JPH0636884A - インバータ点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】インバータ回路を用いて放電灯を点灯させるイ
ンバータ点灯装置において、温度による出力変動を抑制
して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止する
と共に、放電灯の始動制御や調光制御を実現する。 【構成】トランジスタＱ₂ と直列的に電界効果トランジ
スタＱ₄ を接続し、この電界効果トランジスタＱ₄ のゲ
ート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制御回
路Ｓを設けた。 【効果】電界効果トランジスタＱ₄ のオン状態のときの
内部抵抗の温度特性を利用して、トランジスタＱ₂ の温
度特性を補償できる。また、電界効果トランジスタＱ₄
のゲート電圧を可変とすることにより、インバータの出
力を可変とすることができ、始動制御や調光制御、過負
荷保護等の機能を容易に実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
て得られる直流電力を高周波電力に変換して放電灯を高
周波点灯させるインバータ点灯装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ点灯装置の回路図を図
８に示す。以下、その回路構成について説明する。交流
電源ＡＣには、インダクタＬ₇ とコンデンサＣ₇ よりな
るフィルタ回路とヒューズＦＳを介してダイオードブリ
ッジＤＢの交流入力端子が接続されている。ダイオード
ブリッジＤＢの直流出力端子には、平滑用のコンデンサ
Ｃ₈ が並列接続されている。このコンデンサＣ₈ の両端
には、インバータ回路のスイッチング素子としてのトラ
ンジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のエミッタには、エミッタ抵抗Ｒ
₂₁，Ｒ₂₂が直列的に挿入されている。インバータ回路の
負荷としては、放電灯ＦＬを含むＬＣ共振回路が接続さ
れている。インダクタＬ₁ はコンデンサＣ₂ とＬＣ直列
共振回路を構成している。各トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ は
駆動トランスＴ₁ により自励発振駆動される。この自励
発振を開始させるために、抵抗Ｒ₃ 、コンデンサＣ₃ 、
ダイオードＤ₃ 、及びトリガー素子Ｑ₃ よりなる周知の
起動回路が設けられている。

【０００３】この装置では、交流電源ＡＣをダイオード
ブリッジＤＢにより全波整流し、コンデンサＣ₈ により
平滑して直流電力を得ると共に、この直流電力をトラン
ジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の自励発振により高周波電力に変換し
て、放電灯ＦＬを含むＬＣ共振回路に印加して、放電灯
ＦＬを高周波点灯させている。このようなインバータ点
灯装置においては、スイッチング素子としてのトランジ
スタＱ₁ ，Ｑ₂ と直列にエミッタ抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂が接続
されることが多い。このエミッタ抵抗Ｒ₂₁，Ｒ ₂₂は、ト
ランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ に負帰還をかけて電流を制限する
作用があるので、回路動作の安定化を図ったり、点灯時
のスイッチング電流を制限することができる。また、放
電灯ＦＬの寿命末期の半波放電時や無負荷時のような非
定常状態において、スイッチング電流に過電流が発生す
る場合に、これを抑制することができる。例えば、図８
の回路において、トランジスタＱ₁ がオンしている場
合、そのコレクタ電流により、エミッタ抵抗Ｒ₂₁の両端
に電圧降下が発生する。したがって、トランジスタＱ₁
のベースに供給される駆動電圧は、駆動トランスＴ₁の
２次巻線に誘起された電圧からエミッタ抵抗Ｒ₂₁での電
圧降下分を差し引いた電圧に低減される。このため、過
電流等により、エミッタ抵抗Ｒ₂₁の両端に大きな電圧降
下が生じるほどトランジスタＱ₁ は早くオフするように
なり、スイッチング電流を制限できる。

