧を調整することにより、MOSトラ
ンジスタQ4 のオン抵抗Ronを変化させ、主スイッチ
ング素子としてのトランジスタQ2 に流れる電流を制限
し、出力を調整するものである。
【0015】ここで、MOSトランジスタQ4 のオン抵
抗Ronには、2つの特性がある。第1の特性は、温度
が上昇するとオン抵抗が大きくなるという特性であり、
第2の特性は、ドレイン−ソース間電流が増えると、オ
ン抵抗が大きくなるという特性である。温度上昇時に、
主スイッチング素子としてのトランジスタQ2 の電流増
幅率が増加し、オン・デューティが長くなり、出力電流
が増加するが、上記の第1の特性により、トランジスタ
Q2 のエミッタ電位が上がり、オン・デューティを短く
する効果がある。よって、温度上昇時の出力の安定化を
図れる。これにより、始動時の回路部品に対するストレ
スの低減と出力の調整、及び温度変化に対する出力の補
正を、一つの回路構成で同時に達成できる。また、付加
的な効果として、過電流がトランジスタQ2 に流れた場
合、上記の第2の特性により、従来のエミッタ抵抗を用
いる場合に比べて、トランジスタQ2 のエミッタ電位が
上がり、トランジスタQ2 のオン・デューティをさらに
小さくでき、過電流抑制効果が増すものである。
抗Ronには、2つの特性がある。第1の特性は、温度
が上昇するとオン抵抗が大きくなるという特性であり、
第2の特性は、ドレイン−ソース間電流が増えると、オ
ン抵抗が大きくなるという特性である。温度上昇時に、
主スイッチング素子としてのトランジスタQ2 の電流増
幅率が増加し、オン・デューティが長くなり、出力電流
が増加するが、上記の第1の特性により、トランジスタ
Q2 のエミッタ電位が上がり、オン・デューティを短く
する効果がある。よって、温度上昇時の出力の安定化を
図れる。これにより、始動時の回路部品に対するストレ
スの低減と出力の調整、及び温度変化に対する出力の補
正を、一つの回路構成で同時に達成できる。また、付加
的な効果として、過電流がトランジスタQ2 に流れた場
合、上記の第2の特性により、従来のエミッタ抵抗を用
いる場合に比べて、トランジスタQ2 のエミッタ電位が
上がり、トランジスタQ2 のオン・デューティをさらに
小さくでき、過電流抑制効果が増すものである。
【0016】さらに、図2の実施例のように、トランジ
スタQ2 のエミッタ電位を用いて過電流検出を行う場合
には、従来のエミッタ抵抗を用いる場合に比べて電圧降
下が増えるので、検出が容易になる。この実施例では、
直流電源Eの直流電圧を抵抗Ra,Rbにより分圧して
基準電圧を作成し、コンパレータCPの反転入力端子に
印加している。コンパレータCPの非反転入力端子に
は、MOSトランジスタQ4 のドレイン電位が印加され
ている。主スイッチング素子としてのトランジスタQ2
に過電流が流れると、MOSトランジスタQ4 のドレイ
ン電位が上昇し、これが基準電圧を越えると、コンパレ
ータCPの出力がHighレベルとなり、トランジスタ
Q5 がオンとなり、トランジスタQ2 を強制的にオフさ
せる。これにより、トランジスタQ2 のオン・デューテ
ィを制限することができる。
スタQ2 のエミッタ電位を用いて過電流検出を行う場合
には、従来のエミッタ抵抗を用いる場合に比べて電圧降
下が増えるので、検出が容易になる。この実施例では、
直流電源Eの直流電圧を抵抗Ra,Rbにより分圧して
基準電圧を作成し、コンパレータCPの反転入力端子に
印加している。コンパレータCPの非反転入力端子に
は、MOSトランジスタQ4 のドレイン電位が印加され
ている。主スイッチング素子としてのトランジスタQ2
に過電流が流れると、MOSトランジスタQ4 のドレイ
ン電位が上昇し、これが基準電圧を越えると、コンパレ
ータCPの出力がHighレベルとなり、トランジスタ
Q5 がオンとなり、トランジスタQ2 を強制的にオフさ
せる。これにより、トランジスタQ2 のオン・デューテ
ィを制限することができる。
【0017】本発明におけるMOSトランジスタQ4 の
制御回路Sとしては、例えば、図3に示すように、タイ
マー回路を用いてMOSトランジスタQ4 のゲート電圧
を2段階に切り換える回路が挙げられる。この回路で
は、制御電源電圧Vccを抵抗R7 ,R8 ,R9 で分圧
して、高低2種類の基準電圧を作成し、その低い方の基
準電圧を第1のコンパレータCP1 の非反転入力端子に
印加し、高い方の基準電圧を第2のコンパレータCP2
の非反転入力端子に印加している。各コンパレータCP
1 ,CP2 の反転入力端子には、コンデンサC10の電圧
