DE69710399T2

DE69710399T2 - Resonanz-Leistungswandler und Verfahren zum Steuern desselben

Info

Publication number: DE69710399T2
Application number: DE69710399T
Authority: DE
Inventors: Hideki Miyazaki; Yuichi Namura; Hiroyuki Shoji
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-09-03
Filing date: 1997-09-03
Publication date: 2002-10-10
Anticipated expiration: 2017-09-04
Also published as: EP0827370B1; EP0827370A3; DE69710399D1; US5977725A; EP0827370A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft Leistungswandlereinheiten des Resonanztyps und insbesondere eine in einer Beleuchtungsvorrichtung zur Lichterzeugung unter Verwendung einer hohen Resonanzfrequenz oder eines aktiven Filters des Resonanztyps zur Unterdrückung höherer Harmonien verwendbare Leistungswandlereinheit des Resonanztyps.
In der US-A-4,686,428 ist ein sich selbst einstellendes Ballastsystem für Quecksilberdampflampen mit hochintensiver Entladung beschrieben. Der Ballast weist einen Strombegrenzer auf, der den aktuellen Arbeitszyklus der Lampe modifiziert, um eine Beschädigung zu verhindern, wenn eine Birnengleichrichtung oder eine andere Überstrombedingung auftritt. Er weist auch eine Stromintegrationsrückführschleife zur Steuerung des Lampenstroms während der Anlaufzeit auf.
In den vergangenen Jahren wurde verbreitet eine Entladungsröhre (beispielsweise eine Leuchtstoffröhre) des Typs verwendet, bei dem eine Gleichspannung mittels einer Beleuchtungsnetzschaltung unter Verwendung eines Wechselrichters in eine hochfrequente Wechselspannung umgewandelt und die hochfrequente Wechselspannung an eine die Entladungsröhre enthaltende Resonanzlastschaltung angelegt werden. Die Resonanzlastschaltung enthält einen Resonanzinduktor und einen Resonanzkondensator, die zum Einstellen einer Resonanzfrequenz verwendet werden. Dieser Typ von Beleuchtungsschaltung ist eine Wechselrichterschaltung mit zwei Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtungen, die verbunden sind, um eine Halbbrückenkonfiguration zwischen der positiven und der negativen Polarität einer Gleichstromquelle zu erzeugen, und sie legt die hochfrequente Wechselspannung über die Resonanzlastschaltung an. Durch die Resonanzeinrichtung fließender Strom kann durch Verändern der Betriebsfrequenz des Wechselrichters gesteuert werden. Unter der Annahme, daß die Schaltfrequenz zum abwechselnden Ein- und Ausschalten der beiden Leistungshalbleitervorrichtungen f und die durch den Resonanzinduktor und den Kondensator bestimmte Resonanzfrequenz fo sind, verändert sich der Lampenstrom, wodurch die Lumineszenz der Entladungsröhre instabil wird, sofern f nicht für fo konstant ist.
Als erstes herkömmliches Beispiel zur Stabilisierung der Ansteuerfrequenz der Schaltungsvorrichtungen ist eine in der JP-A- 8037092 offenbarte Ansteuereinheit bekannt. Die herkömmliche Ansteuereinheit ist dadurch gekennzeichnet, daß sie 1) eine Taktgeberschaltung zur Erzeugung einer quadratischen Schwingung mit einer gewünschten Frequenz, 2) hochseitige und niederseitige Ansteuerschaltungen, die zum Ansteuern von zwei Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtungen eines Wechselrichters nach Maßgabe eines Ansteuersignals von der Taktgeberschaltung geeignet sind, 3) hochseitige und niederseitige Totzeitverzögerungsschaltungen, die zum Verhindern einer gleichzeitigen Leitung der beiden Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtungen geeignet sind, und 4) eine Pegelverschiebungsschaltung aufweist, die zur Umwandlung eines auf einem Bezugswert des gemeinsamen niederseitigen Potentials basierenden Signals in ein auf einem Bezugswert des gemeinsamen hochseitigen Potential basierendes Signal zur Übertragung des Ansteuersignals von der Taktgeberschaltung auf die hohe Seite geeignet ist, und daß diese Schaltungen in eine einzige integrierte Schaltung eingebaut sind. Es ist festzustellen, daß bei dem vorstehend beschriebenen herkömmlichen Beispiel die Schaltungsvorrichtungen entsprechend der Frequenz der Taktgeberschaltung angesteuert werden und daß diese Frequenz im wesentlichen asynchron zu einem Resonanzstrom der Lampe ist. Als zweites herkömmliches Beispiel zum Ausführen eines mit einem durch die Lampe fließenden Resonanzstrom synchronen Schaltens ist eine in der JP-A-8009655 offenbarte Steuerschaltung bekannt. In der Steuerschaltung wird eine Anschlußspannung über eine für eine Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtung vorgesehene Zirkulationsdiode (die die Funktion hat, einen Rückwartsstrom nicht zu verhindern) erfaßt, um die Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtung einzuschalten, der Strom der Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtung wird mittels eines Integrators integriert, und die Vorrichtung wird ausgeschaltet, wenn der integrierte Wert einen Bezugswert übersteigt.
Bei dem vorstehend erwähnten ersten herkömmlichen Beispiel weisen die Charakteristika der Elemente sowohl der Taktgeberschaltung als auch der Pegelverschiebungsschaltung und der Totzeitverzögerungsschaltung Unregelmäßigkeiten auf oder die Elemente unterliegen einem Temperaturanstieg, und erwartungsgemäß verschiebt sich die Schwingungsfrequenz, und der Betrieb wird verzögert. Insbesondere bei einer kürzlich gemeldeten elektrodenfreien Lampe wird die Lumineszenz einer Entladungsröhre durch ein Verfahren gesteuert, bei dem die Frequenz auf einen Wert von mehreren MHz gesteigert wird, so daß durch einen hochfrequenten Wechselstrom ein hochfrequentes Magnetfeld erzeugt werden kann und das Plasma in der Lampenröhre durch das Magnetfeld gehalten wird. Bei einem derartigen Wechselrichter des Resonanztyps mit mehreren MHz, wie vorstehend beschrieben, können eine Verschiebung der Schwingungsfrequenz und eine Verzögerung des Betriebs nicht vernachlässigbar sein. Genauer beträgt die Betriebsverzögerung unter der Annahme, daß die Verzögerungszeit 0,1 us beträgt, bei einem Stabilisator, für den eine normale Ansteuerfrequenz von 50 kHz verwendet wird, nur 0,5% einer Wellenlänge, bei einer elektrodenfreien Lampe mit 2 MHz jedoch bis zu 20% einer Wellenlänge. Wenn der Hochfrequenzwechselrichter mit einigen MHz gemäß dem herkömmlichen Verfahren gesteuert wird, tritt daher das Problem auf, daß die Unregelmäßigkeit der Ansteuerfrequenz aufgrund der Betriebsverzögerung erheblich wird.
Bei der Beleuchtungsvorrichtung steht die Schaltfrequenz f des Wechselrichters, wie in Fig. 2 gezeigt, in Wechselbeziehung zu der durch den Resonanzinduktor und den Resonanzkondensator bestimmten Resonanzfrequenz fo und an einem Resonanzpunkt (f = fo) in Beziehung zu einer Betriebsgrenze, wobei eine verzögerte Phase als f > fo und eine vorgezogene Phase als f < fo definiert sind. Der Strom IL der Resonanzschaltung hat entweder in der verzögerten Phase oder in der vorgezogenen Phase einen kleineren Wert als am Resonanzpunkt. Dementsprechend wird der Wechselrichter vorzugsweise nahe dem Resonanzpunkt betrieben, doch bei der vorgezogenen Phase tritt das Problem auf, daß in dem Wechselrichter ein Durchgangsstrom fließt.
Wenn der Wechselrichter Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtungen Q1 und Q2 aufweist, in die jeweils Zirkulationsdioden QD1 und QD2 integriert sind, und einem Verbindungskonten der Vorrichtungen Q1 und Q2 eine Ausgangsspannung Vo entnommen wird, wird die vorgezogene Phase als ein Zustand definiert, in dem eine Schwingungsform des Resonanzstroms IL um eine Phase φ vor einer Schwingungsform der Ausgangsspannung Vo liegt. Bei der vorgezogenen Phase verläuft ein Betrieb von einem Zyklus dergestalt, daß der Resonanzstrom IL während der Einschaltdauer der Vorrichtung Q1 von positiv auf negativ umgeschaltet wird und der Strom durch die Zirkulationsdiode QD1 fließt. Anschließend schaltet die Steuerschaltung die Schaltungsvorrichtung Q1 aus und schaltet im Gegenzug die Vorrichtung Q2 ein, und an die Diode QD1, durch die bis dahin ein vorwärts gerichteter Strom geflossen ist, wird abrupt eine Rückwärtsspannung angelegt. Dadurch werden in der Diode QD1 gespeicherte Elektronen und positive Löcher (die nachstehend als Restträger bezeichnet werden) abgeführt, und ein (nachstehend als Rückwärtserholungsstrom bezeichneter) Rückwärtsstrom fließt von einer Kathode zu einer Anode durch die Diode QD1. Dieser Strom fließt durch die Vorrichtung Q2, wobei er sich als Durchgangsstrom für den Wechselrichter verhält. Die zur Abführung der Restträger erforderliche Zeit wird in den Beschreibungen der Vorrichtungen als Rückwärtserholungszeit der Diode bezeichnet, und selbst bei einer als Hochgeschwindigkeitsdiode bezeichneten Vorrichtung mit einer kurzen Rückwärtserholungszeit beträgt die Rückwärtserholungszeit 0,05 bis 0,1 us. Wenn der Wechselrichter des Resonanztyps mit mehreren MHz nahe dem Resonanzpunkt betrieben wird, ist die Wahrscheinlichkeit, daß aufgrund der Unregelmäßigkeit der Schaltfrequenz die vorgezogene Phase auftritt, hoch, und daneben herrscht eine hohe Frequenz vor. Aus diesen Gründen verhält sich ein Verlust aufgrund des Durchgangsstroms als Faktor, der eine thermische Betriebsgrenze der Beleuchtungsvorrichtung bestimmt.
Bei dem zweiten herkömmlichen Beispiel wird die Leistungsschaltungsvorrichtung durch die Erfassung einer Spannung einer mit der Schaltungsvorrichtung parallelgeschalteten Diode angesteuert, und daher wird der Betrieb mit verzögerter Phase garantiert. Wie nachstehend beschrieben, ist beim Zünden der Entladungsröhre ein höherer Strom als bei der Beleuchtung erforderlich, und wenn der durch die Entladungsröhre fließende Resonanzstrom zunimmt, nimmt Zeit ab, die erforderlich ist, bis der vorstehend erwähnte integrierte Wert den Bezugswert erreicht, so daß die Ansteuerfrequenz der Schaltungsvorrichtung zunimmt. Andererseits hat der Resonanzstrom bei einer verzögerten Phase eine Kennlinie, gemäß der der Resonanzstrom bei einer Zunahme der Ansteuerfrequenz der Schaltungsvorrichtung abnimmt, wie in Fig. 2 gezeigt. Dies hat das Problem zur Folge, daß beim Zünden kein großer Strom erzielt werden kann.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer für eine Beleuchtungsvorrichtung einer Entladungsröhre anwendbaren Leistungswandlereinheit des Resonanztyps einen mit dem Resonanzstrom synchronen, stabilen Betrieb zu garantieren, wobei selbst eine Betriebsfrequenz von mehreren MHz berücksichtigt wird.
Erfindungsgemäß sind bei einer Leistungswandlereinheit des Resonanztyps zur Zufuhr einer Wechselspannung zu einer Resonanzeinrichtung entsprechend einem Schalten von Halbleiterleistungsvorrichtungen, von denen jede die Funktion hat, einen Rückwärtsstrom nicht zu verhindern, eine Integriereinrichtung zur Integration von durch die Halbleiterleistungsvorrichtung fließenden Vorwärts- und Rückwärtsströmen zur Erzeugung von integrierten Werten, eine Entladungseinrichtung zur Verringerung der integrierten Werte entsprechend der Ausschaltdauer der Leistungsschaltvorrichtungen zur Erzeugung verringerter integrierter Werte und eine Ansteuereinrichtung zum Ein- und Ausschalten der Halbleiterleistungsvorrichtungen entsprechend den so verringerten integrierten Werten vorgesehen.
Bei der vorliegenden Erfindung ermöglicht die Integriereinrichtung das mit dem Resonanzstrom synchrone Ein- und Ausschalten der Halbleiterleistungsvorrichtungen, und dadurch kann ein stabiler Betrieb des Wechselrichters garantiert werden.
Durch die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf eine Beleuchtungsvorrichtung für eine elektrodenlose Lampe und eine Leuchtstoffröhre kann die Beleuchtungssteuerfunktion neu hinzugefügt werden, ein Kurzschlußstrom bei einem Armkurzschluß kann automatisch verringert werden, und der Betrieb der Leistungswandlereinheit des Resonanztyps kann beendet werden, um die Schutzfunktion zur Vermeidung von Anomalien am Ende der Lebensdauer der Lampe zu erfüllen, wodurch ein Schutz der Einheit erreicht wird.
Ferner können durch die Anwendung der vorliegenden Erfindung auf einen hocheffizienten, höhere Harmonien unterdrückenden Umrichter höhere Harmonien eines von einer Wechselstromquelle eingegebenen Stroms unterdrückt werden, und Schutz bei einem Armkurzschluß kann erreicht werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konstruktion einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Beleuchtungsvorrichtung zur Lichterzeugung zeigt;
Fig. 2 ist ein Diagramm, das die Resonanzkennlinien der Beleuchtungsvorrichtung und Betriebspunkte beim Start zeigt;
Fig. 3 ist eine Zeitübersicht, die Betriebsschwingungsformen der Vorrichtung gemäß Fig. 1 zeigt;
die Fig. 4A, 4B, 4C, 4D stellen Betriebsmodi der Vorrichtung gemäß Fig. 1 dar;
Fig. 5 ist ein Diagramm, das eine Stromschwingungsform beim Start zeigt;
Fig. 6 ist eine Zeitübersicht zur Erläuterung des Betriebs bei einer Abnahme des Resonanzstroms;
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen den Werten der Entladungseinrichtung und sowohl der Frequenz als auch des Stroms zeigt;
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der Beleuchtungsvorrichtung zur Lichterzeugung zeigt;
Fig. 9 ist ein fragmentarisches Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform zeigt, bei der eine Hysteresevergleichseinrichtung verwendet wird;
Fig. 10 ist eine Zeitübersicht, die die Funktionsweise bei der Verwendung einer Hysteresevergleichseinrichtung zeigt;
Fig. 11 ist ein fragmentarisches Schaltungsdiagramm, das ein weiteres Verbindungsverfahren der Vergleichseinrichtung zeigt;
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Beleuchtungssteuerschaltung;
Fig. 13 ist ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform der Beleuchtungssteuerschalltung;
Fig. 14 ist eine teilweise auseinandergezogene, perspektivische Ansicht einer Ausführungsform einer elektrodenlosen Leuchtstoffröhre mit einer Beleuchtungsschaltung;
Fig. 15 ist ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der Beleuchtungsschaltung für eine elektrodenlose Leuchtstoffröhre;
Fig. 16 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs während einer parallelen Resonanz;
Fig. 17 ist eine teilweise auseinandergezogene, perspektivische Ansicht einer Ausführungsform einer Leuchtstoffröhre des elektrischen Lampentyps mit einer Beleuchtungsschaltung;
Fig. 18 ist ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform einer Beleuchtungsschaltung für eine Leuchtstoffröhre des elektrischen Lampentyps;
Fig. 19 ist ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs während einer reihenparallelen Resonanz;
Fig. 20 ist eine Zeitübersicht zur Erläuterung des Startbetriebs während einer reihenparallelen Resonanz;
Fig. 21 ist eine Zeitübersicht zur Erläuterung des weichen Schaltvorgangs;
die Fig. 22A, 22B stellen die Konstruktion und die Funktionsweise einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leistungswandlereinheit des Resonanztyps dar;
Fig. 23 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konstruktion einer Beleuchtungsvorrichtung für elektrodenlose Lampen zeigt, für die die vorliegende Erfindung verwendet wird;
Fig. 24 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konstruktion einer Beleuchtungsvorrichtung für Leuchtstoffröhren zeigt, für die die vorliegende Erfindung verwendet wird;
die Fig. 25A, 25B, 25C stellen die Konstruktion und die Betriebsmodi eines hocheffizienten, höhere Harmonien unterdrückenden Umrichters dar, für den die vorliegende Erfindung verwendet wird;
Fig. 26 stellt eine weitere Ausführungsform dar, wobei eine Ansteuerschaltung für eine elektrodenlose Leuchtstoffröhre offenbart wird, für die die Erfindung verwendet wird; und
Fig. 27 zeigt eine Betriebsschwingungsform der in Fig. 26 dargestellten Schaltung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Gemäß Fig. 1 weisen durch eine Halbbrückenkonfiguration verbundene Leistungs- MOSFTEs Q1 und Q2 jeweils einen Drain-Anschluß für den Eingang von Strom, einen Source-Anschluß für den Ausgang von Strom und einen Gate-Anschluß auf, an den eine Steuerspannung angelegt oder von dem diese entfernt wird. Durch Anlegen der Steuerspannung an den Gate-Anschluß bzw. durch Unterbrechen derselben kann eine Leitung oder Unterbrechung eines zwischen Drain und Source fließenden Stroms erreicht werden. Die MOSFETs enthalten vom Source-Anschluß zum Drain-Anschluß gerichtete Dioden, und die den MOSFETs Q1 und Q2 zugeordneten Dioden sind nachstehend jeweils durch QD1 und QD2 bezeichnet.
Der Drain-Anschluß des MOSFET Q1 ist mit der positiven Polarität einer Hauptstromquelle 17 verbunden, zwischen dem Source-Anschluß des MOSFET Q1 und dem Drain-Anschluß des MOSFET Q2 ist ein Kondensator C1 angeschlossen, und ein Verbindungsknoten des Kondensators C1 und des MOSFET Q2 wird als Ausgangsanschluß O eines Wechselrichters verwendet. Eine Entladungseinrichtung 13 ist mit dem Kondensator C1 parallelgeschaltet. Genauer ist die Entladungseinrichtung aus einem Widerstand oder MOSFET konstruiert, dessen interner Widerstand sich, wie nachstehend beschrieben, mit einem Steuersignal ändert. Ein Kondensator C2 ist zwischen dem Source-Anschluß des MOSFET Q2 und einer negativen Polarität der Stromquelle 17 angeschlossen, und ein Verbindungsknoten des Kondensators C2 und der Stromquelle 17 ist durch N bezeichnet. Wie der Kondensator C1 ist auch der Kondensator C2 mit einer Entladungseinrichtung 14 parallelgeschaltet. Ein Resonanzinduktor Lr und ein Resonanzkondensator Cr sind zwischen dem Ausgang O und dem Verbindungsknoten N in Reihe geschaltet, und eine als Last dienende Entladungsröhre (oder Leuchtstoffröhre) 18 ist mit dem Kondensator Cr parallelgeschaltet. Die Konstruktion einer Resonanzschaltung mit dem Induktor Lr, dem Kondensator Cr und der Entladungsröhre 18 ist nicht auf die in Fig. 1 gezeigte beschränkt, sondern die Entladungsröhre 18 kann beispielsweise mit dem Induktor Lr parallelgeschaltet sein. Wenn jeder der Kondensatoren C1 und C2 eine Kapazitanz aufweist, die um einige Zehnfache oder mehr größer als die des Resonanzkondensators Cr ist, entspricht die resultierende Kapazitanz der Kondensatoren C1, C2 und Cr annähernd der Kapazitanz des Kondensators Cr, und die Kondensatoren C1 und C2 beeinträchtigen den Resonanzstrom kaum.
Als nächstes wird eine hochseitige Ansteuerschaltung 11 beschrieben. Die Ansteuerschaltung 11 steht auf der Grundlage eines Bezugswerts des Ausgangsanschlusses O mit einer Stromquelle 15 in Beziehung. Ein aus Vorrichtungen 1 und 2 bestehender CMOS- Wechselrichter ist zwischen einer positiven und einer negativen Polarität der Stromquelle 15 angeschlossen, wobei sein Ausgang mit dem Gate des MOSFET Q1 verbunden ist. Der CMOS-Wechselrichter leitet einen Strom zum Anlegen einer Spannung an den Gate- Anschluß des MOSFET Q1, wenn die Vorrichtung 1 eingeschaltet ist (zu dieser Zeit ist die Vorrichtung 2 ausgeschaltet), leitet jedoch einen Strom zur Entladung der im Gate-Anschluß des MOSFET Q1 gespeicherten elektrischen Ladung, wenn die Vorrichtung 2 eingeschaltet ist (zu dieser Zeit ist die Vorrichtung 1 ausgeschaltet). An einen Steueranschluß des aus den Vorrichtungen 1 und 2 bestehenden CMOS-Wechselrichters wird ein Signal von einer NICHT- UND-Schaltung 5 angelegt. Eine Spannung des Kondensators C1 wird auf der Grundlage des Bezugswerts des Ausgangsanschlusses O mittels einer Vergleichseinrichtung 6 mit einer Bezugsspannung Vref1 verglichen, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 wird in die NICHT-UND-Schaltung 5 eingegeben. Die Vergleichseinrichtung 6 wird durch die positive Polarität der Stromquelle 15 versorgt. Eine aus einer Reihenschaltung des Widerstands R1 und des Schalters S1 bestehende Start-/Stop- Einrichtung ist über die Stromquelle 15 und einen Verbindungsknoten des Widerstands R1 angeschlossen, und der Schalter S1 ist mit dem Eingang der NICHT-UND-Schaltung 5 verbunden. Gemäß Fig. 1 werden der Start durch Ausschalten des Schalters S1 und die Beendigung durch Einschalten des Schalters S1 herbeigeführt.
Als nächstes wird eine niederseitige Ansteuerschaltung 12 beschrieben. Die Ansteuerschaltung 12 ist ähnlich wie die hochseitige Ansteuerschaltung 11 aufgebaut. Eine auf dem Bezugswert des Anschlusses N basierende Stromquelle 16 ist der Ansteuerschaltung 12 zugeordnet, ein aus Vorrichtungen 3 und 4 bestehender CMOS-Wechselrichter ist zwischen einer positiven und einer negativen Polarität der Stromquelle 1b angeschlossen und ein Ausgang des CMOS-Wechselrichters ist mit einem Gate des MOSFET Q2 verbunden. An einen Steueranschluß des aus den Vorrichtungen 3 und 4 bestehenden des CMOS-Wechselrichters wird ein Signal von einer NICHT-UND-Schaltung 7 angelegt. Die Spannung des Kondensators C2 wird auf der Grundlage des Bezugswerts an einem Punkt N mittels einer Vergleichseinrichtung 8 mit einer Bezugsspannung Vref2 verglichen, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 wird in die NICHT-UND-Schaltung 7 eingegeben. Vorzugsweise haben die hochseitige Bezugsspannung Vref1 und die niederseitige Bezugsspannung Vref2 den gleichen Spannungswert. Eine aus einer Reihenschaltung eines Widerstands R2 und eines Schalters S2 bestehende Start-/Stop-Einrichtung ist über die Stromquelle 16 und einen Verbindungsknoten des Widerstands R2 angeschlossen, und der Schalter S2 ist mit dem Eingang der NICHT-UND-Schaltung 7 verbunden. Wie der Schalter S1, wird der Schalter S2 ausgeschaltet, um einen Start herbeizuführen, und eingeschaltet, um eine Beendigung herbeizuführen.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und 4 die Funktionsweise der Beleuchtungsvorrichtung zur Lichterzeugung beschrieben. Fig. 3 zeigt Schwingungsformen an entscheidenden Teilen der Ausführungsform gemäß Fig. 1. Der Entladungsröhre 18 wird unter Verwendung der MOSFETs Q1 und Q2, des Induktors Lr und des Kondensators Cr ein hochfrequenter Strom von der Stromresonanzschaltung zugeführt. Wenn die Richtung des aus dem Punkt O gemäß Fig. 1 fließenden Resonanzschaltungsstroms IL als positiv definiert ist, existieren während einer Periode des Stroms IL vier den MOSFETs Q1 und Q2 und den Dioden QD1 und QD2 zugeordnete Betriebsmodi, und diese Modi erfolgen gemäß Fig. 3 während Zeitintervallen t1 bis t4. Die Funktionsweise der Beleuchtungsvorrichtung in den jeweiligen Betriebsmodi ist in Fig. 4 unter (a) bis (d) gezeigt. Die jeweiligen Betriebsmodi werden nun unter Bezugnahme auf die Fig. 3 und 4 beschrieben.

