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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich im Allgemeinen auf ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer oder
mehrerer Lampen mit mindestens einem ersten und einem zweiten Betriebsmodus,
welches aufweist:
einen Wechselrichter mit mindestens einem
Schalter, welcher auf ein Steuersignal zur Erzeugung einer, an die
Lampenlast angelegten, veränderlichen
Spannung anspricht;
einen Treiber zur Erzeugung des Steuersignals,
wobei der Treiber mindestens ein veränderliches Eingangssignal vorsieht,
um den Treiber mit Leistung zu versehen; sowie
einen Haltekreis,
um den Treiber in einen nicht betriebsfähigen Zustand zu versetzen,
im Falle das veränderliche
Eingangssignal unter einen vorgegebenen Schwellenpegel fällt.
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Eine Fluoreszenzlampe wird von einem
Vorschaltgerät
mit Leistung versehen. Das Vorschaltgerät kann durch einen magnetischen
oder elektronischen Typ dargestellt sein. Elektronische Vorschaltgeräte weisen
einen Treiber auf, um den Betrieb der Vorschaltgeräts zu steuern.
Um die Kosten zu reduzieren und die Zuverlässigkeit zu verbessern, sind mehr
und mehr der Komponenten in dem Treiber in einem integrierten Schaltkreis
enthalten. Die Spannungsquelle für
den integrierten Schaltkreis wird von dem Wechselstromnetz abgeleitet
und die Spannung einem Pin VDD des integrierten Schaltkreises zugeführt. Ein
Vorschaltgerät,
welches einen integrierten Schaltkreis dieser Art aufweist, wird
von Philips Electronics North America Corporation unter dem Warenzeichen
ECOTRON hergestellt.
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Lampenflimmern kann durch kurzzeitiges Abschalten
des integrierten Schaltkreises auf Grund der Tatsache, dass der
Spannungspegel an dem Pin VDD unter einen, zum Betreiben des integrierten Schaltkreises
erforderlichen Mindestschwellwert fällt, hervorgerufen werden.
Die Spannung an dem Pin VDD nimmt im Allgemeinen ab und kann nach
Vorheizen der Lampenelektroden bei Einschalten der Lampe (d. h.
bei Lampenzündung)
unter den Mindestschwellwert fallen. Der Haltekreis versetzt den Treiber
in einen nicht betriebsfähigen
Zustand, was zur Folge hat, dass die Lampe erlischt und das Vorschaltgerät die Vorheizphase
neu beginnt. Präziser gesagt,
das Vorschaltgerät
entnimmt während
des Einschaltens der Lampe mehr Strom, wodurch die dem Vorschaltgerät von dem
Stromversorgungsnetz zugeführte
Spannung kurzzeitig abfallen kann. Die kurzzeitige Reduzierung der
Netzspannung kann darin resultieren, dass der Spannungspegel an
dem Pin VDD unter den Mindestschwellwert fällt, um den integrierten Schaltkreis
zu versorgen und das sich daraus ergebende Lampenflimmern auszulösen.
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Flimmern kann ein besonderes Problem
darstellen, wenn das elektronische Vorschaltgerät in Verbindung mit einem Triac-Dimmer
verwendet wird. Der Triac-Dimmer kann bei großen Einschaltwinkeln, das heißt, bei
geringen Dimmungseinstellungen, oftmals zur Folge haben, dass eine
Spannung an dem Pin VDD nahe an dem Mindestschwellwert liegt, um den
integrierten Schaltkreis zu versorgen. Die großen Einschaltwinkel ermöglichen
oftmals die Erzeugung einer Spannung an dem Pin VDD, welche ausreicht,
um die Lampenelektroden (Heizdrähte)
vorzuheizen, machen jedoch nicht die Erzeugung einer zur Zündung der
Lampe ausreichenden Spannung an dem Pin VDD möglich. Folglich müssen Einschaltwinkel
verringert werden (d. h. Lichtpegeleinstellungen müssen erhöht werden),
um die Spannung an dem Pin VDD zur Verhinderung von Flimmern zu
erhöhen.
Daraus ergibt sich eine Einschränkung
der Mindestdimmungseinstellungen des Triacs.
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Infolgedessen ist es wünschenswert,
einen verbesserten Treiber eines Vorschaltgeräts für eine Fluoreszenzlampe vorzusehen,
welcher Lampenflimmern auf Grund des kurzzeitigen Abfalls der Netzspannung
bei Einschalten der Lampe verhindert. Der verbesserte Treiber eines
Vorschaltgeräts
für eine Fluoreszenzlampe
sollte eine flimmerfreie Methode vorsehen, welche einen Betrieb
der Lampe bei geringen Dimmungseinstellungen des Triacs ermöglicht. Die
flimmerfreie Methode sollte insbesondere die unterschiedlichen Betriebszustände der
Lampe während
und nach dem Vorheizen der Lampenelektroden angehen.