【０００４】図９は他の従来例の回路図である。交流電
源に接続される電源プラグＰは電源スイッチＳＷを介し
てダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、平
滑用のコンデンサＣ₈ が並列接続されている。このコン
デンサＣ₈ の両端には、交流電源電圧を整流平滑した直
流電圧が得られる。この直流電圧は、発振トランスＴｆ
の１次巻線Ｎ₁ とスイッチング用のトランジスタＱ₁ 及
びそのエミッタ抵抗Ｒ₁₈の直列回路に印加されている。
発振トランスＴｆの１次巻線Ｎ₁ には、共振用のコンデ
ンサＣ₄ が並列接続されている。トランジスタＱ₁ のベ
ースには、抵抗Ｒ₁₆，Ｒ₁₇により固定バイアスが与えら
れると共に、発振トランスＴｆの帰還巻線Ｎ₃ からコン
デンサＣ ₉ を介して自励発振駆動のための帰還電流が与
えられている。発振トランスＴｆの２次巻線Ｎ₂ には、
直列２灯の放電灯ＦＬ₁ ，ＦＬ₂ がコンデンサＣ₁ を介
して接続されている。各放電灯ＦＬ₁ ，ＦＬ₂ のフィラ
メントには、発振トランスＴｆの予熱巻線Ｎ₄ ，Ｎ₅ ，
Ｎ₆ からコンデンサＣ₁₀，Ｃ₁₁，Ｃ₁₂を介して予熱電流
が供給されている。発振トランスＴｆとしては、リーケ
ージタイプのトランスが使用されており、これが放電灯
ＦＬ₁ ，ＦＬ₂ の限流要素として作用する。このような
一石式のインバータ点灯装置においても、スイッチング
素子としてのトランジスタＱ₁ にはエミッタ抵抗Ｒ₁₈が
直列的に接続されており、その負帰還作用により、上記
と同様の効果が得られるものである。

【０００５】また、図１０はプッシュプル式のインバー
タ点灯装置の回路図であり、発振トランスＴｆの１次巻
線Ｎ₁ のセンタータップは直流電源Ｅの正極に接続され
ている。１次巻線Ｎ₁ の両端間には共振用のコンデンサ
Ｃ₅ が並列的に接続されている。１次巻線Ｎ₁ の一端は
第１のトランジスタＱ₁ のコレクタに接続されており、
他端は第２のトランジスタＱ₂ のコレクタに接続されて
いる。各トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のエミッタは、それぞ
れ抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂を介して直流電源Ｅの負極に接続され
ている。発振トランスＴｆは帰還巻線Ｎ₃ を有してお
り、そのセンタータップは抵抗Ｒ₆ とコンデンサＣ₆ の
並列回路を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。
帰還巻線Ｎ₃ の一端は第１のトランジスタＱ₁ のベース
に接続されており、他端は第２のトランジスタＱ₂ のベ
ースに接続されている。発振トランスＴｆの２次巻線Ｎ
₂ には、限流用のインダクタＬ₁ を介して放電灯ＦＬが
接続されている。この放電灯ＦＬの各フィラメントは、
発振トランスＴｆの予熱巻線に接続されている。直流電
源Ｅを投入すると、トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のいずれか
一方が先にオンとなり、その後、帰還巻線Ｎ₃ からの帰
還電流によりトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ が交互にオン／オ
フされて、自励発振駆動が行われる。この従来例におい
ても、スイッチング素子としてのトランジスタＱ₁ ，Ｑ
₂ には、エミッタ抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂がそれぞれ直列的に接
続されており、その負帰還作用により、上記と同様の効
果が得られるものである。

【０００６】以上の図８〜図１０に示したような自励式
のインバータ点灯装置においては、出力制御が難しく、
放電灯ＦＬを負荷とした場合には、フィラメントの予熱
制御が困難であり、放電灯ＦＬの短寿命化などの諸課題
があった。そこで、出力制御が難しいという自励式イン
バータの欠点を解消するために、一方のスイッチング素
子を自励駆動とし、他方のスイッチング素子を制御回路
により他励駆動する自励他制式のインバータ等がよく知
られているが、その制御回路は複雑なものとなる。

【０００７】一方、図１１に示すように、エミッタ抵抗
Ｒｅにより出力を制御するという方式が知られている
（特開昭５６−１４５６９２号公報）。この回路方式で
は、図９に示した一石式インバータ回路において、エミ
ッタ抵抗Ｒｅとして、２つの抵抗Ｒ₁₈，Ｒ₁₉を直列に接
続しており、一方の抵抗Ｒ₁₉と並列にスイッチＳ₁ を接
続している。このスイッチＳ₁ を開閉することにより、
エミッタ抵抗Ｒｅを切り替えることができ、簡単な構成
で段階的な出力の調整ができる。また、この回路方式も
図１１の一石式インバータ回路に限らず、ハーフブリッ
ジ回路、プッシュプル回路であっても構わない。なお、
温度変化に対する出力の補正、安定化のために、エミッ
タ抵抗Ｒｅの代わりにＰＴＣ（正特性サーミスタ）のよ
うな正の温度係数を有する抵抗素子を用いる方式も提案
されている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述のような放電灯を
負荷とした自励式のインバータ回路においては、放電灯
の点灯前、あるいは放電灯の始動時に完全に自励発振で
回路が動作してしまうために、スイッチング素子その他
の回路部品に加わるストレスが大きくなり、放電灯の寿
命も短くなってしまうという問題があった。また、自励
他制式のインバータ回路においても、スイッチング素子
その他の回路部品に加わるストレスの防止対策は、制御
回路で行うのが一般的であるので、電源投入後、制御電
源が所定の電圧に立ち上がるまでは、上記のストレスが
生じるという問題があった。