Modus 1 (Zeitintervall t1)

Wenn der MOSFET Q1 eingeschaltet ist, wie in Fig. 4 unter (a) dargestellt, wird eine Spannung der Hauptstromquelle 17 über die Punkte O und N angelegt, und der Strom IL fließt durch einen Pfad Q1, C1, Lr und Cr. Der Strom IL lädt den Kondensator Cr auf und wird teilweise in die Entladungsröhre 18 abgezweigt. Ebenso wird der Kondensator C1 durch den Strom IL aufgeladen, wodurch eine Spannung Vc1 in dem Kondensator C1 erzeugt wird. Die Spannung Vc1 wird mittels der Vergleichseinrichtung 6 mit der Bezugsspannung Vref1 verglichen. Wenn Vc1 Vref1 erreicht, ändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 von hoch zu niedrig. Dieser Ausgang wird von der NICHT-UND-Schaltung 5 empfangen, so daß die Vorrichtung 2 des CMOS-Wechselrichters eingeschaltet wird, um die Gate-Spannung von Q1 zu entladen, und der MOSFET Q1 ausgeschaltet wird. In Fig. 3 ist die Verzögerungszeit, die für das Ausschalten des MOSFET Q1 durch die Wirkung der Vorrichtung 2 erforderlich ist, nachdem Vc1 Vref1 erreicht hat, durch tdoff repräsentiert.
Wie in Fig. 3 gezeigt, nimmt der Strom IL eine Sinusschwingungsform an, die durch den Induktor Lr und den Kondensator Cr bestimmt wird, doch das Schema, gemäß dem der MOSFET Q1 durch das Erfassen einer Ladungsspannung Vc1 ausgeschaltet wird, ist dadurch gekennzeichnet, daß der MOSFET Q1 während der Aufladung von Vc1, d. h. während eines Zeitintervalls ausgeschaltet wird, in dem die Polarität des Stroms IL positiv ist.
Der Betrieb bis zu diesem Zeitpunkt ist durch den Modus 1 abgedeckt, und der Kondensator C2 wird während des Modus 1 mittels der Entladungseinrichtung 14 entladen. Die nachstehend durch Vc2 bezeichnete Spannung von C2 nimmt während des Modus 1 allmählich ab, wie in Fig. 3 gezeigt.

Modus 2 (Zeitintervall t2)

Zu dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET Q1 ausgeschaltet wird, hat der Strom IL einen Wert mit positiver Polarität und fließt weiter durch den Pfad Lr, Cr, C2 und QD2, wie in Fig. 4 unter (b) gezeigt. Ein Teil des Stroms IL wird in die Entladungsröhre 18 abgezweigt.
Der Strom IL dient der Gegenladung des Kondensators C2, und die Spannung Vc2 wird zu diesem Zeitpunkt weiter verringert als bei der Beendigung des Modus 1. Wenn die Spannung Vc2 unter den Wert von Vref2 fällt, ändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 von niedrig auf hoch, und dieser Ausgang wird von der NICHT-UND-Schaltung 7 empfangen, so daß die Vorrichtung 3 des CMOS-Wechselrichters eingeschaltet wird, wodurch die Gate-Spannung des MOSFET Q2 aufgeladen wird. In Fig. 3 ist eine Verzögerungszeit, die zum Einschalten des MOSFET Q1 durch die Vorrichtung 3 erforderlich ist, nachdem Vc2 Vref2 erreicht hat, durch tdon bezeichnet. Während des Modus 2 wirkt der Strom in Rückwärtsrichtung auf den MOSFET Q2 ein, und wie in Fig. 3 gezeigt, fließt der Strom selbst bei aufgeladener Gate-Spannung weiter durch die Diode QD2, wenn sich die Polarität des Stroms nicht verändert. Der Modus 2 wird fortgesetzt, bis die Polarität des Stroms IL negativ wird, und während dieses Zeitintervalls wird die entgegengesetzte Aufladung des Kondensators C2 fortgesetzt, und die Spannung Vc2 nimmt ab.
Während des Modus 2 wird der Kondensator C1 durch die Entladungseinrichtung 13 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt allmählich ab.

Modus 3 (Zeitintervall t3)

Wenn die Polarität des Stroms IL von positiv auf negativ umgeschaltet wird, fließt der Strom IL zu dem MOSFET Q2, dessen Gate-Spannung während des Modus 2 aufgeladen wurde. Genauer fließt der als Entladungsstrom des Kondensators Cr dienende Strom IL, wie in Fig. 4 unter (c) gezeigt, durch einen Pfad Q2, C2, Cr und Lr, und der Kondensator C2 wird mit dem Strom IL aufgeladen. Die Spannung Vc2 wird mittels der Vergleichseinrichtung 8 mit Vref2 verglichen. Wenn die Spannung Vc2 durch den Strom IL so weit erhöht wurde, daß sie die Bezugsspannung Vref2 erreicht, ändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 von hoch auf niedrig, und dieser Ausgang wird von der NICHT-UND-Schaltung 7 empfangen, so daß die Vorrichtung 4 des CMOS-Wechselrichters eingeschaltet wird, um die Gate-Spannung von Q2 zu entladen, und der MOSFET Q2 nach Abschluß der Verzögerungszeit tdoff ausgeschaltet wird. Wie im Modus 1 wird der MOSFET Q2 selbst im Modus 3 während eines Zeitintervalls ausgeschaltet, in dem die Polarität des Stroms IL negativ ist.
Während des Modus 3 erfolgt der Betrieb wie vorstehend beschrieben, der Kondensator C1 wird mittels der Entladungseinrichtung 13 entladen, und die Spannung Vc1 nimmt allmählich ab.

Modus 4 (Zeitintervall t4)