が印加されている。このコンデンサC10は、電源投入
後、抵抗R10を介して徐々に充電されて、その電圧が上
昇して行く過程で第1のコンパレータCP1 と第2のコ
ンパレータCP2 の出力が順次反転して、MOSトラン
ジスタQ4 のゲート電圧が2段階に切り換えられるもの
である。
制御回路Sとしては、例えば、図3に示すように、タイ
マー回路を用いてMOSトランジスタQ4 のゲート電圧
を2段階に切り換える回路が挙げられる。この回路で
は、制御電源電圧Vccを抵抗R7 ,R8 ,R9 で分圧
して、高低2種類の基準電圧を作成し、その低い方の基
準電圧を第1のコンパレータCP1 の非反転入力端子に
印加し、高い方の基準電圧を第2のコンパレータCP2
の非反転入力端子に印加している。各コンパレータCP
1 ,CP2 の反転入力端子には、コンデンサC10の電圧
が印加されている。このコンデンサC10は、電源投入
後、抵抗R10を介して徐々に充電されて、その電圧が上
昇して行く過程で第1のコンパレータCP1 と第2のコ
ンパレータCP2 の出力が順次反転して、MOSトラン
ジスタQ4 のゲート電圧が2段階に切り換えられるもの
である。
【0018】また、図4に示すように、MOSトランジ
スタQ4 のゲート電圧を可変電圧源V1 により連続的に
変化させれば、MOSトランジスタQ4 のオン抵抗Ro
nが連続的に変化するので、前述の図1に示した自励式
インバータにおいて連続的な出力の調整を行うことが可
能となる。
スタQ4 のゲート電圧を可変電圧源V1 により連続的に
変化させれば、MOSトランジスタQ4 のオン抵抗Ro
nが連続的に変化するので、前述の図1に示した自励式
インバータにおいて連続的な出力の調整を行うことが可
能となる。
【0019】さらに、図5に示すように、カレントミラ
ー回路を用いた場合にも可変抵抗VRを調整することに
より連続的な出力調整を行うことが可能である。この回
路では、トランジスタQ8 ,Q9 がカレントミラー回路
を構成しており、制御電源VccからトランジスタQ9
を介して可変抵抗VRに流れる電流と同じ電流がトラン
ジスタQ8 を介して流れる。トランジスタQ7 はコレク
タ・ベース間を短絡されて、ダイオードとして使用され
ている。このダイオードと抵抗R14の直列回路に前記電
流が流れることにより電圧降下が発生し、これがMOS
トランジスタQ 4 のゲートに制御電圧として与えられ
る。なお、制御回路Sの回路構成は、図5の回路に限定
されるものではなく、MOSトランジスタQ4 のゲート
に印加される制御電圧を変化させるものであれば、どの
ような回路でも構わない。
ー回路を用いた場合にも可変抵抗VRを調整することに
より連続的な出力調整を行うことが可能である。この回
路では、トランジスタQ8 ,Q9 がカレントミラー回路
を構成しており、制御電源VccからトランジスタQ9
を介して可変抵抗VRに流れる電流と同じ電流がトラン
ジスタQ8 を介して流れる。トランジスタQ7 はコレク
タ・ベース間を短絡されて、ダイオードとして使用され
ている。このダイオードと抵抗R14の直列回路に前記電
流が流れることにより電圧降下が発生し、これがMOS
トランジスタQ 4 のゲートに制御電圧として与えられ
る。なお、制御回路Sの回路構成は、図5の回路に限定
されるものではなく、MOSトランジスタQ4 のゲート
に印加される制御電圧を変化させるものであれば、どの
ような回路でも構わない。
【0020】以上の実施例では、下段のトランジスタQ
2 のみに対策を施したが、上段のトランジスタQ1 に、
或いは上下段両方に同様の対策を施しても同様の効果を
得ることができる。また、図6に示すような一石式のイ
ンバータ回路や図7に示すようなプッシュプル式のイン
バータ回路において、同様の対策を施しても同様の効果
を得ることができる。さらに、エミッタ電位の変化によ
る出力の調整や、MOSトランジスタのオン抵抗特性を
利用した温度補償や過電流抑制の効果は、他励式インバ
ータにおいても同様に適用できることは言うまでも無
い。
2 のみに対策を施したが、上段のトランジスタQ1 に、
或いは上下段両方に同様の対策を施しても同様の効果を
得ることができる。また、図6に示すような一石式のイ
ンバータ回路や図7に示すようなプッシュプル式のイン
バータ回路において、同様の対策を施しても同様の効果
を得ることができる。さらに、エミッタ電位の変化によ
る出力の調整や、MOSトランジスタのオン抵抗特性を
利用した温度補償や過電流抑制の効果は、他励式インバ