【０００９】以上のような従来例において、スイッチン
グ素子としてのトランジスタのエミッタに直列に接続さ
れたエミッタ抵抗を用いることによって、インバータの
動作を安定化させることが可能となり、さらに、エミッ
タ抵抗の値を切り換えることによって、自励式インバー
タにおいても或る程度の出力制御が可能となる。しかし
ながら、特に自励式インバータにおいては、自己発熱あ
るいは周囲温度の変化によって、スイッチング素子の特
性が変化し、出力が変動する欠点を生ずる。すなわち、
スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使用
した場合には、温度の上昇によって電流増幅率が大きく
なり、ストレージタイムも増大する。また、ベース・エ
ミッタ特性が変化し、出力が増大する方向に変化する。
特に、蛍光灯などの放電灯を負荷とする場合、寿命末期
において、半波放電状態が存在することが知られてい
る。このような状態では、回路電流が増加し、部品発熱
によって更に過酷な条件となり、スイッチング素子の熱
暴走に至ることもある。

【００１０】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、インバータ回路を用いて放電灯を点灯させ
るインバータ点灯装置において、温度による出力変動を
抑制して、スイッチング素子の熱暴走による破壊を防止
すると共に、特に出力制御が難しい自励式インバータに
おいて、熱陰極型放電灯のように始動時に予熱の必要な
放電灯を負荷とする場合には、電源投入より一定時間に
わたり出力を低減して、予熱不十分な状態で点灯しない
ような制御を容易に実現し、さらに、通常点灯時の出力
を容易に制御でき、放電灯の明るさを可変とする調光機
能を実現し、小型化、コストダウンを可能とすることを
目的とするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
Ｅと、この直流電源Ｅの直流電圧をスイッチングして高
周波電圧に変換するためのトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ と、
前記トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ を駆動するための駆動回路
と、前記高周波電圧を印加されるＬＣ共振回路と、この
ＬＣ共振回路に生じる共振電圧を印加される放電灯ＦＬ
とを含むインバータ点灯装置において、前記トランジス
タＱ₁ ，Ｑ₂ の少なくとも１つと直列的に電界効果トラ
ンジスタＱ₄ を接続し、この電界効果トランジスタＱ₄
のゲート端子にスイッチングしない制御電圧を与える制
御回路Ｓを設けたことを特徴とするものである。

【００１２】

【作用】本発明では、従来のエミッタ抵抗を接続してい
た箇所に電界効果トランジスタＱ₄ を接続し、電界効果
トランジスタＱ₄ のオン状態のときの内部抵抗（いわゆ
るオン抵抗Ｒｏｎ）をエミッタ抵抗の代用とし、更にそ
の温度特性を利用することによって、スイッチング素子
としてのトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の温度特性を補償して
いる。また、この電界効果トランジスタＱ₄ のゲート電
位を変えて、オン抵抗Ｒｏｎを変化させることによっ
て、インバータ出力を制御することもでき、従来は個別
に必要であった機能を１つの手段により実現することが
できるものである。

【００１３】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、
トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の直列回路がＭＯＳトランジス
タＱ₄ を介して接続されている。トランジスタＱ₁ のコ
レクタ・エミッタ間には、ダイオードＤ₁ が逆並列接続
されている。トランジスタＱ₂ とＭＯＳトランジスタＱ
₄ の直列回路には、ダイオードＤ₂ が逆並列接続されて
いる。トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の接続点は、駆動トラン
スＴ₁ の１次巻線とインダクタＬ₁ を介して放電灯ＦＬ
の一端に接続されている。放電灯ＦＬの他端は、コンデ
ンサＣ₁ を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。
駆動トランスＴ₁ の第１の２次巻線に得られる誘起電圧
は、抵抗Ｒ₁ を介してトランジスタＱ₁ のベース・エミ
ッタ間に印加されている。また、第２の２次巻線に得ら
れる誘起電圧は、抵抗Ｒ₂ とＭＯＳトランジスタＱ₄ を
介してトランジスタＱ₂ のベース・エミッタ間に印加さ
れている。トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の自励発振を開始さ
せるための起動回路は、抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₃ 、ダ
イオードＤ₃ 及びトリガー素子Ｑ₃ により構成されてい
る。