Die Polarität des Stroms IL ist zu dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET Q2 ausgeschaltet wird, negativ, und durch die Wirkung der in dem Induktor Lr gespeicherten elektromagnetischen Energie fließt der Strom IL weiterhin durch einen Pfad Lr, C1, QD1, die Hauptstromquelle 17, Cr und Lr, wie in Fig. 4 unter (d) gezeigt. Ein Teil des Stroms IL wird in die Entladungsröhre 18 abgezweigt.
Der Strom IL dient der entgegengesetzten Aufladung des Kondensators C1, und die Spannung Vc1 wird zu diesem Zeitpunkt weiter als bei Beendigung des Modus 3 verringert. Wenn die Spannung Vc1 unter den Wert von Vref1 fällt, verändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 von niedrig zu hoch, und dieser Ausgang wird von der NICHT-UND-Schaltung S5 empfangen, so daß die Vorrichtung 1 des CMOS-Wechselrichters eingeschaltet wird, um die Gate-Spannung von Q1 nach einer Verzögerungszeit tdon aufzuladen. Während des Modus 4 wirkt der Strom in der Rückwärtsrichtung auf den MOSFET Q1 ein, und der Strom fließt selbst bei aufgeladener Gate-Spannung weiter durch die Diode QD1, sofern die Polarität des Stroms nicht verändert wird. Der Modus 4 wird fortgesetzt, bis die Polarität des Stroms IL auf positiv umgeschaltet wird, und während dieses Zeitintervalls erfolgt die umgekehrte Aufladung des Kondensators C2, und die Spannung Vc1 nimmt ab. Während des Modus 4 wird der Kondensator C2 durch die Entladungseinrichtung 14 entladen, und die Spannung Vc2 nimmt allmählich ab.
Während einer Periode des Stroms IL laufen die Betriebsmodi 1 bis 4 ab, und anschließend werden diese Betriebsmodi wiederholt.
Gemäß der Funktionsweise der vorliegenden Ausführungsform wird
1) der Schaltvorgang der MOSFETs Q1 und Q2 beendet, bevor sich die Polarität des Stroms IL ändert, und der Betrieb mit verzögerter Phase kann garantiert werden. Anders ausgedrückt fließt im Modus 4, der dem Einschalten des MOSFET Q1 vorausgeht, ein Strom durch die Diode QD1, und es wurde bereits eine Rückwärtsspannung an die niederseitige Diode QD2 angelegt, wodurch sichergestellt wird, daß das Problem des Flusses eines in der Anfangsphase auftretenden Rückwärtserholungsstroms von QD2 ausgeschlossen werden kann.
2) Die Verzögerungszeit tdon beeinträchtigt den Betrieb nicht. Genauer fließt bei dem MOSFET Q1 selbst bei einer Verzögerung des Anlegens der Gate-Spannung um tdon während des Modus 4 der Strom während des Modus 1 tatsächlich durch den MOSFET Q1, wobei er keinen Einfluß auf den Betrieb des MOSFET Q1 hat. Andererseits beeinflußt die Verzögerungszeit tdoff die MOSFETs Q1 und Q2, indem sie das Ausschalten dieser MOSFETs verzögert, und dementsprechend werden die Spannungen Vc1 und Vc2 über die Bezugsspannungen hinaus aufgeladen. Die Spannung Vc1 wird jedoch während der Modi 2 und 3 mittels der Entladeeinrichtung 13 verringert. Ähnlich wird auch die Spannung Vc2 während der Modi 4 und 1 durch die Entladungseinrichtung 14 verringert. Durch Bestimmen der Werte dieser Entladungseinrichtungen, so daß sie den Betriebsfrequenzen der MOSFETs Q1 und Q2 entsprechen, wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben, kann der Einfluß der Verzögerungszeit tdoff kompensiert werden.
3) Die Entladungseinrichtung dient der Verringerung der Betriebsfrequenz während des Starts der Beleuchtungsvorrichtung und der Steigerung des Resonanzstroms.
Der vorstehend unter 3) erwähnte Betrieb während des Starts wird genauer beschrieben. Unter der Annahme, daß der Strom während der ersten Periode gemäß Fig. 3 IL 1 ist, wird die Spannung Vc1 während der Modi 2 und 3, in denen kein Strom durch den MOSFET Q1 und die Diode QD1 fließt, mittels der Entladungseinrichtung 13 um ΔV1 verringert. Anschließend wird der durch die Diode QD1 fließende Strom während des Modus 4 integriert, und ein integrierter Wert wird von Vc1 subtrahiert, so daß die (mit Vc1 zu Beginn des Modus 1 während der zweiten Periode übereinstimmende) Spannung Vc1 bei Beendigung des Modus 4 gegenüber der Spannung Vc1 zu Beginn des Modus 1 während der ersten Periode um ΔV1 verringert wird. Der Betrieb wird anschließend mit der zweiten Periode fortgesetzt, während derer ein durch Integrieren des Stroms IL im Modus 1 ermittelter Wert zu der Spannung Vc1 addiert wird. Aufgrund der Differenz zwischen den Anfangsspannungen wird jedoch die Zeitspanne, die erforderlich ist, bis die Spannung Vc1 die Bezugsspannung Vref1 erreicht, während der zweiten Periode länger als während der ersten Periode, d. h. die Frequenz wird verringert. Wenn die Frequenz der Beleuchtungsvorrichtung in der verzögerten Phase verringert wird, nimmt der Strom IL zu, wie durch die Resonanzkennlinie gemäß Fig. 2 dargestellt. Die Spannung ΔV2, um die die Spannung in den Modi 2 und 3 während der zweiten Periode mittels der Entladungseinrichtung 13 verringert wird, ist um die Verringerung der Frequenz größer als ΔV1.
Der vorstehend beschriebene Vorgang wird wiederholt, um den gleichen Vorgang für die Spannung Vc2 ablaufen zu lassen, und wenn sich die Periode von selbst wiederholt, wird die Betriebsfrequenz allmählich verringert, und der Resonanzstrom nimmt entsprechend den Resonanzkennlinien gemäß Fig. 2 zu.
Fig. 5 zeigt eine während eines Zeitintervalls, in dem die Entladungsröhre so gesteuert wird, daß sie auf der Grundlage des vorstehend beschriebenen Prinzip gestartet und gezündet wird, auftretende Stromschwingungsform. Anhand der Figur ist zu erkennen, daß der Strom mit jeder Periode zunimmt. Wenn die Entladungsröhre entzündet ist, ändert sich ihr äquivalenter Widerstand, und daher nimmt der Resonanzstrom bei der gleichen Betriebsfrequenz ab, wie in Fig. 2 gezeigt. Da sich der Strom nach der Zündung der Entladungsröhre allmählicher als vor der Zündung der Entladungsröhre verändert, kann der Strom im Gegensatz zu dem Strom während des Starts selbst dann konstant gehalten werden, wenn sich die Frequenz leicht verändert.
Die Entladungseinrichtungen arbeiten, wie vorstehend unter 2) und 3) beschrieben, und daneben haben sie auch die Funktion der Rückführung des Stroms auf einen normalen Wert, wenn der Strom während der Beleuchtung abnimmt.
Fig. 6 ist zur Erläuterung des Betriebs bei einer Verringerung des Stroms IL nützlich. Gemäß Fig. 6 wird der Strom im Modus 1 verringert, und aufgrund der Verringerung des Stroms IL wird die Zeitspanne länger, die die Spannung Vc1 des Kondensators C1 benötigt, um Vref1 zu erreichen, d. h. das Zeitintervall des Modus 1 wird verlängert. Dieses Zeitintervall ist durch t1 bezeichnet.
Wenn die Leitungsdauer von Q1 während der positiven halben Periode des Stroms verlängert wird, wird dagegen ein Zeitintervall verkürzt, in dem während dem nächsten Modus 2 Strom durch die Diode QD2 fließt. Dieses Zeitintervall ist durch t2 bezeichnet. Während des Modus 2 wird die Spannung Vc2 des Kondensators C2 durch den durch die Diode QD2 fließenden Strom IL umgekehrt aufgeladen, wie vorstehend beschrieben, doch die Verringerung von Vc2 wird unterdrückt, wenn die Leitungsdauer der Diode QD2 unter dem Einfluß des Modus 1 verringert wird.
Zu dem Zeitpunkt, zu dem der nächste Modus 3 beginnt, ist die Spannung Vc2 höher als während des normalen Betriebs, und wenn der Strom IL beginnt, durch den MOSFET Q2 zu fließen, wird der Kondensator C2 mit diesem Strom aufgeladen und erreicht Vref2 früher. Anders ausgedrückt wird das Zeitintervall des Modus 3 verkürzt, und der negative Wert des Stroms IL nimmt ebenfalls ab. Dieses Zeitintervall ist durch t3 bezeichnet.
Die Leitungsdauer des MOSFET Q2 im Modus 3 wird verkürzt, und daher nimmt im Gegenzug die Dauer des Stromflusses durch die Diode QD1 im nächsten Modus 4 zu. In dieser Zeitspanne wird der Kondensator C1 mit dem Strom IL umgekehrt aufgeladen, und die Spannung Vc1 wird auf einen Wert verringert, der niedriger als in der vorhergehenden Periode ist. Dieses Zeitintervall ist durch t4 bezeichnet. Eine Periode, die auf die Verringerung des Stroms folgt, endet mit der Beendigung von t4.
Während der nächsten Periode wird im Modus 1 aufgrund der Verringerung der Spannung Vc1 im vorhergehenden Modus die Zeitspanne verlängert, die erforderlich ist, bis der Kondensator C1 so weit mit dem Strom IL aufgeladen ist, daß die Spannung Vc1 die Bezugsspannung Vref1 erreicht. Dieses Zeitintervall ist durch t5 bezeichnet.
Das Zeitintervall des nächsten Modus 2 ist durch t6 bezeichnet. Der Kondensator C2 wird während eines resultierenden Zeitintervalls t4 und t5 mittels der Entladungsvorrichtung 14 entladen, und das Zeitintervall t6 ist länger als das entsprechende Zeitintervall während der vorhergehenden Periode. Dementsprechend wird der Wert von Vc2 bei der Beendigung des Zeitintervalls t6 niedriger als zu Beginn von t3. Wird der nächste Modus 3 als t7 definiert, ist dieses Zeitintervall aufgrund der Verringerung von Vc2 länger als t3, und der Strom IL weist die Tendenz auf, zuzunehmen.
Bei der erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung werden selbst bei einer abrupten Abnahme des Stroms die Zeitintervalle t5 und t6 während der nächsten Periode verlängert, wodurch die Frequenz verringert und der Strom gesteigert werden. Dieser Vorgang wird wiederholt, bis der stationäre Strom wiederhergestellt ist, und anschließend wird die Frequenz konstant. Anders ausgedrückt ist die vorliegende Beleuchtungsschaltung dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerfrequenz der Schaltvorrichtung und das Ein-/Aus- Verhältnis einer Periode (das Arbeitsverhältnis) bei einer Schwankung des Stroms jede Resonanzperiode automatisch eingestellt werden, um den Strom zu stabilisieren. Wenn für beide Entladungseinrichtungen 13 und 14 der gleiche Widerstand verwendet wird, steht der Entladungswiderstand mit dem Laststrom IL und der Ansteuerfrequenz der MOSFETs Q1 und Q2 in Beziehung, wie in Fig. 7 gezeigt. Die Kurven in Fig. 7 repräsentieren Werte, die unter der Bedingung berechnet wurden, daß die Schaltungskonstanten mit Ausnahme der Entladungseinrichtungen 13 und 14 die gleichen wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 sind. Wenn der in Fig. 7 dargestellte Entladungswiderstand größer eingestellt wird, wird eine vorübergehende Abnahme der durch den Kondensator C1 oder C2 und den Entladungswiderstand bestimmten Spannung kleiner, und der in Fig. 3 gezeigte Wert ΔV wird gesteigert. Dadurch nimmt die Ansteuerfrequenz zu, und der Laststrom wird verringert, wie aus den Resonanzkennlinien gemäß Fig. 2 ersichtlich.
Bei einer Beleuchtungsvorrichtung zur Lichterzeugung erfolgt die Beleuchtungssteuerung im allgemeinen durch Verändern des Laststroms, und erfindungsgemäß kann die Beleuchtungssteuerung insbesondere durch Steuern des Werts der Entladungseinrichtung zur Veränderung des Laststroms des Lichts gemäß der in Fig. 7 gezeigten Beziehung erreicht werden. Die Beleuchtungssteuerung wird später beschrieben.
Als nächstes wird ein Start-/Beendigungs-Verfahren der Ausführungsform gemäß Fig. 1 beschrieben.
Beim Starten werden die Schalter S1 und S2 zunächst eingeschaltet, und dann wird durch Anlegen eines Signals an den Schalter S1 zuerst der Schalter S1 ausgeschaltet. Der MOSFET Q1 wird eingeschaltet, um der Resonanzschaltung den Strom IL zuzuführen, und wenn die Aufladung des Kondensators C1 fortschreitet, wird der MOSFET Q1 ausgeschaltet, wie im Zusammenhang mit dem Betrieb im Modus 1 beschrieben. Anschließend wird der Modus 2 gestartet, und die Spannung des Kondensators C1 fällt unter Vref2, doch solange der Schalter S2 eingeschaltet ist, hält der Ausgang der NICHT-UND-Schaltung 7 den MOSFET Q2 ausgeschaltet. Es ist in dieser Phase wichtig, daß die Spannung des Kondensators C1 durch die Wirkung der Entladungseinrichtung 13 abnimmt, und daher wird ein Signal zum Ausschalten des Schalters S2 daran angelegt, bevor Vc1 Vref1 erreicht.
Wenn der Schalter S2 ausgeschaltet wird, nachdem Vc1 unter Vref1 gefallen ist, werden die MOSFETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet, wodurch ein Kurzschlußzustand herbeigeführt wird. Wenn bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 die MOSFETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet werden, werden beide Kondensatoren C1 und C2 durch einen durch diese Vorrichtungen fließenden Kurzschlußstrom über die Bezugsspannungen hinaus aufgeladen, und die beiden Vorrichtungen werden ausgeschaltet. Anders ausgedrückt kann der Kurzschlußstrom sicher unterbrochen werden, doch zusätzlich wird auch die Zufuhr des Stroms zur Last unterbrochen. Um diesen Nachteil durch Ausnutzung der Tatsache auszuschließen, daß der Kondensator C2 im Modus 2 umgekehrt aufgeladen wird, wenn die Spannung Vc1 Vref1 erreicht, wodurch der MOSFET Q1 ausgeschaltet wird, wird eine umgekehrte Aufladung des Kondensators C2 erfaßt, um den Schalter S2 auszuschalten. Daraufhin fließt der Strom in dem vorstehend erwähnten Modus 3. Zur Beendigung des Betriebs werden die Schalter S1 und S2 eingeschaltet, um die Ausgänge der NICHT-UND-Schaltungen 5 und 6 hoch einzustellen.
Zum Zwecke des Ein-/Aus-Schaltens des Schalters S1 muß ein auf einem Bezugswert des gemeinsamen niederseitigen Potentials basierendes Signal in ein auf einem Bezugswert des gemeinsamen hochseitigen Potential basierendes Signal umgewandelt und auf die hohe Seite übertragen werden. Daher ist eine Pegelverschiebungseinrichtung für die Übertragung eines Signals an eine Stelle mit einem anderen Potential erforderlich, und zu diesem Zweck wird im allgemeinen ein Photokoppler oder Impulstransformator verwendet, und daneben wird in jüngster Zeit verbreitet eine aus einer integrierten Schaltung mit einer hohen Durchbruchspannung aufgebaute Pegelverschiebungsschaltung verwendet. Während der Photokoppler oder Impulstransformator ein großes Teileverpackungsvolumen aufweist, kann die Pegelverschiebungsschaltung mit hoher Durchbruchspannung zusammen mit der hochseitigen und der niederseitigen Ansteuerschaltung in eine integrierte Halbleiterschaltung eingebaut werden und zur Reduzierung der Größe der Einheit effizient sein. Um jedoch eine elektrische Interferenz zwischen den hochseitigen und niederseitigen Schaltungen der integrierten Schaltung zu verhindern, ist eine Trennung mit hoher Durchbruchspannung zwischen den Vorrichtungen erforderlich. Die Trennung zwischen den Vorrichtungen macht den Herstellungsprozeß der integrierten Schaltung kompliziert und steigert zudem die Abmessungen des Chips, wodurch die Kosten der integrierten Schaltung erhöht werden. Eine in Fig. 8 gezeigte zweite Ausführungsform soll die vorstehend genannten Probleme lösen.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 ist die Hauptschaltung ähnlich wie die gemäß Fig. 1 konstruiert und wird nicht beschrieben. Eine einer hochseitigen Ansteuerschaltung 11 zugeordnete Stromquelle ist ein Kondensator Ct, der von einer Antriebsstromquelle 16 auf der Grundlage eines Bezugswerts an einem Punkt N durch eine Diode D durch Einschalten eines Leistungs-MOSFET Q2 aufgeladen wird. Dieses Verfahren wird als Urladeverfahren bezeichnet und ist in dem US-Patent Nr. 4,316,243 beschrieben. Vorrichtungen 1 und 2 verwendende CMOS- Wechselrichter, eine Vergleichseinrichtung 6, eine NICHT-UND- Schaltung 5, eine Verzögerungseinrichtung 10, eine Vergleichseinrichtung 9 und eine Reihenschaltung aus Widerständen R3 und R4 sind zwischen dem positiven Potential und dem negativen Potential des Kondensators Ct angeschlossen.
Der Ausgang des CMOS-Wechselrichters ist an ein Gate des Leistungs-MOSFET Q1 angeschlossen, und ein Signal von der NICHT-UND-Schaltung 5 wird an einen Steueranschluß des CMOS- Wechselrichters angelegt. Die NICHT-UND-Schaltung 5 empfängt über die Verzögerungseinrichtung 10 ein Eingangssignal von der Vergleichseinrichtung 6 und ein Eingangssignal von der Vergleichseinrichtung 9. Wie die Vergleichseinrichtung 6 gemäß Fig. 1 vergleicht die Vergleichseinrichtung 6 die Spannung des Kondensators C1 mit einer Bezugsspannung Vref1. Die Spannung des Kondensators Ct wird durch die Widerstände R3 und R4 geteilt, und die Vergleichseinrichtung 9 vergleicht die Spannung über den Widerstand R4 mit einer Bezugsspannung Vref3. Der Ausgang der Vergleichseinrichtung 9 wird mittels der Verzögerungseinrichtung 10 um eine gewünschte Zeitspanne verzögert und dann an die NICHT- UND-Schaltung 5 übertragen.
Vorzugsweise weist die Vergleichseinrichtung 9 eine Hysteresekennlinie auf, so daß eine Bezugsspannung, die veranlaßt, daß sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung von niedrig auf hoch verändert, VCLH ist, wogegen eine Bezugsspannung, die veranlaßt, daß sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung von hoch auf niedrig verändert, VCHL sein kann. Hierbei ist die Vergleichseinrichtung so konstruiert, daß ein hoher Ausgang erzeugt wird, wenn die durch eine Division der Spannung des Kondensators Ct durch die Widerstände R3 und R4 erhaltene Teilspannung höher als die Bezugsspannung Vref3 von VCLH ist, und daher wird die Beziehung VCHL < VCLH eingestellt.