ータにおいても同様に適用できることは言うまでも無
い。
【0021】
【発明の効果】請求項1記載の発明によれば、スイッチ
ング素子の少なくとも1つと直列的に電界効果トランジ
スタを接続し、この電界効果トランジスタのゲート端子
にスイッチングしない制御電圧を与えるようにしたの
で、電界効果トランジスタがオン状態のときの内部抵抗
の温度特性を利用して、スイッチング素子の温度特性を
補償することができるという効果がある。
ング素子の少なくとも1つと直列的に電界効果トランジ
スタを接続し、この電界効果トランジスタのゲート端子
にスイッチングしない制御電圧を与えるようにしたの
で、電界効果トランジスタがオン状態のときの内部抵抗
の温度特性を利用して、スイッチング素子の温度特性を
補償することができるという効果がある。
【0022】請求項2記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を可変と
したことにより、自励式のインバータ回路であっても、
簡単な構成でインバータの出力を可変とすることができ
るという効果がある。また、請求項1記載の発明の効果
も同時に奏することができるので、2つの効果が1つの
構成で達成できることにより、コストダウンや小型化を
実現できるという効果がある。
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を可変と
したことにより、自励式のインバータ回路であっても、
簡単な構成でインバータの出力を可変とすることができ
るという効果がある。また、請求項1記載の発明の効果
も同時に奏することができるので、2つの効果が1つの
構成で達成できることにより、コストダウンや小型化を
実現できるという効果がある。
【0023】請求項3記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を電源投
入後の一定時間にわたり低減するためのタイマー回路を
備えたので、電源投入時にスイッチング素子その他の回
路部品に加わるストレスを低減することができるという
効果がある。
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を電源投
入後の一定時間にわたり低減するためのタイマー回路を
備えたので、電源投入時にスイッチング素子その他の回
路部品に加わるストレスを低減することができるという
効果がある。
【0024】請求項4記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタを流れる電流によって当該電界効果トラ
ンジスタの両端に生ずる電圧降下が一定レベル以上とな
ったことを検出したときに、インバータの出力を抑制す
るようにしたので、放電灯の寿命末期などの過電流を防
止することができるという効果がある。
果トランジスタを流れる電流によって当該電界効果トラ
ンジスタの両端に生ずる電圧降下が一定レベル以上とな
ったことを検出したときに、インバータの出力を抑制す
るようにしたので、放電灯の寿命末期などの過電流を防
止することができるという効果がある。
【図1】本発明の第1実施例の回路図である。
【図2】本発明の第2実施例の回路図である。
【図3】本発明の第3実施例の要部回路図である。
【図4】本発明の第4実施例の要部回路図である。
【図5】本発明の第5実施例の要部回路図である。
【図6】本発明の第6実施例の回路図である。
【図7】本発明の第7実施例の回路図である。
【図8】第1の従来例の回路図である。
【図9】第2の従来例の回路図である。
【図10】第3の従来例の回路図である。
【図11】第4の従来例の回路図である。
Q1 トランジスタ Q2 トランジスタ Q4 MOSトランジスタ T1 駆動トランス L1 インダクタ C1 コンデンサ C2 コンデンサ FL 放電灯 E 直流電源 S 制御回路
Claims (4)
- 【請求項1】 直流電源と、この直流電源の直流電圧
をスイッチングして高周波電圧に変換するための少なく
とも1つのスイッチング素子と、前記スイッチング素子
を駆動するための駆動回路と、前記高周波電圧を印加さ
れるLC共振回路と、このLC共振回路に生じる共振電
圧を印加される放電灯とを含むインバータ点灯装置にお
いて、前記スイッチング素子の少なくとも1つと直列的
に電界効果トランジスタを接続し、この電界効果トラン
ジスタのゲート端子にスイッチングしない制御電圧を与
える制御回路を設けたことを特徴とするインバータ点灯
装置。 - 【請求項2】 前記制御回路は、前記電界効果トラン