【００１４】本実施例では、直流電源Ｅが投入されて
も、ＭＯＳトランジスタＱ₄ がオンされなければ自励発
振が行われない。制御電源が立ち上がると、制御回路Ｓ
からＭＯＳトランジスタＱ₄ のゲート端子に制御電圧が
印加されて、ＭＯＳトランジスタＱ₄ がオンされる。こ
のとき、ゲート電圧を調整することにより、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ₄ のオン抵抗Ｒｏｎを変化させ、主スイッチ
ング素子としてのトランジスタＱ₂ に流れる電流を制限
し、出力を調整するものである。

【００１５】ここで、ＭＯＳトランジスタＱ₄ のオン抵
抗Ｒｏｎには、２つの特性がある。第１の特性は、温度
が上昇するとオン抵抗が大きくなるという特性であり、
第２の特性は、ドレイン−ソース間電流が増えると、オ
ン抵抗が大きくなるという特性である。温度上昇時に、
主スイッチング素子としてのトランジスタＱ₂ の電流増
幅率が増加し、オン・デューティが長くなり、出力電流
が増加するが、上記の第１の特性により、トランジスタ
Ｑ₂ のエミッタ電位が上がり、オン・デューティを短く
する効果がある。よって、温度上昇時の出力の安定化を
図れる。これにより、始動時の回路部品に対するストレ
スの低減と出力の調整、及び温度変化に対する出力の補
正を、一つの回路構成で同時に達成できる。また、付加
的な効果として、過電流がトランジスタＱ₂ に流れた場
合、上記の第２の特性により、従来のエミッタ抵抗を用
いる場合に比べて、トランジスタＱ₂ のエミッタ電位が
上がり、トランジスタＱ₂ のオン・デューティをさらに
小さくでき、過電流抑制効果が増すものである。

【００１６】さらに、図２の実施例のように、トランジ
スタＱ₂ のエミッタ電位を用いて過電流検出を行う場合
には、従来のエミッタ抵抗を用いる場合に比べて電圧降
下が増えるので、検出が容易になる。この実施例では、
直流電源Ｅの直流電圧を抵抗Ｒａ，Ｒｂにより分圧して
基準電圧を作成し、コンパレータＣＰの反転入力端子に
印加している。コンパレータＣＰの非反転入力端子に
は、ＭＯＳトランジスタＱ₄ のドレイン電位が印加され
ている。主スイッチング素子としてのトランジスタＱ₂
に過電流が流れると、ＭＯＳトランジスタＱ₄ のドレイ
ン電位が上昇し、これが基準電圧を越えると、コンパレ
ータＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなり、トランジスタ
Ｑ₅ がオンとなり、トランジスタＱ₂ を強制的にオフさ
せる。これにより、トランジスタＱ₂ のオン・デューテ
ィを制限することができる。

【００１７】本発明におけるＭＯＳトランジスタＱ₄ の
制御回路Ｓとしては、例えば、図３に示すように、タイ
マー回路を用いてＭＯＳトランジスタＱ₄ のゲート電圧
を２段階に切り換える回路が挙げられる。この回路で
は、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ₇ ，Ｒ₈ ，Ｒ₉ で分圧
して、高低２種類の基準電圧を作成し、その低い方の基
準電圧を第１のコンパレータＣＰ₁ の非反転入力端子に
印加し、高い方の基準電圧を第２のコンパレータＣＰ₂
の非反転入力端子に印加している。各コンパレータＣＰ
₁ ，ＣＰ₂ の反転入力端子には、コンデンサＣ₁₀の電圧
が印加されている。このコンデンサＣ₁₀は、電源投入
後、抵抗Ｒ₁₀を介して徐々に充電されて、その電圧が上
昇して行く過程で第１のコンパレータＣＰ₁ と第２のコ
ンパレータＣＰ₂ の出力が順次反転して、ＭＯＳトラン
ジスタＱ₄ のゲート電圧が２段階に切り換えられるもの
である。

【００１８】また、図４に示すように、ＭＯＳトランジ
スタＱ₄ のゲート電圧を可変電圧源Ｖ₁ により連続的に
変化させれば、ＭＯＳトランジスタＱ₄ のオン抵抗Ｒｏ
ｎが連続的に変化するので、前述の図１に示した自励式
インバータにおいて連続的な出力の調整を行うことが可
能となる。