Eine niederseitige Ansteuerschaltung 12 ist auf der Grundlage des Bezugswerts am Punkt N der Antriebsstromquelle 16 zugeordnet. Ein CMOS-Wechselrichter, für den die Vorrichtungen 3 und 4 verwendet werden, eine Vergleichseinrichtung 8, eine NICHT-UND- Schaltung 7 und eine wie gemäß Fig. 1 als Start-/Stop-Einrichtung dienende Reihenschaltung aus dem Widerstand R2 und dem Schalter S2 sind zwischen dem positiven Potential und dem negativen Potential der Antriebsstromquelle 16 angeschlossen. Der Ausgang des CMOS-Wechselrichters ist an ein Gate des MOSFET Q2 angeschlossen, und ein Signal von der NICHT-UND-Schaltung 7 wird an einen Steuerungsanschluß des CMOS-Wechselrichters angelegt. Die NICHT-UND-Schaltung 7 empfängt Eingangssignale von der Vergleichseinrichtung 8 und der Start-/Stop-Einrichtung. Die Vergleichseinrichtung 8 vergleicht die Spannung eines Kondensators C2 mit einer Bezugsspannung Vref2.
Als nächstes wird ein Startverfahren der Ausführungsform gemäß Fig. 8 beschrieben. Es wird nun davon ausgegangen, daß sämtliche Kondensatoren C1, C2, Ct und Cr eine ursprüngliche Spannung von 0 Volt aufweisen. Wenn eine Gate-/Source-Kapazitanz des MOSFET Q2 Cgs2 ist, wird der Kondensator C2 so ausgewählt, daß er die Beziehung Cgs2 < < C2 erfüllt. Ähnlich wird, wenn eine Gate-/Source-Kapazitanz des MOSFET Q1 Cgs1 ist, der Kondensator Q1 so ausgewählt, daß er die Beziehung Cgs1 < < C1 erfüllt.
Ursprünglich ist der Schalter S2 ausgeschaltet, und wenn die Spannung Vc2 des Kondensators C2 niedriger als Vref2 ist, wird die Vorrichtung 3 des CMOS-Wechselrichters durch den Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 und den Ausgang des Schalters S2 eingeschaltet, wodurch die Gate-Spannung von Q2 aufgeladen wird. Aufgrund der Beziehung Cgs2 < < C2 wird fast die gesamte Spannung der Stromquelle 16 über Gate und Source des MOSFET Q1 angelegt. Selbst wenn die Gate-Spannung an den MOSFET Q2 angelegt wird, fließt kein Strom durch die als Last dienende Resonanzschaltung. Andererseits fließt Strom von der Stromquelle 16 durch die Diode D, den Kondensator Ct, den MOSFET Q2 und den Kondensator C2, wodurch die Kondensatoren Ct und C2 aufgeladen werden. Die Spannung von der Stromquelle 16 wird durch die Kondensatoren Ct und C2 geteilt, wobei die Kapazitanz des Kondensators Ct so ausgewählt wird, daß die Bedingungen erfüllt sind, daß die Teilspannung Vc2 über den Kondensator C2 Vref2 übersteigt und die Teilspannung Vct über den Kondensator Ct den vorstehend erwähnten Wert VCLH übersteigt. Als Ergebnis erfaßt die Vergleichseinrichtung 8, daß Vc2 Vref2 übersteigt, und überträgt ein Signal zum Ausschalten des MOSFET Q2 an die NICHT-UND- Schaltung 7.
Wenn die Spannung Vct des Kondensators Ct VCLH überschreitet, erfaßt die Vergleichseinrichtung 9 die Überschreitung, und ein Erfassungsergebnis wird über die Verzögerungseinrichtung 10 an die NICHT-UND-Schaltung 5 übertragen. Die ursprüngliche Spannung des Kondensators C1 ist 0 Volt, und wenn die Spannung des Kondensators C1 niedriger als Vref1 ist, trifft die NICHT-UND- Schaltung 5 auf eine Bedingung, unter der sie den MOSFET Q1 einschaltet. Die Bereitstellung der Verzögerungseinrichtung 10 ist wesentlich, da die Verzögerungseinrichtung zum Verhindern eines Einschalten des MOSFET Q1 vor dem Ausschalten des MOSFET Q2 eine vorgegebene Verzögerungszeit zum Ausgang der Vergleichseinrichtung 9 addiert.
Wenn der MOSFET Q1 eingeschaltet ist, wird der gleiche Vorgang wie in dem im Zusammenhang mit den Fig. 3 und 4 beschriebenen Modus 1 eingeleitet. Dieser Vorgang wird fortgesetzt, wie vorstehend beschrieben, und wird hier nicht beschrieben. Wenn der Modus 1 endet und in den Modus 2 übergeht, wird der Kondensator C2 durch den durch die Diode QD2 fließenden Strom IL umgekehrt aufgeladen, und gleichzeitig ist die auf dem Bezugswert am Punkt N basierende Spannung V0 am Punkt O die Summe einer Spannung über die Diode QD2 (negative Polarität) und der Spannung Vc2 über den Kondensator C2. Da die resultierende Spannung niedriger als die der Stromquelle 16 ist, fließt Strom von der Stromquelle 16 durch einen Pfad von der Diode D über den Kondensator Ct, die Diode QD2 zum Kondensator C2, wodurch der als hochseitige Stromquelle dienende Kondensator Ct aufgeladen wird. Der Kondensator C2 wird mit diesem Strom aufgeladen und gleichzeitig durch den Strom IL umgekehrt aufgeladen. Unter der Annahme, daß der Strom IL größer als der Ladungsstrom des Kondensators Ct ist, wird nur der Kondensator Ct aufgeladen.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 muß die hochseitige Ansteuerschaltung 11 im Gegensatz zu der Ausführungsform gemäß Fig. 1 kein externes Signal für den Start/die Beendigung empfangen. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 wird der Betrieb über die vorstehend genannten Modi 1 bis 4 so lange fortgesetzt, wie der Stromquellenkondensator Ct entsprechend dem Betrieb des niederseitigen MOSFET Q2 auf einen vorgegebenen Wert oder mehr aufgeladen wird. Der Vorgang kann durch Anlegen eines Unterbrechungssignals an den Schalter S2 der niederseitigen Ansteuerschaltung 12 unterbrochen werden, um den MOSFET Q2 ausgeschaltet zu halten. Genauer wird, wenn der MOSFET Q2 ausgeschaltet gehalten wird, die Aufladung des Kondensators Ct beendet, und die Ladungsspannung des Kondensators Ct nimmt allmählich ab. Wenn die Ladungsspannung des Kondensators Ct unter die Bezugsspannung Vref3 fällt, wird der MOSFET Q1 von der Vergleichseinrichtung 9 ausgeschaltet.
Wie vorstehend beschrieben, besteht bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 nicht die Notwendigkeit, in der hochseitigen Ansteuerschaltung 11 eine Pegelverschiebungseinrichtung vorzusehen. Dementsprechend können die Ansteuerschaltungen 11 und 12 in der Form separater integrierter Halbleiterschaltungen mit niedriger Durchbruchspannung realisiert werden. Erfindungsgemäß können die Kosten im Vergleich zu der vorstehend beschriebenen integrierten Halbleiterschaltung mit hoher Durchbruchschaltung, in die eine Pegelverschiebungsschaltung eingebaut ist, verringert werden.
Die Ausführungsformen gemäß den Fig. 1 und 8 wurden hauptsächlich als Hochfrequenz-Beleuchtungsvorrichtungen für einen Laststrom von mehreren MHz beschrieben, doch diese Ausführungsformen können auch auf eine gewöhnliche Leuchtstoffröhrenbeleuchtungsvorrichtung angewendet werden, die Frequenzen von ca. 50 kHz handhabt. In diesem Fall sind jedoch die in Fig. 3 gezeigten Verzögerungszeiten tdon und tdoff im Vergleich zur Dauer einer Periode vernachlässigbar klein. Genauer werden der MOSFET Q1 oder Q2 unverzüglich ausgeschaltet, sowie die Spannung Vc1 oder Vc2 die Bezugsspannung Vref1 oder Vref2 erreicht. Anschließend wird durch die Entladungseinrichtung 13 oder 14 eine Abnahme der Spannung Vc2 bzw. Vc2 veranlaßt, und sie fällt unter die Bezugsspannung, so daß der MOSFET Q1 bzw. Q2 erneut eingeschaltet wird. Zur Vermeidung eines Vorgangs wie des vorstehend beschriebenen weist die Bezugsspannung vorzugsweise eine Hysterese auf.
Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform, bei der eine Hysteresevergleichseinrichtung als Vergleichseinrichtung 6 verwendet wird. In der Figur ist nur die hochseitige Schaltung dargestellt, doch es wird darauf hingewiesen, daß für die niederseitige Schaltung ähnlich eine Hysteresevergleichseinrichtung als Vergleichseinrichtung 8 verwendet wird. Die Bauteile mit Ausnahme der Vergleichseinrichtung 6 sind ebenso aufgebaut, wie die gemäß Fig. 8, und werden nicht beschrieben. Die Vergleichseinrichtung 6 hat eine derartige Hysteresekennlinie, daß die Bezugsspannung, die veranlaßt, daß sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung von niedrig auf hoch ändert, VLH ist, wogegen die Bezugsspannung, die veranlaßt, daß sich der Ausgang von hoch auf niedrig ändert, VHL ist, und es wird die Beziehung VHL > VLH eingestellt. Beide Bezugsspannungen VLH und VHL werden durch Umschalten der Bezugsspannung Vref1 entsprechend dem Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 erzeugt.
Fig. 10 zeigt den Betrieb bei der Verwendung einer Hysteresevergleichseinrichtung. Gemäß der Figur ist der Wert von Vref1 im Modus 1 des Zeitintervalls t1 VHL. Wenn Vc1 dann VHL erreicht, verändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 von hoch zu niedrig, und gleichzeitig damit verändert sich die Bezugsspannung Vref1 von VHL zu VLH. Anschließend wird die Spannung Vc1 im Modus 2 des Zeitintervalls t2 ähnlich wie gemäß Fig. 3 durch die Entladungseinrichtung 13 verringert, doch selbst wenn die Spannung Vc1 in dieser Phase unter den vorherigen Wert VHL fällt, hat dies keinen Einfluß, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 verändert sich nicht, solange Vc1 nicht unter VLH fällt. Der Strom IL fließt, um den Kondensator C2 umgekehrt aufzuladen, und wenn die Spannung Vc2 unter VLH fällt, das den Wert von Vref2 repräsentiert, verändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 von niedrig zu hoch, und dieser Ausgang wird von der NICHT-UND-Schaltung 7 empfangen, so daß die Gate- Spannung des MOSFET Q2 aufgeladen und die Bezugsspannung Vref2 von VLH auf VHL umgeschaltet werden. Im nächsten Modus 3 wird der Kondensator C2 mit dem Strom IL aufgeladen, und die Vergleichseinrichtung 8 vergleichst die Spannung Vc2 mit der Bezugsspannung Vref2, die im Modus 2 auf VHL umgeschaltet wird. Wenn dann die Spannung Vc2 zunimmt und VHL erreicht, verändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 von hoch zu niedrig, der MOSFET Q2 wird ausgeschaltet, und anschließend wird die Bezugsspannung Vref2 von VHL auf VLH umgeschaltet. Danach wird der Vorgang mit dem Modus 4 fortgesetzt, und wenn der Strom IL den Kondensator C1 umgekehrt auflädt und Vc1 unter den den Wert von Vref1 repräsentierenden Wert VLH fällt, verändert sich der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 von niedrig zu hoch, wodurch die Gate-Spannung des MOSFET Q1 aufgeladen wird. Die Veränderung des Ausgangs der Vergleichseinrichtung 6 schaltet die Bezugsspannung Vref1 von VLH auf VHL um, und der Vorgang kehrt zum ursprünglichen Zustand zurück.
Wie vorstehend beschrieben, kann bei der Verwendung der Hysteresevergleichseinrichtungen als Vergleichseinrichtungen 6 und 8 am Ende von t3 oder t1 durch eine derartige Einstellung des Bezugsspannungswerts, daß er selbst dann nicht unter VLH fällt, wenn die Spannungen Vc1 und Vc2 durch die Entladungseinrichtungen 13 und 14 verringert werden, ein normaler Betrieb der MOSFETs Q1 und Q2 garantiert werden.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 liegt ein gemeinsames Potential der hochseitigen Schaltung 11 bei einem Ausgang 0. Dies hat den Vorteil, daß eine Abschaltung des MOSFET Q1 mit hoher Geschwindigkeit im Modus 2 ermöglicht wird, in dem die Vorrichtung 2 eingeschaltet ist. Genauer wird unmittelbar nach dem Einschalten der Vorrichtung 2 die zwischen Gate und Source des MOSFET Q1 aufgeladene Spannung an die Vorrichtung 2 angelegt, und der Strom der Vorrichtung 2 wird groß, doch wenn die Gate-Spannung des MOSFET Q1 abnimmt, wird die Stromkapazität proportional zur Annäherung der Gate-Spannung des MOSFET Q1 an Null verschlechtert. Ist jedoch das gemeinsame Potential der mit dem Ausgang verbundenen hochseitigen Schaltung 11 0, kann die Stromkapazität bis zum Ende der Abschaltung der an die Vorrichtung 2 angelegten Spannung Vc1 aufrechterhalten werden. Nach der Abschaltung wird die Spannung Vc1 als Rückwärtsvorspannung zwischen Source und Gate des MOSFET Q1 angelegt, und dementsprechend kann verhindert werden, daß der MOSFET Q1 unvermittelt durch ein Rauschen eingeschaltet wird, und ein stabiler Abschaltvorgang kann gewährleistet werden.
Andererseits ist die zwischen Gate und Source des MOSFET Q1 angelegte Spannung eine Differenzspannung zwischen der Spannung der Stromquelle 15 und Vc1, und bei einem Anstieg der Spannung Vc1 nimmt die Gate-Spannung des MOSFET Q1 ab. Dies hat den Nachteil zur Folge, daß der Einschaltwiderstand des MOSFET Q1 zunimmt. Insbesondere wenn die MOSFETs Q1 und Q2 bei einer Anwendung, bei der die Ansteuerfrequenz in etwa einige Zehn kHz beträgt, einen stationären Verlust aufweisen, der größer als ein Schaltverlust ist, wird vorzugsweise eine Gate-Spannung angelegt, die ausreichend ist, um eine Steigerung des Einschaltwiderstands von Q1 zu verhindern. In diesem Fall wird die Verbindung der Vergleichseinrichtung 6 vorzugsweise in die bei der Ausführungsform gemäß Fig. 11 gezeigte umgeändert.
Fig. 11 zeigt eine hochseitige Ansteuerschaltung 11. Eine niederseitige Ansteuerschaltung 12 ist ähnlich aufgebaut. Gemäß Fig. 11 ist die Ansteuerschaltung 11 einer Stromquelle zugeordnet, die eine positive Stromquelle 15 und eine negative Stromquelle 16 umfaßt, wobei diese Stromquellen auf einem Bezugswert einer Source des MOSFET Q1 basieren. Ein aus Vorrichtungen 1 und 2 bestehender CMOS-Wechselrichter ist zwischen der positiven und der negativen Polarität der Stromquelle 15 angeschlossen, und ein Ausgang des CMOS-Wechselrichters ist mit einem Gate des MOSFET Q1 verbunden. Wie gemäß Fig. 1 wird ein Signal von einer NICHT- UND-Schaltung 5 an einen Steueranschluß des aus den Vorrichtungen 1 und 2 bestehenden CMOS-Wechselrichters angelegt. Eine Vergleichseinrichtung 6 vergleicht die Spannung eines Kondensators C1 mit einer auf einem Bezugswerts an der Source von Q1 basierenden Bezugsspannung Vref1, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung 6 wird in die NICHT-UND-Schaltung 5 eingegeben. Eine als Start-/Stop-Einrichtung dienende Reihenschaltung aus dem Widerstand R1 und dem Schalter S1 ist über die Stromquelle 15 und einen Verbindungsknoten des Widerstands R1 angeschlossen, und der Schalter S1 ist mit einem Eingang der NICHT-UND-Schaltung 5 verbunden. Die Vergleichseinrichtung 6 wird von der positiven Stromquelle 15 und der negativen Stromquelle 16 versorgt. Vorzugsweise weist die Vergleichseinrichtung 6 eine Hysteresekennlinie auf. Da die Vergleichseinrichtung 6 der negativen Stromquelle 16 zugeordnet ist, kann ein Vergleich mit der Bezugsspannung selbst dann sichergestellt werden, wenn die Spannung des Kondensators C1 negativ ist.
Selbst wenn bei dem Aufbau gemäß Fig. 11 die Ladespannung des Kondensators C1 zunimmt, kann die Gate-/Source-Spannung des MOSFET Q1 auf der Spannung der Stromquelle 15 gehalten werden. Doch die vorstehend erwähnte Beschleunigung der Abschaltung, die erhalten wird, wenn der Punkt O als der Allgemeine der Schaltung 11 ausgewählt wird, kann nicht erzielt werden. Dementsprechend muß die Auswahl entweder des Aufbaus gemäß Fig. 1 oder des Aufbaus gemäß Fig. 11 nach Maßgabe der Ansteuerfrequenz bestimmt werden.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Einstellung der Helligkeit der Entladungsröhre beschrieben. In den vergangenen Jahren war eine Beleuchtungsvorrichtung mit einer Beleuchtungssteuerfunktion zur gewünschten Steuerung der Helligkeit als Beleuchtungsvorrichtung erhältlich. Die Helligkeit der Entladungsröhre kann durch Verändern der Größe des Resonanzstroms IL eingestellt werden. Die vorstehend erwähnte Fig. 2 zeigt, daß der Strom IL abnimmt, wenn die Schaltfrequenz f des Wechselrichters höher als die durch den Resonanzinduktor und den Resonanzkondensator bestimmte Resonanzfrequenz fo ist. Bei der Beleuchtungsvorrichtung wird die Schaltfrequenz f auf der Grundlage dieses Prinzips gesteuert, um eine Beleuchtungssteuerung auszuführen.
Zum Zwecke der Verringerung des Stroms IL wird die Leitungsdauer der hochseitigen oder der niederseitigen Schaltvorrichtung kurz eingestellt, und die Schaltfrequenz wird hoch eingestellt.
Erfindungsgemäß kann die Ansteuerfrequenz durch eine Steigerung des Widerstands der Entladungsvorrichtungen 13 und 14 erhöht werden, und der Strom kann verringert werden, wie aus Fig. 7 ersichtlich. Vorstehend wurde eine Entladungsvorrichtung mit der Funktion der Verringerung der Betriebsfrequenz zur Steigerung des Resonanzstroms während des Starts der Beleuchtungsvorrichtung beschrieben. Daher kann durch Steigern des Entladungswiderstands zur Steigerung einer Verringerung ΔV der Spannungen Vc1 und Vc2 auf der Grundlage dieses Prinzips die Betriebsfrequenz gesteigert werden, und der Resonanzstrom kann verringert werden. Fig. 12 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Beleuchtungssteuerung auf der Grundlage dieses Prinzips erfolgt. In Fig. 12 ist nur eine periphere Schaltung der Entladungseinrichtung 13 dargestellt, da die übrigen Komponenten mit den in Fig. 1 gezeigten identisch sind. Die Entladungseinrichtung 14 ist ebenfalls einer der in Fig. 12 gezeigten ähnlichen Schaltung zugeordnet. Ein Widerstand R5 ist mit dem Kondensator C1 parallelgeschaltet, und eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R6 und einem MOSFET Q3 ist ebenso mit dem Kondensator C1 parallelgeschaltet. Wenn das gesamte Licht eingeschaltet ist, wird der MOSFET Q3 durch ein Beleuchtungssteuersignal eingeschaltet, um den Wert der Entladungseinrichtung gleich einem resultierenden parallelen Wert der Widerstände der Widerstände R5 und R6 einzustellen. Bei der Beleuchtungssteuerung wird der MOSFET Q3 ausgeschaltet, und nur der Widerstand R5 wirkt als Entladungseinrichtung. Da der Widerstand des Widerstands R5 größer als der resultierende parallele Widerstand der Widerstände R5 und R6 ist, nimmt die Ansteuerfrequenz zu, und der Strom nimmt ab, wie in Fig. 7 gezeigt, wodurch ein Beleuchtungssteuerzustand herbeigeführt wird.
Zusätzlich zu der Ausführungsform gemäß Fig. 12 kann ein Verfahren angewendet werden, bei dem die Bezugsspannung so gesteuert wird, daß die Zeit verkürzt wird, die erforderlich ist, bis die Spannung des Kondensators C2 oder C2 die Bezugsspannung Vref erreicht. Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform einer Beleuchtungssteuerschaltung, die auf eine Veränderung der Bezugsspannung abzielt.
Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform gemäß Fig. 1 verwendet die niederseitige Ansteuerschaltung die Vergleichseinrichtung 8, die die Spannung des Kondensators C2 mit der Bezugsspannung Vref2 vergleicht und ein Signal an die NICHT- UND-Schaltung 7 leitet. Andererseits ist die Ausführungsform gemäß Fig. 13 dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung Vref2 der Vergleichseinrichtung 8 durch ein zu einem gewünschten Zeitpunkt angelegtes Beleuchtungssteuersignal verändert werden kann.
Gemäß Fig. 13 ist ein Widerstand R7 an die Seite der Stromquelle gemäß Fig. 1 mit hohem Potential angeschlossen. Ein durch Umkehren des Ausgangs der Vergleichseinrichtung 8 erhaltenes Signal wird an einen Gate-Anschluß eines FET Q4 angelegt, und ein Beleuchtungssteuersignal wird an einen Gate- Anschluß eines FET Q5 übertragen.
Zunächst wird ein Verfahren zur Einstellung der Bezugsspannung Vref2 während der gesamten Brenndauer des Lichts beschrieben. Wenn der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 hoch ist, wird der FET Q4 ausgeschaltet, und die Bezugsspannung Vref2 nimmt den Wert VHL an, der durch Teilen der Spannung der Stromquelle 16 durch die Widerstände R7 und R9 erhalten wird. Anschließend wird der Ausgang der Vergleichseinrichtung 8 niedrig, wodurch der FET Q4 eingeschaltet wird, und die Widerstände R8 und R9 sind miteinander parallelgeschaltet, wodurch sie einen resultierenden Widerstand aufweisen, der kleiner als der Widerstand von R9 ist. Die Bezugsspannung Vref2 nimmt den Wert VLH an, der durch Teilen der Spannung der Stromquelle 16 durch den resultierenden Widerstand von R8 und R9 und den Widerstand R7 erhalten wird, und zwischen VHL und VLH wird die Beziehung VHL > VLH hergestellt.
Der Vorgang wird wie nachstehend beschrieben fortgesetzt, wenn ein Beleuchtungssteuersignal eingegeben wird. Wenn an den Gate-Anschluß des FET Q5 ein hohes Signal angelegt wird, das das Beleuchtungssteuersignal repräsentiert, wird der FET Q5 eingeschaltet, und die Widerstände R9 und R10 werden miteinander parallelgeschaltet, wodurch ein resultierender Widerstand erhalten wird, der kleiner als der Widerstand R9 ist. Dadurch fällt die Bezugsspannung Vref2 bei einer normalen Beleuchtung unter VHL, und die Leitungsdauer des MOSFET Q2 kann verringert werden. Durch ein derartiges Verändern der niederseitigen Bezugsspannung Vref2 kann die Beleuchtungssteuerung sichergestellt werden.
Fig. 14 zeigt den Aufbau einer elektrodenlosen Leuchtstoffröhre mit einer erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung. Krypton- und Quecksilberdampf werden in eine Entladungsröhre 26 gefüllt. Wenn mittels einer Beleuchtungsschaltung 27 eine hochfrequente Spannung an eine Erregungsspule 28 angelegt wird, wird durch eine Spannung über die Leiter der Spule ein großes elektrisches Feld erzeugt, wodurch eine ursprüngliche Entladung verursacht wird, die sich zu einer induktiven Entladung verschiebt. Danach führt die Beleuchtungsschaltung 27 der Spule 28 einen hochfrequenten Strom von mehreren MHz zu, wodurch veranlaßt wird, daß die elektromagnetische Spule magnetische Kraftlinien emittiert. Die durch die induktive Entladung erzeugten Ionen werden elektromagnetisch mit den magnetischen Kraftlinien gekoppelt, die an ein induktives elektrisches Feld angelegt werden und zu einem Regelkreisentladungsstrom (Plasma) führen. Der Quecksilberdampf in dem Plasma wird durch das induktive elektrische Feld erregt, wodurch ultraviolette Strahlen emittiert werden, die auf ein Phosphormaterial auftreffen, mit dem die Innenfläche der Röhre 26 beschichtet ist, wodurch sichtbare Strahlen erzeugt werden. Das Plasma ist äquivalent zu einer sekundären Wicklung der Erregerspule 28 und führt einem einer Last auf der sekundären Wicklung entsprechenden Plasmawiderstand Energie zu. Die elektrodenlose Leuchtstoffröhre hat einen ringförmigen Endladungspfad und muß nicht lang sein, wodurch eine geeignete Miniaturisierung erreicht wird.
Vorteilhafter Weise unterscheidet sich die elektrodenlose Leuchtstoffröhre dadurch von gewöhnlichen Leuchtstoffröhren, daß kein Glühdraht verwendet wird und sie daher eine lange Lebensdauer aufweisen kann. Eine später beschriebene, gewöhnliche Leuchtstoffröhre des Glühbirnentyps hat eine Lebensdauer von ca. 8.000 Stunden, und der Faktor, der die Lebensdauer bestimmt, ist das Brechen des Glühdrahts. Im Gegensatz dazu kann die elektrodenlose Leuchtstoffröhre eine Lebensdauer von ca. 20.000 Stunden aufweisen, was in etwa dreimal so lange wie die Lebensdauer der gewöhnlichen Leuchtstoffröhre ist. Diese Lebensdauer entspricht in etwa dem Zehnfachen der Lebensdauer einer Glühbirne.
Wie bei einer gewöhnlichen Leuchtstoffröhre nimmt eine Spannung über die elektrodenlose Leuchtstoffröhre ab, wenn der durch die Lampe fließende Strom zunimmt. Wenn die Lampe in Begriffen eines äquivalenten Widerstands betrachtet wird, entspricht dies einer Kennlinie, bei der der Widerstand um so mehr abnimmt, je mehr Strom fließt, wobei diese Kennlinie als negative Widerstandskennlinie bezeichnet wird. Es ist die Funktion der Beleuchtungsschaltung, den Strom in einer Lampe mit negativer Widerstandskennlinie zu stabilisieren.
In Fig. 15 ist eine konkrete Ausführungsform dargestellt, bei der die erfindungsgemäße Beleuchtungsschaltung auf die elektrodenlose Leuchtstoffröhre angewendet wird. Gemäß Fig. 15 sind MOSFETs Q1 und Q2, die mit Kondensatoren C1 und C2 verbundene Sources aufweisen, Steuereinrichtungen 11 und 12 zum Antreiben dieser MOSFETs und eine hochseitige Stromversorgung, für die ein Urladeprogramm verwendet wird, ähnlich wie die in Fig. 8 gezeigten aufgebaut und werden nicht beschrieben.
Ein Reaktor LR und ein Kondensator Cr für die Resonanz sind zwischen einem Ausgangsanschluß O und einem gemeinsamen Punkt N in Reihe geschaltet, und eine elektrodenlose Leuchtstoffröhre 18 und ein Hilfskondensator C40 sind über den Kondensator Cr angeschlossen. Bei einem Umrichter zum Empfangen von Strom von einer Wechselstromquelle 19 wird Wechselstrom unter Verwendung eines Tiefpaßfilters 18 und von Dioden D1 bis D4 durch eine Gleichrichterschaltung geleitet, so daß er gleichgerichtet wird, und der gleichgerichtete Strom lädt einen Glättungskondensator 17 auf, der wiederum den MOSFETs Q1 und Q2 geglätteten Strom zuführt.
Der Schaltungsaufbau, bei dem die eine Last repräsentierende Lampe 18 mit dem Resonanzkondensator Cr oder dem Reaktor Lr parallelgeschaltet ist, wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 15, wird als parallele Resonanzschaltung bezeichnet. Die Beziehung zwischen der Ansteuerfrequenz und dem Resonanzstrom bei der Beleuchtungsschaltung mit paralleler Resonanz ist in Fig. 16 gezeigt. Die in Fig. 16 gezeigten Kennlinien sind im wesentlichen identisch mit den in Fig. 2 gezeigten, mit der einzigen Ausnahme, daß in Fig. 16 drei Werte, groß, mittel und klein, als Parameter für den Lampenwiderstand angegeben sind.
Bei einer parallelen Resonanz wird der Strom um so größer, je höher der Lastwiderstand bei der gleichen Frequenz ist. Bei der herkömmlichen Beleuchtungsschaltung ist die Ansteuerfrequenz konstant und hat beispielsweise den Wert f1, und der Strom verändert sich mit den Lampenwiderständen, wie in Fig. 16 durch a1. a2 und a3 dargestellt. Andererseits wird bei der erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung die Ansteuerfrequenz automatisch gesteigert, wenn der Strom verringert werden soll. Durch die Behandlung eines Stroms, der dem herkömmlichen Strom entspricht, bei a3 als stationärer Wert und Konstruieren der erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung durch Indikation des stationären Werts bei b3 wird die Frequenz von der für b3 verringert, wenn der Widerstand groß oder mittel ist und die Ströme von b1 und b2 zugeführt werden. Dies bedeutet, daß bei dem gleichen Lampenwiderstand ein größerer Strom als der herkömmliche Strom zugeführt wird.
Bei der elektrodenlosen Leuchtstoffröhre wird die Plasmalast auf das der sekundären Wicklung der Erregungsspule entsprechende Plasma geladen, wie vorstehend beschrieben. Der Plasmawiderstand hängt von den Temperaturen in der Entladungsröhre ab, und je niedriger die Temperatur ist, desto höher wird der Widerstand. Diese Tendenz ist eminent, wenn die Lampe in einer Umgebung mit niedriger Temperatur gezündet wird, was zu einem hohen Lampenwiderstand führt, der eine dunkle Beleuchtung zur Folge hat.
Die erfindungsgemäße Beleuchtungsschaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß bei der Niedertemperaturbeleuchtung ein größerer Strom als der herkömmliche Strom zugeführt wird, um eine helle Beleuchtung zu erzielen. In der Ausgangsphase der Beleuchtung herrschen niedrige Temperaturen vor, wodurch ein Strom bei b2 zugeführt wird, doch aufgrund des vorstehend beschriebenen negativen Widerstands führt eine Steigerung des Stroms zu einer Verringerung des Lampenwiderstands, und der Strom kann stabilisiert werden.
Eine elektrodenlose Leuchtstoffröhre, für die eine andere Beleuchtungsschaltung verwendet wird, wurde bereits in der Praxis verwendet, doch die Beleuchtungsschaltung gehört zu einem Typ, der einen hochfrequenten Strom von mehreren MHz zuführt und keine Beleuchtungssteuerfunktion aufweist. Bei der erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung kann jedoch der Strom durch Verändern der Werte der Entladungswiderstände 13 und 14 verändert werden, um sicherzustellen, daß eine stufenlose Beleuchtungssteuerung ausgeführt werden kann. Das Verfahren zur Veränderung der Frequenz während der Beleuchtungssteuerung wurde bei der herkömmlichen Leuchtstoffröhrenbeleuchtungsschaltung verwendet, doch erwartungsgemäß wird bei einer hohen Frequenz von mehreren MHz die Stromschwingungsform gestört, oder bei einer Veränderung der Frequenz tritt das Problem eines Kurzschlusses aufgrund eines gleichzeitigen Einschaltens der FETs Q1 und Q2 auf. Dagegen wird bei der vorliegenden Erfindung die Frequenz jede Resonanzperiode geringfügig und automatisch eingestellt, und daher kann selbst bei hohen Frequenzen von mehreren MHz eine stabile Beleuchtungssteuerung sichergestellt werden.
Ferner arbeitet die erfindungsgemäße Beleuchtungsschaltung so, daß selbst, wenn die FETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet werden und ein Kurzschluß auftritt, der Kurzschlußstrom automatisch unterbrochen und der Vorgang anschließend neu gestartet werden. Werden die FETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet, fließt ein durch die FETs Q1 und Q2 fließender Strom aus dem Glättungskondensator 17, und dieser Strom erreicht einen Wert, der durch einen Sättigungsstrom des FET Q1 oder Q2 bestimmt wird. Andererseits fließt der Kurzschlußstrom unfehlbar durch die Kondensatoren C1 und C2, mit dem Ergebnis, daß die Kondensatoren C1 und C2 mit einem größeren Strom aufgeladen werden als während der Beleuchtung, und die Steigerung der Spannung jedes der Kondensatoren wird beschleunigt. Der Sättigungsstrom der Vorrichtung des spannungsbetriebenen Typs nimmt ab, wenn die Gate-Spannung abnimmt. Die Gate-Spannungen der FETs Q2 und Q1 werden jeweils durch einen Wert, der durch Subtrahieren der Spannung von C2 von der Antriebsstromquelle 16 ermittelt wird, und einen Wert repräsentiert, der durch Subtrahieren der Spannung von C1 von der Spannung von Ct ermittelt wird. Daher nehmen bei einer Steigerung der Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 nach Maßgabe des Kurzschlußstroms die Gate-Spannungen im Gegenzug ab, wodurch der Sättigungsstrom (d. h. der Kurzschlußstrom) verringert wird. Dank der negativen Rückführfunktion wird der Kurzschlußstrom automatisch verringert, und daher ist bei der erfindungsgemäßen Beleuchtungsschaltung gewährleistet, daß kein Bruch der MOSFETs aufgrund eines Kurzschlusses auftritt. Ferner werden, wenn die Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 aufgrund des Kurzschlußstroms so zunehmen, daß sie die Bezugswerte Vref1 und Vref2 überschreiten, beide FETs Q1 und Q2 ausgeschaltet, und die Zufuhr des Stroms wird unterbrochen. Anschließend werden die Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 mittels der Entladungseinrichtungen 13 und 14 gesenkt, und wenn eine der Spannungen unter VLH fällt, werden die Schaltvorrichtungen erneut eingeschaltet, um die Stromzufuhr wieder aufzunehmen. Auf diese Weise hat die Beleuchtungsschaltung als solche die Funktion einer Unterbrechung des Kurzschlußstroms und des Ausführens des anschließenden Neustarts, wodurch eine hohe Zuverlässigkeit erzielt wird.
Die erfindungsgemäße Beleuchtungsschaltung hat die gleiche Wirkung bei einer gewöhnlichen Leuchtstoffröhre mit einem Glühdraht, wie in Fig. 17 gezeigt. Die Leuchtstoffröhre des Glühlampentyps mit Glühdraht ist aufgebaut, wie in Fig. 17 gezeigt. Eine Leuchtstoffröhre 29 ist in einer Entladungsröhre 26 vorgesehen, und ein Glühdraht 30 ist in der Lampe montiert. Eine Beleuchtungsschaltung 27 ist über der Lampenbasis montiert.
Die auf die Leuchtstoffröhre mit Glühdraht angewendete erfindungsgemäße Beleuchtungsschaltung ist besonders konstruiert, wie in Fig. 18 gezeigt. Gemäß Fig. 18 ist die Resonanzschaltung mit dem Ziel, den Glühdraht während des Starts vorzuheizen, anders aufgebaut als die gemäß Fig. 15, und die Steuereinrichtungen 24 und 25 für die FETs Q1 und Q2 haben ebenfalls eine Vorheizfunktion, wodurch sich ihr Aufbau teilweise von dem der Steuereinrichtungen 11 und 12 gemäß Fig. 15 unterscheidet.
Genauer unterscheidet sich Fig. 18 dadurch strukturell von Fig. 15, daß die Resonanzschaltung, ein Resonanzreaktor Lr und ein Resonanzkondensator Cr sowie eine Leuchtstoffröhre 18 zwischen einem Ausgang O und einem gemeinsamen Punkt N in Reihe geschaltet sind und ein zusätzlicher Kondensator C40 über die Lampe 18 angeschlossen ist. Ein Kondensator C3 ist mit dem FET Q1 zwischen dessen Drain und Source parallelgeschaltet, und ein Kondensator C4 ist mit dem FET Q2 zwischen dessen Drain und Source parallelgeschaltet, um den weichen Schaltvorgang zu unterstützen, wie nachstehend beschrieben.
Die Steuereinrichtungen 24 und 25 haben den gleichen Aufbau, und nur die Steuereinrichtung 24 wird beschrieben. Eine Vergleichseinrichtung zur Erfassung der Spannung des Kondensators C1 umfaßt zusätzlich zu der gleichen Vergleichseinrichtung 6 wie bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform eine neu hinzugefügte Vergleichseinrichtung 20. Der Vergleichseinrichtung 20 ist eine Bezugsspannung Vref4 zugeordnet, und wenn die Spannung des Kondensators C1 unter Vref4 fällt, verändert die Vergleichseinrichtung 20 ihren Ausgang, um ein Rücksetzsignal (R) an einen Flip-Flop 21 zu senden. Zur Zufuhr eines Einstellsignals zu dem Flip-Flop 21 ist eine Ein-Stoß-Impulserzeugungseinrichtung 22 vorgesehen. Die Ein-Stoß-Impulserzeugungseinrichtung 22 liefert synchron mit einem Zeitpunkt für das Einschalten einer Vorrichtung 2 einen niedrigen Impuls, um den Flip-Flop 21 einzustellen. Ein Ausgang (Q) des Flip-Flop 21 überträgt einen Schalter 23 entsprechend seinem Zustand, um eine der Vergleichseinrichtung 6 zugeordnete Bezugsspannung Vref2 zu ändern. Die übrigen Komponenten sind mit denen der in Fig. 15 dargestellten Steuereinrichtung 11 identisch.
Gemäß Fig. 18 ist die als Last auf der Resonanzschaltung dienende Lampe 18 mit dem Reaktor Lr und dem Kondensator Cr in Reihe geschaltet und mit dem Kondensator 40 parallelgeschaltet, und diese Resonanzschaltung wird als reihenparallele Resonanzschaltung bezeichnet und allgemein als Beleuchtungsschaltung für Leuchtstoffröhren verwendet. Bei der reihenparallelen Resonanz steht die Ansteuerfrequenz mit dem Strom in der Beleuchtungsschaltung in Wechselbeziehung, wie in Fig. 19 gezeigt.
Wie Fig. 16 zeigt Fig. 19 drei Werte, klein, mittel und groß, für den Lampenwiderstand, von denen ein großer Widerstand einem Glühdrahtvorheizzustand während des Starts entspricht. Da der Lampenwiderstand während des Starts sehr hoch ist, ist der Kondensator C40 äquivalent mit dem Reaktor Lr und dem Kondensator Cr in Reihe geschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird die Resonanzfrequenz durch die Werte von Lr, Cr und C40 bestimmt, und dies wird als erste Resonanzfrequenz fr1 bezeichnet. Andererseits wird, wenn die Lampe brennt und der Lampenwiderstand ausreichend kleiner als eine Impedanz des Kondensators C4 wird, die Resonanzfrequenz nur durch Lr und Cr bestimmt, und dies wird als zweite Resonanzfrequenz fr2 definiert. Bei einer Leuchtstoffröhre mit Glühdraht wird allgemein ein Verfahren verwendet, bei dem die Beleuchtungsschaltung während des Starts zum Zwecke des Vorheizens des Glühdrahts nahe der ersten Resonanzfrequenz betrieben wird, und wenn die Lampe anschließend brennt, wird die Beleuchtungsfrequenz so verändert, daß sie einen Wert in der Nähe der zweiten Resonanzfrequenz annimmt. Bei der vorliegenden Ausführungsform erfolgt die Änderung der Frequenz von fr1 zu fr2 durch Verändern der Bezugsspannung Vref2 der Vergleichseinrichtung 6. Dieser Vorgang ist in Fig. 20 gezeigt. Während des Starts ist der Lampenwiderstand groß, und daher ist auch der Stromwert groß, wie in Fig. 19 gezeigt. Wenn die Vorrichtung 2 eingeschaltet wird, um den FET Q1 unter diesen Bedingungen einzuschalten, wird von der Ein-Stoß- Impulserzeugungseinrichtung gemäß Fig. 18 ein Einstellsignal abgegeben, um den Flip-Flop 21 einzustellen, mit dem Ergebnis, daß eine Kombination von Bezugsspannungen VHL1 und VLH1 der Vergleichseinrichtung in eine Kombination von VHL2 und VLH2 umgeschaltet wird. Da VHL2 höher als VHL1 ist, wird der FET Q1 nicht unmittelbar nach dem Umschalten erneut eingeschaltet. Danach fließt der Strom IL während eines Zeitintervall des Modus 4 durch eine antiparallele (rückwärtsparallele) Diode des FET Q1, wodurch der Kondensator C1 umgekehrt aufgeladen wird, und aufgrund des großen Werts des Stroms wird die Spannung des Kondensators C1 auf einen negativen Wert verringert. Zu diesem Zeitpunkt fällt die Spannung des Kondensators C1 unter Vref4, und daher überträgt die Vergleichseinrichtung 20 ein Rückstellsignal an den Flip-Flop 21. Dadurch wird die Bezugsspannung der Vergleichseinrichtung 6 von der vorherigen Kombination aus VHL2 und VLH2 auf die Kombination aus VHL1 und VHL1 umgeschaltet. Durch Wiederholen dieses Vorgangs wirkt während des Startvorgangs, bei dem der Strom groß ist, nur der Wert VHL1 der Bezugsspannung der Vergleichseinrichtung 6 für die Abschaltung des FET Q1.