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Ein Vorschaltgerät, wie in dem einleitenden Absatz
beschrieben, ist daher dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät weiterhin
eine Schaltung zur Änderung
des Wertes des vorgegebenen Schwellenpegels aufweist, wenn der Betriebsmodus des
Vorschaltgeräts
von dem ersten auf den zweiten Modus wechselt.
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Typischerweise heizt das Vorschaltgerät während des
ersten Betriebsmodus die eine oder mehrere Lampen vor, wohingegen
das Vorschaltgerät
in dem zweiten Modus die eine oder mehrere Lampen einschaltet. Wenn
bei Vorheizen das minimal eine, verän derliche Eingangssignal unter
den Wert des Schwellenpegels fällt,
stoppt der Haltekreis den Betrieb des Treibers, was zur Folge hat,
dass das Vorschaltgerät
die Vorheizphase noch einmal beginnt. Stoppt der Haltekreis den
Betrieb des Treibers jedoch nicht vor Ende der Vorheizphase, ist
sichergestellt, dass am Ende der Vorheizphase das minimal eine veränderliche
Eingangssignal dem Wert des Schwellenpegels bei Vorheizen entspricht
oder über diesem
liegt. Der Wert des Schwellenpegels wird bei Eintreten in die Zündphase
verringert. Als Folge kann das minimal eine veränderliche Eingangssignal von einem
Wert, welcher diesem des Schwellenpegels bei Vorheizen entspricht
oder höher
als dieser ist, auf einen Wert abfallen, welcher geringfügig höher als der
Wert des Schwellenpegels während
der Zündphase
ist, ohne dass der Haltekreis den Treiber in einen nicht betriebsfähigen Zustand
versetzt. Folglich kann die minimal eine veränderliche Spannung auf Grund
des Einschaltens der Lampe zeitweilig in einem bestimmten Umfang
abfallen, ohne dass dieser Abfall ein Flimmern hervorruft.
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Der Treiber kann einen integrierten
Schaltkreis aufweisen, wobei das minimal eine veränderliche
Eingangssignal den integrierten Schaltkreis mit Leistung versieht.
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Der Treiber kann ebenfalls einen Schmitt-Trigger
aufweisen, um den Mindestschwellwert für den ersten Bereich ungleich
Null und den vorgegebenen Bereich ungleich Null einzustellen.
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Gemäß einem dritten Gesichtspunkt
der Erfindung weist ein Vorschaltgerät zum Betreiben einer oder
mehrerer Lampen mit mindestens einem ersten Betriebsmodus vor Zündung der
einen oder mehreren Lampen und einem zweiten Betriebsmodus bei oder
nach Einschalten der einen oder mehreren Lampen einen Wechselrichter
mit mindestens einem Schalter, welcher auf ein Steuersignal anspricht,
um eine, an die Lampenlast angelegte, veränderliche Spannung zu erzeugen,
einen Treiber zur Erzeugung des Steuersignals, wobei der Treiber
mindestens ein veränderliches
Eingangssignal vorsieht, um zu arbeiten, sowie eine erste Spannungsquelle
und eine Hilfsspannungsquelle auf, welche zusammen das minimal eine
veränderliche
Eingangssignal erzeugen. Die zweite Spannungsquelle ergänzt die
erste Spannungsquelle bei Erzeugung des minimal einen veränderlichen
Eingangssignals lediglich während
des zweiten Betriebsmodus.
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Infolgedessen ist es Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Treiber eines Vorschaltgeräts vorzusehen,
welcher während
der Übergänge des
Vorschaltgeräts
von einer Vorheizphase zu einer Einschaltphase der Lampe Lampenflimmern minimiert.
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Weiterhin ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine verbesserte, durch Triac dimmbare Kompaktleuchtstofflampe vorzusehen,
welche den Betrieb der Kompaktleuchtstofflampe bei geringen Dimmungseinstellungen
des Triacs ohne Flimmern bei Einschalten der Lampe ermöglicht.
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Weitere Aufgaben und Vorteile der
vorliegenden Erfindung liegen zum Teil auf der Hand und sind zum
Teil aus der Beschreibung ersichtlich.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 – ein Blockschaltbild
einer Triac-dimmbaren Kompaktleuchtstofflampe gemäß der Erfindung;
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2 – ein Schemaschaltbild
eines Triac-Dimmers, wie in 1 dargestellt;
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3 – ein Schemaschaltbild
einer Kompaktleuchtstofflampe;
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4 – ein Logikschaltbild
eines integrierten Schaltkreises, welcher als Antriebssteuerkreis
von 3 dient; sowie
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5 – ein Schemaschaltbild
einer, in 3 dargestellten
Schmitt-Triggerschaltung.
