JP3621217B2 - 自励発振型駆動制御回路 - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＯＳゲート型デバイス（ＭＯＳ ｇａｔｅｄ ｄｅｖｉｃｅ）の駆動制御回路に関し、更に詳しくは、ソフトスタート特性を有するランプ安定器のための自励発振型駆動制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
カリフォルニア州エル・セグンドのインターナショナル・レクチファイヤー・コーポレーション（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｅｌ Ｓｅｇｕｎｄ， Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）によって販売されているＩＲ２１５Ｘおよびそのファミリのデバイスの駆動制御回路のような自励発振型ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路の基本的な制約の一つは、そのＲＴ端子およびＣＴ端子への入力が固定値のときにそれらに固有の固定周波数で動作するということである。
【０００３】
安定器の用途では、上記により、不足電圧（ＵＶ）のロックアウト電圧（ｕｎｄｅｒｖｏｌｔａｇｅ ｌｏｃｋｏｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ）を越えた後において発振が開始されると、直ちに、ハーフブリッジの形に接続されたＭＯＳＦＥＴから大電流が要求される。
【０００４】
定常状態の動作において十分な性能が得られるようにＭＯＳＦＥＴが選択される最適な安定器設計では、始動電流（ｓｔａｒｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）が増えるとＭＯＳＦＥＴに過大な負担が加わり、その結果、故障率が高くなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであって、瞬時停電（ｍｏｍｅｎｔａｒｙ ｉｎｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｏｎ）の後であってもランプをソフトスタートさせることができ、本来的に信頼性の低い正温度係数サーミスタによるスタート回路を不要とする自励発振型駆動制御回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するためになされた本発明に係る自励発振型の制御回路は、ハーフブリッジ接続の１対の電力用ＭＯＳＦＥＴを駆動する信号を生成する制御回路であって、電圧ＶＣＣの電源に接続されるＶＣＣ端子と、複数の入力端子と複数の出力端子とを有する回路手段であって、前記信号を前記複数の出力端子において生成して、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴに供給し、前記信号の発振を前記複数の入力端子での電圧により制御する回路手段を備える。前記複数の入力端子の中の前記第１の入力端子と第２の入力端子との間に抵抗が接続され、前記第２の入力端子とＧ端子との間に固定電圧手段とコンデンサとが直列に接続され、前記固定電圧手段は一定電圧を前記コンデンサの充電／放電電圧から減じ、前記電圧Ｖccがその動作電圧に向かって増大するときに前記回路手段のソフトスタートをもたらす。
【０００７】
上記駆動制御回路において、固定電圧手段にはツェナーダイオードを使用することができる。また、固定電圧手段に、互いに非並列に接続された少なくとも２列のダイオードを使用してもよい。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１に示す回路は、型番ＩＲ２１５Ｘというチップ１００に接続された抵抗ＲＴとコンデンサＣＴの値により出力方形波の周波数が決まる既知の基本的な自励発振のハーフブリッジ回路である。正の電圧ＶＴは、電圧降下抵抗（ｄｒｏｐｐｉｎｇ ｒｅｓｉｓｔｏｒ）ＲＳを介してピンＶｃｃに供給される。ダイオード１２およびコンデンサ１３から成る従来のブートストラップ回路を備えている。上述のように、始動電流が大きいと、電力用ＭＯＳＦＥＴ１０または１１に損傷を与える可能性がある。
【０００９】
本発明の第１の実施形態において、ソフトスタートをする新規な本発明に係る安定器は、タイミングコンデンサＣＴの充放電を行うために、図２に示すように、ダイオードアレイ（ｄｉｏｄｅ ａｒｒａｙ）２０を使用している。このアレイ２０は１Ｎ９１４という５個のダイオードから成り、コンデンサＣＴの容量は０．００２２μＦである。抵抗ＲＴの抵抗値は２４．５ｋΩである。改良された回路では、最小の不足電圧（ｍｉｎｉｍｕｍ ｕｎｄｅｒｖｏｌｔａｇｅ）ＶＵＶを越えると、（図１の場合と同様に）直ちに発振が開始される。しかし、双方向ダイオードアレイ２０は、コンデンサが充電または放電する電圧の一部を減じるため、抵抗ＲＴおよびコンデンサＣＴによる発振周波数は、ダイオードが存在しない場合よりも高くなっている。
【００１０】
電圧Ｖｃｃが最小の不足電圧ＶＵＶから正常動作電圧まで増大すると、すなわち、通常、約９ボルトから約１５ボルトまで増大すると、ダイオードアレイ２０は、一定電圧をコンデンサＣＴの充電／放電電圧から減じる。コンデンサＣＴの切換点（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）は電圧Ｖｃｃの１／３と２／３であって、電圧Ｖｃｃは増大している。したがって、実際のコンデンサＣＴの切換電圧（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｖｏｌｔａｇｅ）も比例して増大する。上記ダイオードアレイの電圧は一定であって電圧Ｖｃｃに依存しないため、コンデンサＣＴの充電および放電電圧は、電圧Ｖｃｃの１／３および２／３という限定された値ではないが、実際には、電圧Ｖｃｃは変化するので、次式によって表されるＶｃｃの線形関数である。