Anschließend, wenn die Lampe brennt und der Lampenwiderstand abnimmt, nimmt auch der Strom ab. Dieser Zeitpunkt ist in Fig. 20 durch c bezeichnet. Nach dem Zeitpunkt c ist die Verringerung der Spannung des Kondensators selbst dann klein, wenn der Kondensator C1 während des vorstehend erwähnten Modus 4 durch einen verringerten Strom IL umgekehrt aufgeladen wurde, so daß die Vergleichseinrichtung 20 den Flip-Flop 21 unter der Annahme, daß die Spannung des Kondensators C1 nicht unter Vref4 fällt, nicht einstellt und die Bezugsspannung der Vergleichseinrichtung 6 nur auf die Kombination von VHL2 und VLH2 begrenzt ist. In Fig. 20 ist dieser Zustand durch die Zeitpunkte nach dem Zeitpunkt g dargestellt.
Durch den vorstehend beschriebenen Vorgang kann durch Einstellen der Bezugsspannung der Vergleichseinrichtung 6, die für den Startvorgang eine Kombination von VHL1 und VLH1 ist, auf die Nähe der ersten Resonanzfrequenz und Einstellen der Bezugsspannung der Vergleichseinrichtung 6, die für den stationären Beleuchtungsvorgang eine Kombination von VHL2 und VLH2 ist, auf die Nähe der zweiten Resonanzfrequenz ein stabiler Betrieb der Beleuchtungsschaltung in der Nähe der beiden unterschiedlichen Resonanzfrequenzen garantiert werden.
Bei einer Lampe mit Glühdraht tritt ein Zustand auf, in dem die Emission von einem Glühdraht oder beiden Glühdrähten am Ende der Lebensdauer beendet wird. In diesem Zustand wird der Lampenwiderstand erneut hoch, und durch den Vorgang gemäß Fig. 20 kehrt die Ansteuerfrequenz der Beleuchtungsschaltung in die Nähe der ersten Resonanzfrequenz zurück. Im Gegensatz zu dem Vorgang während des Starts nimmt der Lampenwiderstand in dieser Phase jedoch selbst beim Anlegen eines großen Stroms nicht ab. Daher kann in diesem Fall der Betrieb der Beleuchtungsschaltung beendet werden, wenn die Bedingung festgestellt werden kann, daß die Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 über eine vorgegebene Zeitspanne oder länger durchgehend unter Vref4 liegen. Wenn die Lampe 18 entfernt wird, während die Beleuchtungsschaltung in Betrieb ist, kann die Ansteuerfrequenz ebenso in die Nähe der ersten Resonanzfrequenz zurückgesetzt werden, was einem großen Lampenwiderstand entspricht. Dieser Fall kann ebenfalls als Bedingung festgestellt werden, unter der die Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 über eine vorgegebene Zeitspanne oder mehr durchgehend unter Vref4 liegen, und der Betrieb der Schaltung kann beendet werden.
Auf diese Weise kann die Vergleichseinrichtung 20 auch so verwendet werden, daß sie eine Schutzfunktion zur Vermeidung eines Überstroms am Ende der Lebensdauer der Lampe oder während des Betriebs der Lampe aufweist.
Fig. 21 ist eine Zeitübersicht zur Erläuterung des weichen Schaltvorgangs durch die Kondensatoren C3 und C4, die mit den FETs Q1 und Q2 parallelgeschaltet sind. Gemäß der Figur übersteigt die Spannung des Kondensators C1 zwischen dem Ende des Zeitintervalls t1 und dem Beginn des Zeitintervalls t2 die Bezugsspannung VHL, wodurch der FET Q1 ausgeschaltet wird, doch ein Strom IL/2 fließt durch den Kondensator C3, wodurch der Spannungsanstieg dV/dt des FET Q1 durch (IL/2)C3 verringert wird. Gleichzeitig fließt der Strom IL/2 zur Entladung des Kondensators C4, und dV/dt wird zum Zeitpunkt des Spannungsabfalls des FET Q2 ähnlich durch (IL/2)C4 begrenzt. Der Wert dV/dt führt während des Schaltens zu einem Leitungsrauschen und einem Entladungsrauschen, doch durch Ausführen eines weichen Schaltens, das dV/dt wie bei der vorliegenden Ausführung unterdrückt, kann dieses Problem minimiert werden. Die Stromschwingungsform des FET Q1 am Ende des Zeitintervalls t1 ist durch einen Kreis gekennzeichnet, um anzuzeigen, daß die Spannung des FET Q1 zu diesem Zeitpunkt fast Null beträgt, und der Strom überlappt die Spannung des FET Q1 nicht, so daß ein Schaltverlust verhindert wird. Auf diese Weise ist das weiche Schalten unter dem Gesichtspunkt der Verringerung des Schaltverlusts effizient.
Durch den vorstehend beschriebenen Vorgang lädt der Ladestrom des Kondensators C3 auch den Kondensators C1 auf, und ähnlich lädt der Ladestrom des Kondensators C4 den Kondensator C2 umgekehrt auf. Dies ist jedoch äquivalent zu einem Phänomen, gemäß dem der Betrieb im Modus 1 und der betrieb im Modus 2 gleichzeitig ablaufen, und beeinflußt den Betrieb bei der vorliegenden Erfindung nicht nachteilig.
Der vorstehend beschriebene Betrieb tritt auf der Grundlage des gleichen Prinzips zwischen dem Ende des Zeitintervalls t3 und dem Anfang des Zeitintervalls t4 auf, wird hier jedoch nicht beschrieben.
In Fig. 22 ist eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Fig. 22 zeigt in einem Abschnitt (a) den Aufbau einer erfindungsgemäßen Leistungswandlereinheit des Resonanztyps und in einem Abschnitt (b) die Funktionsweise der Leistungswandlereinheit. Die vorliegende Ausführungsform unterscheidet sich dadurch von den vorhergehenden Ausführungsformen, daß auf die Vergleichseinrichtungen zum Vergleichen der Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 mit den Bezugswerten Vref1 und Vref2 verzichtet wird. Eine Steuereinrichtung 60 hat die Funktion, auf ein Signal S zu reagieren, um über eine Pegelverschiebungseinrichtung einen Zufallssteuerbefehl an die MOSFETs Q1 und Q2 zu übertragen. Die Übrigen Komponenten sind mit denen der Ausführungsform gemäß Fig. 1 identisch.
Die Miniaturisierung von Vorrichtungen des spannungsbetriebenen Typs, wie MOSFETs, wurde Jahr führ Jahr vorangetrieben, und aufgrund einer Verringerung des Einschaltwiderstands der Vorrichtung kann ein ausreichender Strom fließen, ohne daß eine Sättigung der Vorrichtung verursacht wird, wenn die Gate-/Source-Spannung einen Wert aufweist, der die Schwellenspannung geringfügig übersteigt. Wenn bei der in Fig. 22 unter (a) gezeigten Ausführungsform die Ansteuerspannungsquellen 130 und 140 einen Spannungswert Vcc aufweisen, wird eine Gate- Spannung (eine Steuerspannung) von (Vcc-Vc1) zwischen Source und Quelle des MOSFET Q1 angelegt. Die Spannung Vc1 steigt mit einem durch den MOSFET Q1 fließenden Strom, wie vorstehend beschrieben, und der MOSFET Q1 wird abhängig davon, ob (Vcc- Vc1) größer als eine Gate-Schwellenspannung Vth des MOSFET Q1 ist oder nicht, ein- oder ausgeschaltet. Die in Fig. 22 unter (a) dargestellte Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß unter Ausnutzung des Phänomens, daß (Vcc-Vc1) nach Maßgabe des Resonanzstroms IL zunimmt oder abnimmt, ohne Zuhilfenahme einer besonderen Vergleichseinrichtung ein mit der Resonanzfrequenz synchroner Wechselrichterbetrieb fortgesetzt werden kann. Dies gilt auch für das Ein- und Ausschalten des MOSFET Q2.
Die Funktionsweise wird unter Bezugnahme auf Abschnitt (b) von Fig. 22 beschrieben. Die Spannungen Vc1 und Vc2 verändern sich nach Maßgabe des Resonanzstroms IL positiv und negativ und werden mit entgegengesetzten Polaritäten zwischen Gate und Source des MOSFET Q1 und zwischen Gate und Source des MOSFET Q2 angelegt. Dadurch wird bei einem Absinken der Spannung (Vcc- Vc1) unter die Schwellenspannung des MOSFET Q1 der MOSFET Q1 ausgeschaltet, und Strom fließt durch die Diode QD2. Wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 wird die Spannung Vc2 durch den durch die Diode QD2 fließenden Strom gesenkt, und wenn (Vcc- Vc2) die Schwellenspannung Vth des MOSFET Q2 übersteigt, wird ein Einschalten des MOSFET Q2 ermöglicht. Während eines Zyklus wiederholt sich der vorstehend beschriebene Vorgang.
Genauer wird unter der Annahme, daß die Richtung des in den Reaktor Lr und den Kondensator Cr einer Resonanzschaltung fließenden Stroms positiv ist, wenn die Halbleitervorrichtung Q1 des spannungsbetriebenen Typs auf der Seite des Wechselrichters mit hohem Potential eingeschaltet ist, der Kondensator C1 durch den in positiver Richtung durch die Vorrichtung Q1 fließenden Stroms aufgeladen, und die Gate-Spannung (die Steuerspannung) (Vcc-Vc1) wird zwischen Gate und Source des MOSFET Q1 angelegt. Dadurch wird die Gate-Spannung des MOSFET Q1 durch den ursprünglichen Stromfluß gesenkt, wodurch der Einschaltwiderstand von Q1 erhöht wird, und der zusätzliche Stromfluß wirkt auf den MOSFET Q1 ein, wodurch dieser ausgeschaltet wird. Anschließend, wenn der MOSFET Q1 ausgeschaltet ist, fließt der Resonanzstrom IL durch die Zirkulationsdiode QD2 der Halbleitervorrichtung Q2 des spannungsbetriebenen Typs auf der Seite mit dem niedrigen Potential. Dieser Strom ist ein Rückwärtsstrom für den MOSFET Q2, und eine Spannung, mit der der Kondensator C2 während eines vorhergehenden Zyklus aufgeladen wurde, wird durch diesen Rückwärtsstrom entladen, und der Kondensator C2 wird dann mit einer Spannung mit umgekehrter Polarität aufgeladen. Diese Spannung wirkt derart, daß sie die Gate-Spannung (Steuerspannung) des MOSFET Q2 mit einer positiven Spannung überlagert, und wenn die positive Spannung einen Gate-Schwellenwert des MOSFET Q2 übersteigt, wird der MOSFET Q2 eingeschaltet. Solange Strom durch die Zirkulationsdiode QD2 fließt, fließt jedoch kein Vorwärtsstrom durch den MOSFET Q2. Wenn anschließend die Polarität des Resonanzstroms verändert wird, fließt Strom durch den MOSFET Q2, und der Kondensator C2 wird mit diesem Strom aufgeladen, wodurch die Gate-Spannung (die Steuerspannung) des MOSFET Q2 durch eine negative Spannung überlagert wird, wodurch die Gate- Spannung (Steuerspannung) des MOSFET Q2 gesenkt wird. Durch den zusätzlichen Stromfluß fällt die Gate-Spannung (die Steuerspannung) des MOSFET Q2 unter den Gate-Schwellenwert des MOSFET Q2, und der MOSFET Q2 wird ausgeschaltet. Dadurch fließt der Resonanzstrom IL durch eine Zirkulationsdiode QD1 des MOSFET Q1. Die Spannung, mit der der Kondensator C1 während des vorhergehenden Zyklus durch den Rückwärtsstrom aufgeladen wurde, wird verringert. Danach wird die Polarität der Ladespannung umgekehrt, wodurch die Gate-Spannung (die Steuerspannung) des MOSFET Q1 durch eine positive Spannung überlagert wird, und wenn die positive Spannung den Gate-Schwellenwert des MOSFET Q1 überschreitet, wird der MOSFET Q1 eingeschaltet.
Während der Vorgänge in einem Zyklus, wie vorstehend beschrieben, werden die Halbleitervorrichtungen Q1 und Q2 des spannungsbetriebenen Typs des Wechselrichters durch die Kondensatoren C1 und C2 synchron mit dem Resonanzstrom IL ein- und ausgeschaltet. Die Vorrichtungen Q1 und Q2 werden eingeschaltet, indem ein Stromfluß durch die den Vorrichtungen Q1 und Q2 zugeordneten Zirkulationsdioden QD1 und QD2 veranlaßt wird, und umgekehrt werden die Vorrichtungen Q1 und Q2 ausgeschaltet, indem ein Stromfluß durch die Vorrichtungen Q1 und Q2 veranlaßt wird. Dadurch wird garantiert, daß unmittelbar vor dem Abschalten der Vorrichtung Q2 auf der Seite mit dem niedrigen Potential kein Strom durch die Zirkulationsdiode QD1 auf der Seite mit dem hohen Potential fließt, und der Betrieb erfolgt nicht in der vorgezogenen Phase sondern unfehlbar in der verzögerten Phase.
Bei der vorliegenden Ausführungsform werden die MOSFETs Q1 und Q2 ohne Zuhilfenahme der Vergleichseinrichtung und der NICHT-UND-Schaltung zur Verringerung der Verzögerungszeit geschaltet, und die vorliegende Ausführungsform ist für einen Wechselrichter des Hochfrequenzresonanztyps mit mehreren MHz oder mehr geeignet.
Wie vorstehend beschrieben, sind bei der vorliegenden Erfindung die Kondensatoren C1 und C2 vorgesehen, die Ladespannungen der Kondensatoren C1 und C2 werden durch die durch die den Vorrichtungen Q1 und Q2 zugeordneten Zirkulationsdioden fließenden Ströme verringert, und wenn die auf den Ladespannungen basierenden Gate-/Source-Spannungen (Gate- Spannungen (Steuerspannungen)) von Q1 und Q2 unter die Gate- Schwellenspannungen fallen, werden die Vorrichtungen Q1 und Q2 eingeschaltet. Wenn dagegen Ströme durch die Vorrichtungen fließen, wodurch die Ladespannungen der Kondensatoren C1 und C2 gesteigert werden, und die auf den Ladespannungen basierenden Gate-Spannungen die Gate-Schwellenwerte überschreiten, werden die Vorrichtungen Q1 und Q2 ausgeschaltet. Dadurch werden bei der vorliegenden Ausführungsform die Halbleitervorrichtungen Q1 und Q2 des spannungsbetriebenen Typs des Wechselrichters ebenfalls synchron mit dem Resonanzstrom IL ein- oder ausgeschaltet, wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1, und der Betrieb erfolgt zuverlässig in der verzögerten Phase φ. Dementsprechend fließt kein Rückwärtserholungsstrom der Diode, und der Schaltverlust kann verringert werden.
In Fig. 23 ist eine Ausführungsform dargestellt, bei der die vorliegende Erfindung auf eine Beleuchtungsvorrichtung einer elektrodenlosen Lampe angewendet wird. Gemäß Fig. 23 weist eine elektrodenlose Lampe R eine in der Nähe einer mit Quecksilber- oder Amalgam- und einem inerten Gas gefüllten Entladungsbirne aufgewickelte Spule auf. Ein hochfrequenter Strom wird durch die Spule geleitet, um ein hochfrequentes Magnetfeld in der Birne zu erzeugen, wodurch die Lampe gezündet wird. Dieser Lampentyp ist dadurch gekennzeichnet, daß auf den für eine gewöhnliche Leuchtstoffröhre vorgesehenen Glühdraht verzichtet wird. Wie bei dem in Fig. 1 gezeigten Aufbau weist ein Wechselrichter zum Antreiben der elektrodenlosen Lampe MOSFETs Q1 und Q2 auf, deren Sources mit Kondensatoren C1 und C2 verbunden sind, die jeweils mit einer Entladungseinrichtung 13 parallelgeschaltet sind. Ferner sind Vergleichseinrichtungen 90 und 100, wie bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9, Hysteresevergleichseinrichtungen. Während bei der Vorrichtung gemäß Fig. 9 die Spannung des Kondensators Ct von den Widerständen R3 und R4 geteilt wird und eine Teilspannung von der Vergleichseinrichtung 9 erfaßt wird, wodurch ein Startsignal an die NICHT-UND-Schaltung 5 angelegt wird, wird bei der vorliegenden Ausführungsform eine Pegelverschiebungseinrichtung verwendet, und ein Startsignal wird an einen oberen Arm angelegt. Die Pegelverschiebungseinrichtung kann auch für eine Anwendung verwendet werden, bei der ein Beleuchtungssteuersignal angelegt wird, wie in den Fig. 12 und 13 gezeigt.
Ein Reaktor Lr und ein Kondensator Cr für die Resonanz sind zwischen einem Ausgang O und einem gemeinsamen Punkt N des Wechselrichters in Reihe geschaltet, und die elektrodenlose Lampe R und ein zusätzlicher Kondensator C40 sind über den Kondensator Cr in Reihe geschaltet. In dem Wechselrichter wird von einer Wechselstromquelle 170 zugeführter Wechselstrom durch eine aus einem Tiefpaßfilter 180 und Dioden D1 bis D4 bestehende Gleichrichterschaltung geleitet, wodurch er gleichgerichtet wird, ein Glättungskondensator CE wird mit dem gleichgerichteten Strom aufgeladen, und der geglättete Strom wird dem Wechselrichter von dem Kondensator CE zugeführt.
Zur Beleuchtung der elektrodenlosen Lampe R ist es aus Gründen der Effizienz wesentlich, einen Wechselstrom von mehreren MHz oder mehr von dem Wechselrichter an die Resonanzschaltung aus Lr und Cr anzulegen. Da der Wechselrichter bei dem Aufbau gemäß Fig. 23 synchron mit dem Resonanzstrom IL angetrieben werden kann und der Betrieb in der verzögerten Phase selbst bei einer hochfrequenten Wechselspannung von mehreren MHz oder mehr garantiert werden kann, kann bei der vorliegenden Ausführungsform der Schaltverlust verringert werden, und die elektrodenlose Lampe R kann effizient gezündet werden.
Ein Beispiel einer existierenden Beleuchtungsvorrichtung für eine elektrodenlose Lampe mit der Funktion der Beleuchtungssteuerung für die Lampe ist nicht verfügbar, doch bei dem Aufbau gemäß Fig. 23 kann die Beleuchtungssteuerung, wie bei der gewöhnlichen Leuchtstoffröhre mit Glühdraht, durch Verändern der Schaltfrequenz des Wechselrichters sichergestellt werden. Genauer kann, wenn die Schaltfrequenz f des Wechselrichters immer höher als die Resonanzfrequenz fo wird, der Resonanzstrom verringert werden, während die verzögerte Phase aufrechterhalten wird. Bei der elektrodenlosen Lampe beträgt die Frequenz am Resonanzpunkt jedoch mehrere MHz, und daher ist es nicht leicht, den Wechselrichter mit einer Schaltfrequenz anzutreiben, die ein Mehrfaches der Resonanzpunktfrequenz beträgt. Insbesondere wird bei einem Hochfrequenzinverter ein Armkurzschluß vorhergesagt, bei dem die MOSFETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet werden, und eine präventive Maßnahme gegen einen Armkurzschluß ist wesentlich.