ジスタのゲート端子に印加される電圧を可変とする手段
を備えることを特徴とする請求項1記載のインバータ点
灯装置。 - 【請求項3】 前記制御回路は、前記電界効果トラン
ジスタのゲート端子に印加される電圧を電源投入後の一
定時間にわたり低減するためのタイマー回路を備えるこ
とを特徴とする請求項1記載のインバータ点灯装置。 - 【請求項4】 前記電界効果トランジスタを流れる電
流によって当該電界効果トランジスタの両端に生ずる電
圧降下が一定レベル以上となったことを検出する過電流
検出手段と、過電流検出手段の検出出力によってインバ
ータの出力を抑制させる制御手段とを有することを特徴
とする請求項1記載のインバータ点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4188433A JPH0636884A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | インバータ点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4188433A JPH0636884A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | インバータ点灯装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0636884A true JPH0636884A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16223592
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4188433A Pending JPH0636884A (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | インバータ点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0636884A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020014578A (ko) * | 2000-08-18 | 2002-02-25 | 박용대 | 고압방전램프의 안정기용 보호회로 |
KR100443711B1 (ko) * | 2001-06-18 | 2004-08-21 | (주)세광에너텍 | 전계방전램프 인버터회로 |
JP2006195035A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-07-27 | Yokogawa Electric Corp | 液晶表示方法及び液晶表示装置 |
JP2012048981A (ja) * | 2010-08-26 | 2012-03-08 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 照明点灯装置及びそれを用いた照明器具 |
-
1992
- 1992-07-15 JP JP4188433A patent/JPH0636884A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020014578A (ko) * | 2000-08-18 | 2002-02-25 | 박용대 | 고압방전램프의 안정기용 보호회로 |
KR100443711B1 (ko) * | 2001-06-18 | 2004-08-21 | (주)세광에너텍 | 전계방전램프 인버터회로 |
JP2006195035A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-07-27 | Yokogawa Electric Corp | 液晶表示方法及び液晶表示装置 |
JP4687112B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2011-05-25 | 横河電機株式会社 | 液晶表示装置 |
JP2012048981A (ja) * | 2010-08-26 | 2012-03-08 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 照明点灯装置及びそれを用いた照明器具 |
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