ｆｏｓｃ ∝ １／Ｖｃｃ＋ｋ
ここで、ｋは不足電圧のロックアウト電圧ＶＵＶである。
【００１１】
動作中において、上記周波数は、発振開始時に高く、電圧Ｖｃｃが上昇すると低下する。このプロセスの生じるレートは、時限式予熱サイクル（ｔｉｍｅｄ ｐｒｅｈｅａｔ ｃｙｃｌｅ）を実行し、次に共振点付近でランプのソフトスタートを行い、最後に最終的な発振周波数に達したときに制御電力レベルをもたらすために、利用することができる。停電によって電圧Ｖｃｃが低下したときは必ず、ソフトスタートのプロセスが繰り返される。
【００１２】
図３は本発明の第２の実施形態を示しており、この実施形態では、図２に示したダイオード２０が２ボルトのツェナーダイオード３０およびコンデンサ３１に置き換えられている。このとき、ＩＲ２１５ＸチップのＶｃｃのピンに可変の正電圧が印加される。周波数ｆｏｓｃが不足電圧ＶＵＶを越える電圧Ｖｃｃに比例することを示すことができ、これは、ソフトスタートの安定器の駆動制御回路に対する理想的なシナリオである。
【００１３】
本発明はその特定の実施形態に関して説明されたが、当業者にとっては、他の多くの変形や、修正、他の使用が可能なことは明白であろう。したがって、本発明は、ここでの特定の開示に限定されるものではなく、添付された特許請求の範囲によってのみ限定される。
【００１４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、瞬時停電の後であってもランプをソフトスタートさせることができ、従来よりも始動電流が抑えられて、ＭＯＳＦＥＴへの負担が軽減される。その結果、故障率も低くなる。また本発明に係る新規な回路によれば、自励発振型駆動制御回路を使用した全ての安定器に対する他の設計に比べ、コストを抑えつつ性能を向上させるとともに構成部品数を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】蛍光ランプのような放電灯のための従来のハーフブリッジ安定回路（駆動制御回路）を示す回路図。
【図２】本発明の一実施形態である駆動制御回路を示す回路図。
【図３】本発明の第２の実施形態である駆動制御回路を示す回路図。
【符号の説明】
１０，１１ …電力用ＭＯＳＦＥＴ
２０ …ダイオードアレイ
３０ …ツェナーダイオード
１００ …型番ＩＲ２１５Ｘのチップ

Claims (16)

  1. ハーフブリッジ接続の１対の電力用ＭＯＳＦＥＴを駆動する信号を生成する自励発振型の制御回路であって、
    電圧ＶＣＣの電源に接続されるＶＣＣ端子と、複数の入力端子と複数の出力端子とを有する回路手段であって、前記信号を前記複数の出力端子において生成して、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴに供給し、前記信号の発振を前記複数の入力端子での電圧により制御する回路手段を備え、
    前記複数の入力端子の中の前記第１の入力端子と第２の入力端子との間に抵抗が接続され、前記第２の入力端子とＧ端子との間に固定電圧手段とコンデンサとが直列に接続され、
    前記固定電圧手段は一定電圧を前記コンデンサの充電／放電電圧から減じ、前記電圧Ｖccがその動作電圧に向かって増大するときに前記回路手段のソフトスタートをもたらす
    制御回路。
  2. 請求項１に記載の制御回路において、前記第１の入力端子と第２の入力端子が前記チップのＲＴ端子およびＣＴ端子である制御回路。
  3. 請求項２に記載の制御回路において、ＲＴ端子およびＣＴ端子の間に抵抗器が接続され、ＣＴ端子に接続された前記固定電圧手段に直列にコンデンサが接続される制御回路。
  4. 請求項１〜３のいずれかに記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
  5. 請求項１〜３のいずれかに記載の制御回路において、前記固定電圧手段がツェナーダイオードを有している制御回路。
  6. 請求項１〜３のいずれかに記載の制御回路において、前記固定電圧手段が、互いに非並列に接続された少なくとも２列のダイオードを有する制御回路。
  7. 請求項５に記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
  8. 請求項６に記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
  9. 請求項１〜３のいずれかに記載の制御回路において、前記信号の発振周波数が電圧Ｖccの逆数に定数を加算した値に比例する制御回路。
  10. 請求項４に記載の制御回路において、前記信号の発振周波数が電圧Ｖccの逆数に定数を加算した値に比例する制御回路。
  11. 請求項７に記載の制御回路において、前記信号の発振周波数が電圧Ｖccの逆数に定数を加算した値に比例する制御回路。
  12. 請求項８に記載の制御回路において、前記信号の発振周波数が電圧Ｖccの逆数に定数を加算した値に比例する制御回路。
  13. 請求項２に記載の制御回路において、前記信号の発振周波数が電圧Ｖccの逆数に定数を加算した値に比例する制御回路。
  14. 請求項１に記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
  15. 請求項１２に記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
  16. 請求項１３に記載の制御回路において、前記１対の電力用ＭＯＳＦＥＴがランプ回路に接続されることを特徴とする制御回路。
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