Hier wird eine Schutzverarbeitung für den Fall des Auftretens eines Armkurzschlusses beschrieben, die auf dem Ersatz der in Fig. 23 gezeigten Steuerschaltung 16 durch die in Fig. 22 unter (a) gezeigte Steuerschaltung 160 basiert, wobei die Ansteuerung des Wechselrichters mittels der Steuereinrichtung 60 und der Pegelverschiebungseinrichtung 50 bei einer Frequenz erfolgt, die um ein Mehrfaches höher als bei einer gewöhnlichen Beleuchtung ist.
Wenn die MOSFETs Q1 und Q2 gleichzeitig eingeschaltet werden, fließt Strom von dem Glättungskondensator CE zu den MOSFETs Q1 und Q2, und diese Ströme erreichen durch einen Sättigungsstrom des MOSFET Q1 oder Q2 bestimmte Werte. Andererseits fließt der Kurzschlußstrom notwendiger Weise durch die Kondensatoren C1 und C2, wodurch sie mit Strömen aufgeladen werden, die größer sind als während der Beleuchtung, und die Erhöhung der Spannungen der Kondensatoren wird beschleunigt. Je kleiner die Gate-Spannung ist, desto geringer wird der Sättigungsstrom der Vorrichtung des spannungsbetriebenen Typs, doch die, wie vorstehend beschrieben, jeweils durch (Vcc-Vc1) und (Vcc-Vc2) repräsentierten Gate-Spannungen der MOSFETs Q1 und Q2 nehmen ab, wenn die Spannungen Vc1 und Vc2 dazu tendieren, entsprechend dem Kurzschlußstrom größer zu sein, wodurch der Sättigungsstrom (d. h. der Kurzschlußstrom) verringert wird. Dieses Phänomen ist eine negative Rückführfunktion, und der Kurzschlußstrom wird durch die negative Rückführfunktion automatisch gesenkt.
Wie vorstehend beschrieben, kann bei dem erfindungsgemäßen Wechselrichter des Resonanztyps das Verhindern eines Bruchs der Einheit aufgrund des Armkurzschlusses garantiert werden, und daher kann der vorliegende Wechselrichter vom Standpunkt des Schutzes der Einheit während eines Armkurzschlusses als geeignet bezeichnet werden.
In Fig. 24 ist eine Ausführungsform dargestellt, bei der die vorliegende Erfindung auf die Beleuchtungsvorrichtung einer Leuchtstoffröhre angewendet wird. In Fig. 24 bezeichnet R eine Leuchtstoffröhre mit Glühdraht, bei einer Leuchtstoffröhre mit Glühdraht unterscheidet sich der Aufbau einer die zwischen dem Ausgang O und einem gemeinsamen Punkt N des Wechselrichters angeschlossene Lampe enthaltenden Resonanzschaltung geringfügig von dem Aufbau der Resonanzschaltung gemäß Fig. 23, doch die übrigen Komponenten sind mit denen gemäß Fig. 23 identisch, und die Beleuchtungsvorrichtung gemäß Fig. 24 erzielt die gleiche Wirkung wie die Beleuchtungsvorrichtung für elektrodenlose Lampen für hohe Frequenzen gemäß Fig. 23. Eine Steuereinrichtung 16 zum Ansteuern der MOSFETs Q1 und Q2 kann den gleichen Aufbau wie die in Fig. 22 unter (a) gezeigte Steuereinrichtung aufweisen.
Bei der Leuchtstoffröhre mit Glühdraht tritt ein Zustand auf, bei dem die Emission von einem Glühdraht oder beiden Glühdrähten am Ende der Lebensdauer unterbrochen wird. Wenn beispielsweise die Emission von den beiden Glühdrähten gemäß Fig. 24 beendet wird, wird eine Lampe R in einen Zustand versetzt, in dem sie einen hohen Widerstand aufweist, wodurch eine Konfiguration herbeigeführt wird, in der der Reaktor Lr, der Kondensator Cr und der zusätzliche Kondensator C40 zwischen dem Ausgang O und dem gemeinsamen Punkt N in Reihe geschaltet sind. Die resultierende Kapazitanz der Kondensatoren Cr und C40 stellt die Resonanzfrequenz fo hoch ein, und daher tritt bei der herkömmlichen Beleuchtungsvorrichtung ein durch f < fo repräsentierter Zustand mit vorgezogener Phase auf.
Bei der vorliegenden Ausführungsform können die Erzeugung eines Verlusts aufgrund der vorgezogenen Phase oder das Auftreten eines Überstroms aufgrund der Veränderung des Resonanzpunkts selbst am Ende der Lebensdauer der Lampe unterdrückt werden. Genauer wird, wenn die resultierende Kapazitanz der Kondensatoren Cr und C40 die Resonanzfrequenz fo hoch einstellt und der Resonanzstrom gesteigert wird, die Zeitspanne, die erforderlich ist, bis der Kondensator C1 oder C2 mit einem durch den MOSFET Q1 oder Q2 fließenden Strom aufgeladen ist, ebenfalls verkürzt, wodurch sichergestellt wird, daß die Spannungen der Kondensatoren C1 und C2 innerhalb eines Zeitintervalls erfaßt werden können, während dem Ströme durch diese Vorrichtungen fließen, wodurch die Funktion der Abschaltung des MOSFET Q1 oder Q2 aufrechterhalten wird. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß der Zustand mit verzögerter Phase durch Verfolgen der Veränderung der Resonanzfrequenz aufrechterhalten werden kann.
Gleichzeitig fließt, wenn davon ausgegangen wird, daß die vorgezogene Phase erreicht ist, ein durch eine Zirkulationsdiode fließender Rückwärtserholungsstrom durch die Kondensatoren C1 und C2, und dementsprechend werden beide Spannungen Vc1 und Vc2 gesteigert. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 tendieren die Spannungen Vc1 und Vc2 dazu, den Bezugswert VHL proportional zur Größe des Rückwärtserholungsstroms zu überschreiten, und daher arbeiten die Vergleichseinrichtungen 9 und 10 so, daß sie die MOSFETs Q1 und Q2 abschalten. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 22 fallen (Vcc-Vc1) und (Vcc-Vc2) unter die Gate- Schwellenspannungen, wodurch Q1 und Q2 ausgeschaltet werden. Auf diese Weise wird der Betrieb des Wechselrichters bei der vorliegenden Ausführungsform asynchron zu dem Resonanzzyklus beendet. Diese Beendigung des Betriebs wirkt jedoch effizient, wodurch die Schutzfunktion zur Vermeidung einer Anomalie am Ende der Lebensdauer der Lampe bereitgestellt wird.
In Fig. 25 ist eine Ausführungsform dargestellt, bei der die vorliegende Erfindung auf einen hocheffizienten Umrichter zur Unterdrückung höherer Harmonien angewendet wird. Der Umrichter ist aufgebaut, wie in Fig. 25 unter (a) dargestellt.
In den vergangenen Jahren wurden Vorschriften bezüglich der höheren Harmonien von Stromquellen in Kraft gesetzt, und viele hocheffiziente, höherer Harmonien unterdrückende Umrichter wurden gemeldet. Einer davon ist ein sogenannter Umrichter des stromunterbrechenden Typs, bei dem ein von einer Wechselstromquelle 170 zugeführter Wechselstrom unter Verwendung eines Tiefpaßfilters 180 und von Dioden D1 bis D4 durch eine Gleichrichterschaltung geleitet wird, um gleichgerichtet zu werden, und dann durch eine Drosselspule Lr geleitet wird. Bei einem gewöhnlichen Umrichter des stromunterbrechenden Typs wird ein durch die Drosselspule Lr fließender Strom mittels einer Halbleiterleistungsschaltungsvorrichtung auf eine hohe Frequenz zerhackt, und in der Spule Lr gespeicherte Energie wird einem Stromquellenkondensator Ce zugeführt. Die Amplitude des durch die Spule Lr fließenden Stroms verändert sich nach Maßgabe der Wechselspannung, und daher nähert sich die durch das Leiten dieses hochfrequenten Stroms durch das Tiefpaßfilter 180 erhaltene Schwingungsform einer Sinuswelle an.
Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Diode D5, die Drosselspule Lr und der Resonanzkondensator Cr zwischen der Seite der Gleichrichterschaltung mit hohem Potential und dem Ausgang O des Wechselrichters in Reihe geschaltet, wobei die Anode einer Diode D6 mit einem Verbindungsknoten der Diode D5 und der Spule Lr verbunden ist und ihre Kathode mit der Seite des Stromquellenkondensators CE mit hohem Potential verbunden ist, wodurch ein hocheffizienter Umrichter des Resonanztyps geschaffen wird. Der Aufbau des Wechselrichters und einer Steuereinrichtung 160 zum Ansteuern der MOSFETs Q1 und Q2 ist identisch mit dem gemäß Fig. 1, und auf seine Beschreibung wird verzichtet. Eine Last R ist über den Kondensator CE angeschlossen. Der Aufbau der Steuereinrichtung 16 zum Ansteuern der MOSFETs Q1 und Q2 kann mit dem in Fig. 22 unter (a) gezeigten identisch sein.
Die Betriebsmodi der vorliegenden Ausführungsform sind in Fig. 25 unter (b) und (c) gezeigt. Wenn der MOSFET Q2 gemäß Fig. 25 (b) eingeschaltet wird, fließt Strom von der Gleichrichterschaltung durch den Pfad D5, Lr, Cr, Q2 und C2 und kehrt auf die Wechselstromseite zurück. Dieser Strom ist ein Resonanzstrom, dessen Resonanzfrequenz durch die Spule Lr und den Kondensator Cr bestimmt wird, wobei seine Schwingungsform sinusförmig und seine Amplitude proportional zur Amplitude der Wechselstromquelle 170 sind. Die Spannung Vc2 des Kondensators C2 wird durch diesen Strom gesteigert, und wenn ihr Wert VHL überschreitet, wird der MOSFET Q2 ausgeschaltet. Der durch die Spule Lr fließende Strom fließt durch eine Zirkulationsdiode QD1 des MOSFET Q1 und den Kondensator CE und kehrt zur Wechselstromseite zurück, wobei er den Kondensator CE auflädt, wie unter (b) durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Die Spannung Vc1 des während des vorhergehenden Zyklus aufgeladenen Kondensators C1 wird durch diesen Strom verringert, und sein Wert fällt unter VLH, wodurch ein Einschalten des MOSFET Q1 ermöglicht wird. Anschließend wird die Polarität des Resonanzstroms verändert, wie in Fig. 25 unter (c) dargestellt, wodurch über den in Fig. 25 unter (b) gezeigten Pfad die Spannung entladen wird, mit der der Kondensator Cr aufgeladen wurde, mit dem Ergebnis, daß ein Strom durch den Pfad Cr, Lr, D6, Q1 und C1 fließt, wodurch die Spannung des Kondensators C1 erhöht wird, und wenn der Wert der Spannung VHL überschreitet, wird der MOSFET Q1 abgeschaltet. Dann fließt der Strom, wie unter (c) durch eine gestrichelte Linie dargestellt, über einen anderen Pfad Cr, Lr, D6, CE, C2 und QD2, wodurch die Spannung Vc2 des Kondensators C2 verringert wird, wodurch ein Einschalten des MOSFET Q2 ermöglicht wird.
Dieser Vorgang ist identisch mit dem Vorgang bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1, mit der Ausnahme, daß die Amplitude des Resonanzstroms proportional zur Amplitude der Wechselstromquelle 170 ist. Dies beeinflußt die Einschaltdauer jedes der MOSFETs Q1 und Q2, genauer ist bei einer niedrigen Amplitude der Wechselstromquelle 170 auch der Strom niedrig, und die Zeit, bis jede der Spannungen Vc1 und Vc2 VHL erreicht, wird verlängert, wodurch die Einschaltdauer jeder der Vorrichtungen Q1 und Q2 gesteigert wird. Wenn dagegen die Amplitude der Wechselstromquelle 170 hoch ist, ist auch der Strom groß, und die Zeit, bis jede der Spannungen Vc1 und Vc2 VHL erreicht, wird verkürzt, wodurch die Einschaltdauer jeder der Vorrichtungen Q1 und Q2 verringert wird. In diesem Fall werden die Vorrichtungen Q1 und Q2 automatisch auf impulsbreitenmodulierte Art betätigt, was der Sinuswelle der Wechselstromquelle 170 entspricht, und ein von der Wechselstromquelle 170 zugeführter Strom nähert sich weiter an eine Sinuswelle an, als ein durch den gewöhnlichen Umrichter des stromunterbrechenden Typs zerhackter Strom, wodurch die höheren Harmonien verringert werden.
Wie vorstehend beschrieben, können bei der vorliegenden Ausführungsform die höheren Harmonien des von der Wechselstromquelle zugeführten Stroms unter Verwendung des mit den Kondensatoren C1 und C2 versehenen Wechselrichters des Resonanztyps unterdrückt werden, und daneben tritt keine Rückwärtserholung der Zirkulationsdioden QD1 und QD2 auf, wie im Zusammenhang mit der Ausführungsform gemäß Fig. 1 beschrieben, und daher kann der Schaltverlust verringert werden, wodurch zusätzlich eine Schutzfunktion während eines Armkurzschlusses erzielt wird, wie im Zusammenhang mit der Ausführungsform gemäß Fig. 23 beschrieben.
Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Diode D5, die Drosselspule Lr und der Resonanzkondensator Cr zwischen der Seite der Gleichrichterschaltung mit hohem Potential und dem Ausgang O des Wechselrichters in Reihe geschaltet, doch alternativ können sie zwischen der Seite der Gleichrichterschaltung mit niedrigem Potential und dem Ausgang O des Wechselrichters in Reihe geschaltet sein.
In Fig. 26 ist eine weitere Ausführungsform dargestellt, die eine Ansteuerschaltung für eine elektrodenlose Leuchtstoffröhre offenbart, die die Erfindung nutzt. Bei dieser Ausführungsform ist der Kondensator C1, der eine Integriereinrichtung ist, zwischen einer Ausgangseinrichtung O und einem Resonanzinduktor Lr angeordnet, und ein Kondensator C2 ist zwischen einem Resonanzkondensator Cr und einem Source-Anschluß N eines FET Q2 vorgesehen, was die Unterschiede zu den vorhergehenden Ausführungsformen darstellt. Wie bei den anderen Ausführungsformen sind für C1 und C2 jeweils Entladungseinrichtungen 13 und 14 vorgesehen. Zusätzlich sind in Reihe geschaltet ein Induktor L1 und ein Widerstand Rd1 zwischen einem Ende der Integriereinrichtung C1 und dem Gate des FET Q1 vorgesehen, und auf die gleiche Weise sind in Reihe geschaltet ein Induktor L2 und ein Widerstand Rd2 zwischen einem Ende der Integriereinrichtung C2 und dem Gate-Anschluß des FET Q2 vorgesehen. L1 und Rd 1 sind Phasenverschiebungseinrichtungen, sie erzeugen eine Verzögerung der Phase, wenn die Spannung, mit der C1 aufgeladen wird, zwischen Gate und Source des FET Q1 angelegt wird. Auf die gleiche Weise sind auch L2 und Rd2 Phasenverschiebungseinrichtungen, die eine Verzögerung der Phase herbeiführen, wenn die Spannung, mit der L2 und Rd2 aufgeladen wurden, zwischen Gate und Source des FET Q2 angelegt wird. Die Ausführungsform gemäß Fig. 26 ist dadurch gekennzeichnet, daß sie nicht wie die anderen Ausführungsformen (gemäß den Fig. 1, 8 und 15, etc.) Ansteuerschaltungseinrichtungen 11 und 12 umfaßt, wodurch sie bei der Realisierung einer preisgünstigen Vorrichtung effizient ist.
Gemäß Fig. 26 sind Widerstände Rs1, Rs2 und ein Kondensator Cs zwischen dem positiven Pol und dem negativen Pol einer Gleichstromquelle 17 in Reihe geschaltet, und ein als SIDAC (Silicon Diode for Alternating Current, Siliciumdiode für Wechselstrom) bezeichneter bidirektionaler Thyristor ist zwischen dem Verbindungspunkt von Rs2, Cs und dem Gate-Anschluß des FET Q2 vorgesehen. Bei der Aktivierungsschaltung aus den vorstehend erwähnten Elementen befindet sich die SIDAC im ausgeschalteten Zustand, wenn die Gleichstromquelle weniger als den vorgegebenen Wert aufweist und die Spannung der Stromquelle 17 über den Widerstand Rs1 dem Resonanzkondensator Cr zugeführt wird. Wenn im folgenden die Spannung der Stromquelle 17 höher als der vorgegebene Wert wird, wird die SIDAC eingeschaltet, und die Integriereinrichtung C2 wird über den Widerstand Rs1, Rs2 und die SIDAC 20 aufgeladen. Die Spannung von C2 wird über die phasenverschiebenden Elemente L2 und Rd2 an das Gate des FET Q2 angelegt, und durch das Einschalten von Q2 wird ein Vorgang initiiert, bei dem Q1 und Q2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden.
In Fig. 27 ist beispielhaft eine Betriebsschwingungsform der in Fig. 26 dargestellten Schaltung dargestellt. Ein Resonanzstrom IL fließt durch die Integriereinrichtungen C1 und C2, und die an C1 und C2 angelegten Spannungen haben den gleichen Wert und werden zu Sinuswellen, deren Polaritäten einander entgegengesetzt sind. Die durch eine gestrichelte Linie dargestellten Spannungsschwingungsformen, die die Spannungsschwingungsformen von C1 und C2 mit phasenverschobenen Vorzeichen sind, werden jeweils den Gates von Q1 und Q2 zugeführt. Strom fließt durch Q1, wenn die Gate- Spannung von Q1 größer als ein Schwellenwert (Vth) ist und IL einen positiven Wert aufweist, und Strom fließt durch Q2, wenn die Gate- Spannung von Q2 höher als die Schwellenspannung (Vth) ist und der Wert von IL negativ ist. Unter anderen Bedingungen fließt der Strom durch die Dioden QD1 und QD2, die jeweils in Q1 und Q2 enthalten sind.
Wie vorstehend beschrieben, kann bei der Hochfrequenzleistungswandlereinheit des Resonanztyps erfindungsgemäß die vorgezogene Phase verhindert werden, und der Betrieb in der verzögerten Phase kann sichergestellt werden, so daß kein Rückwärtserholungsstrom der Diode fließt, wodurch der Schaltverlust verringert und ein mit dem Resonanzstrom synchroner, stabiler Betrieb des Wechselrichters garantiert werden können.
Ferner kann bei der Beleuchtungsvorrichtung der bei mehreren MHz oder mehr arbeitenden elektrodenlosen Lampe die Beleuchtungssteuerfunktion neu hinzugefügt werden, der Schaltverlust kann verringert werden, die elektrodenlose Lampe R kann mit hoher Effizienz gezündet werden, und der Kurzschlußstrom kann im Falle eines Armkurzschlusses automatisch verringert werden, um den Schutz der Vorrichtung sicherzustellen.
Ferner kann bei der gewöhnlichen Beleuchtungsvorrichtung für Leuchtstoffröhren der Zustand mit verzögerter Phase aufrechterhalten werden, indem der Resonanzfrequenz selbst dann gefolgt wird, wenn sich die Resonanzfrequenz am Ende der Lebensdauer der Lampe verändert, und die Schutzfunktion zur Vermeidung von Anomalien am Ende der Lebensdauer der Lampe unterstützt die Beendigung des Betriebs der Leistungswandlereinheit des Resonanztyps, wodurch deren Schutz realisiert wird.
Ferner können bei einem hocheffizienten, höhere Harmonien unterdrückenden Umrichter die höheren Harmonien eines von der Wechselstromquelle zugeführten Stroms unterdrückt werden, der Schaltverlust kann verringert werden, und der Schutz im Falle eines Armkurzschlusses kann gewährleistet werden.