【００１９】さらに、図５に示すように、カレントミラ
ー回路を用いた場合にも可変抵抗ＶＲを調整することに
より連続的な出力調整を行うことが可能である。この回
路では、トランジスタＱ₈ ，Ｑ₉ がカレントミラー回路
を構成しており、制御電源ＶｃｃからトランジスタＱ₉
を介して可変抵抗ＶＲに流れる電流と同じ電流がトラン
ジスタＱ₈ を介して流れる。トランジスタＱ₇ はコレク
タ・ベース間を短絡されて、ダイオードとして使用され
ている。このダイオードと抵抗Ｒ₁₄の直列回路に前記電
流が流れることにより電圧降下が発生し、これがＭＯＳ
トランジスタＱ ₄ のゲートに制御電圧として与えられ
る。なお、制御回路Ｓの回路構成は、図５の回路に限定
されるものではなく、ＭＯＳトランジスタＱ₄ のゲート
に印加される制御電圧を変化させるものであれば、どの
ような回路でも構わない。

【００２０】以上の実施例では、下段のトランジスタＱ
₂ のみに対策を施したが、上段のトランジスタＱ₁ に、
或いは上下段両方に同様の対策を施しても同様の効果を
得ることができる。また、図６に示すような一石式のイ
ンバータ回路や図７に示すようなプッシュプル式のイン
バータ回路において、同様の対策を施しても同様の効果
を得ることができる。さらに、エミッタ電位の変化によ
る出力の調整や、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗特性を
利用した温度補償や過電流抑制の効果は、他励式インバ
ータにおいても同様に適用できることは言うまでも無
い。

【００２１】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、スイッチ
ング素子の少なくとも１つと直列的に電界効果トランジ
スタを接続し、この電界効果トランジスタのゲート端子
にスイッチングしない制御電圧を与えるようにしたの
で、電界効果トランジスタがオン状態のときの内部抵抗
の温度特性を利用して、スイッチング素子の温度特性を
補償することができるという効果がある。

【００２２】請求項２記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を可変と
したことにより、自励式のインバータ回路であっても、
簡単な構成でインバータの出力を可変とすることができ
るという効果がある。また、請求項１記載の発明の効果
も同時に奏することができるので、２つの効果が１つの
構成で達成できることにより、コストダウンや小型化を
実現できるという効果がある。

【００２３】請求項３記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタのゲート端子に印加される電圧を電源投
入後の一定時間にわたり低減するためのタイマー回路を
備えたので、電源投入時にスイッチング素子その他の回
路部品に加わるストレスを低減することができるという
効果がある。

【００２４】請求項４記載の発明によれば、前記電界効
果トランジスタを流れる電流によって当該電界効果トラ
ンジスタの両端に生ずる電圧降下が一定レベル以上とな
ったことを検出したときに、インバータの出力を抑制す
るようにしたので、放電灯の寿命末期などの過電流を防
止することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第２実施例の回路図である。

【図３】本発明の第３実施例の要部回路図である。

【図４】本発明の第４実施例の要部回路図である。

【図５】本発明の第５実施例の要部回路図である。

【図６】本発明の第６実施例の回路図である。

【図７】本発明の第７実施例の回路図である。

【図８】第１の従来例の回路図である。

【図９】第２の従来例の回路図である。

【図１０】第３の従来例の回路図である。

【図１１】第４の従来例の回路図である。

【符号の説明】

Ｑ₁ トランジスタ Ｑ₂ トランジスタ Ｑ₄ ＭＯＳトランジスタ Ｔ₁ 駆動トランス Ｌ₁ インダクタ Ｃ₁ コンデンサ Ｃ₂ コンデンサ ＦＬ 放電灯 Ｅ 直流電源 Ｓ 制御回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、この直流電源の直流電圧
   をスイッチングして高周波電圧に変換するための少なく
   とも１つのスイッチング素子と、前記スイッチング素子
   を駆動するための駆動回路と、前記高周波電圧を印加さ
   れるＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路に生じる共振電
   圧を印加される放電灯とを含むインバータ点灯装置にお
   いて、前記スイッチング素子の少なくとも１つと直列的
   に電界効果トランジスタを接続し、この電界効果トラン
   ジスタのゲート端子にスイッチングしない制御電圧を与
   える制御回路を設けたことを特徴とするインバータ点灯
   装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路は、前記電界効果トラン
   ジスタのゲート端子に印加される電圧を可変とする手段
   を備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ点
   灯装置。
3. 【請求項３】 前記制御回路は、前記電界効果トラン
   ジスタのゲート端子に印加される電圧を電源投入後の一
   定時間にわたり低減するためのタイマー回路を備えるこ
   とを特徴とする請求項１記載のインバータ点灯装置。
4. 【請求項４】 前記電界効果トランジスタを流れる電
   流によって当該電界効果トランジスタの両端に生ずる電
   圧降下が一定レベル以上となったことを検出する過電流
   検出手段と、過電流検出手段の検出出力によってインバ
   ータの出力を抑制させる制御手段とを有することを特徴
   とする請求項１記載のインバータ点灯装置。