Claims

1. Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp zum Zuführen einer Wechselspannung zu einer Resonanzeinrichtung (Lr, Cr) nach Maßgabe des Schaltens von Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2), von denen jede die Funktion hat, einen Rückwärtsstrom nicht zu verhindern, mit

einer Integriereinrichtung (C1, C2) zum Integrieren von Vorwärts- und Rückwärtsströmen, die durch die Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) fließen, um integrierte Werte zu liefern;

einer Entladeeinrichtung (13, 14) zum Vermindern der integrierten Werte nach Maßgabe der Aus-Dauer der Leistungshalbleitervorrichtungen, um verringerte integrierte Werte zu liefern; und

einer Ansteuereinrichtung (11, 12) zum Anschalten der Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) nach Maßgabe der integrierten Werte, wenn die Integriereinrichtungen (C1, C2) den Rückwärtsstrom integrieren, und zum Abschalten der Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) nach Maßgabe der integrierten Werte, wenn die Integriereinrichtungen (C1, C2) den Vorwärtsstrom integrieren.

2. Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 1, bei der die Halbleitervorrichtungen (Q1, Q2) vom spannungsgesteuerten Typ sind, seriengeschaltet sind und den Integriereinrichtungen (C1, C2) der Entladeeinrichtung (13, 14) und der Ansteuereinrichtung (11, 12) zugeordnet sind.

3. Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 2, bei der die Integriereinrichtungen Kondensatoren (C1, C2) sind, die mit einem ersten Anschluß der Halbleitervorrichtung (Q1, Q2) vom spannungsgesteuerten Typ verbunden sind, wobei die Ansteuereinrichtung (5, 6; 7, 8) so verschaltet ist, daß sie eine vorbestimmte Spannung zwischen dem anderen Anschluß des Kondensators (C1, C2) und einen Steuerungsanschluß der Halbleitervorrichtung (Q1, Q2) vom spannungsgesteuerten Typ liegt.

4. Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 2, bei der die Ansteuereinrichtung (5, 6; 7, 8) die Halbleitervorrichtung (Q1, Q2) vom spannungsgesteuerten Typ nach Maßgabe des Ergebnisses eines Vergleichs des integrierten Werts mit einem Referenzwert an- und ausschaltet und die Amplitude und/ oder die Frequenz der Wechselspannung durch Änderung des Referenzwerts ändert.

5. Verfahren zur Steuerung einer Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 1, bei dem die folgenden Vorgänge wiederholt vorgenommen werden:

positive, durch die Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) fließenden Ströme werden durch die Integriereinrichtung (C1, C2) integriert, um die positiven Ströme zu addieren, um Gesamtwerte zu liefern;

die Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) werden durch die Ansteuereinrichtung (5, 6; 7, 8) ausgeschaltet, wenn der Gesamtwert Referenzwerte (Vref1, Vref2) überschreiten, um die Entladeeinrichtung (13, 14) zur Verringerung der Gesamtwerte während der Aus-Dauer zu veranlassen;

durch die Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) fließende Rückwärtsströme werden durch die Integriereinrichtung (C1, C2) integriert, und die so integrierten Werte werden von den Gesamtwerten subtrahiert;

die Leistungshalbleitervorrichtungen (Q1, Q2) werden durch die Ansteuereinrichtung in einem Zeitintervall angeschaltet, in dem die Gesamtwerte unter die Referenzwerte (Vref1, Vref2) fallen, und

die so erzeugte Wechselspannung wird der Resonanzeinrichtung zugeführt.

6. Verfahren zur Steuerung einer Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 5, bei der die Entladeeinrichtung (13, 14) die Verringerung der integrierten Werte pro Zeiteinheit verändert, um die Frequenz der Wechselspannung zu steuern.

7. Beleuchtungszündvorrichtung zum Zünden einer Entladungsröhre (18) unter Verwendung einer Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Entladungsröhre in der Resonanzeinrichtung enthalten ist.

8. Leistungswandlereinheit vom Resonanztyp nach Anspruch 1 oder 2, bei der Ansteuereinrichtung (11, 12) eine Phasenschiebeinrichtung (L1, Rd1, L2, Rd2) aufweist, die zwischen die Integriereinrichtung und die Steuerungsanschlüsse von Q1, Q2 jeweils geschaltet sind, um die integrierten Werte als Steuerungsspannungen mit Phasenverzug bereitzustellen.