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Wie in 1 dargestellt,
wird eine Kompaktleuchtstofflampe (CFL) 10 über einen
Triac-Dimmer 30 von einer, durch eine Wechselspannungsquelle 20 dargestellten
Wechselstromnetzleitung gespeist. Die Kompaktleuchtstofflampe 10 weist
ein gedämpftes,
elektromagnetisches Interferenz-(EMI)-Filter 40, eine Hilfsstromquelle 45,
einen Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50, eine Dimmungsschnittstelle (dimming
interface) 55, einen Wechselrichter 60, einen
Antriebssteuerkreis 65, eine Last 70 sowie einen Leistungsrückkopplungskreis 90 auf.
Der Ausgang von Wechselrichter 60, welcher als Ausgang
für das Vorschaltgerät von CFL 10 dient,
ist an Last 70 angeschlossen. Last 70 weist eine
Lampe 85 und einen, aus einer Primärwicklung 75 eines
Transformators T und mehreren Kondensatoren 80, 81 und 82 gebildeten
Resonanztankkreis auf. Der gedämpfte
EMI-Filter 40 dämpft
durch Wechselrichter 60 erzeugte Oberschwingungen (d. h.
Oszillationen) signifikant. Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 richtet
die von der Wechselspannungsquelle 20 abgegebene Sinusspannung
gleich, wodurch sich eine Gleichspannung mit Welligkeit ergibt,
welche erhöht
und in eine im Wesentlichen konstante Gleichspannung umgewandelt
wird, die dem Wechselrichter 60 zugeführt wird. Die anderen Teile
der Kompaktleucht stofflampe als die Lampenlast 70 werden
im Allgemeinen zusammen angeordnet und als ein Vorschaltgerät zum Betreiben
von Lampenlast 70 bildend bezeichnet.
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Wechselrichter 60 wird,
basierend auf der gewünschten
Beleuchtungsstärke,
durch Antriebssteuerkreis 65 auf einer wechselnden Schaltfrequenz gesteuert.
Die Gleichspannung wird von Wechselrichter 60 in eine Rechteckspannungsform
umgewandelt, die an Last 70 angelegt wird. Die Stärke der Lampenbeleuchtung
kann durch Verringern und Erhöhen
der Frequenz dieser Rechteckspannungsform jeweils erhöht und verringert
werden.
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Die gewünschte Stärke der Lampenbeleuchtung wird
durch Triac-Dimmer 30 eingestellt und durch eine Dimmungsschnittstelle 55 dem
Antriebssteuerkreis 65 übermittelt.
Leistungsrückkopplungskreis 90 leitet
einen Teil der Leistung von dem Resonanztankkreis zu dem Spannungsverdoppler
zurück, was
in einer lediglich minimalen Leistungsfaktorkorrektur resultiert,
welche erforderlich ist, um die Triac-Leitung nach Zündung aufrechtzuerhalten.
Hilfsstromquelle 45 führt
dem Antriebssteuerkreis 65 Energie zu, um die Energieversorgung
für Antriebssteuerkreis 65 zu
ergänzen,
sobald die Speisespannung für
Wechselrichter 60 kurzzeitig abfällt, um den Lastansprüchen zu
entsprechen.
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Wie in 2 dargestellt,
ist Triac-Dimmer 30 über
ein Paar Leitungen 21 und 22 parallel zu Wechselspannungsquelle 20 geschaltet.
Triac-Dimmer 30 weist einen Kondensator 31 auf,
welcher über
die Reihenschaltung von einem Induktor 32 und einem regelbaren
Widerstandselement 33 geladen wird. Mit dem Gate eines
Triacs 35 ist ein Diac 34 verbunden. Sobald die
Spannung an Kondensator 31 den Spannungsdurchschlag von
Diac 34 erreicht, zündet
Triac 35. Über
Induktor 32 und Triac 35 wird der CFL 10 Strom
(d. h. Einraststrom von Triac 35) zugeführt. Am Ende der 60 Hz Halbwellenperiode
fällt der
Strompegel in Triac 35 bis unterhalb seines Haltestroms
(d. h. Anodenminimalstrom, welcher erforderlich ist, um die Leitung
von Triac 35 aufrechtzuerhalten) ab. Der Triac 35 schaltet
sich ab. Der Zündwinkel,
das heißt,
der Winkel zwischen 0 und 180 Grad, in welchem Triac 35 zuerst
leitet, kann durch Änderung
des Widerstands des regelbaren Widerstandselements 33 eingestellt
werden. Das regelbare Widerstandselement 33 kann durch
einen Potentiometer dargestellt sein, ist jedoch nicht auf einen
solchen beschränkt.
Der maximale Zündwinkel
ist durch die Durchschlagspannung von Diac 34 begrenzt.
Induktor 32 limitiert Anstiegs- oder Abfallzeit von di/dt
und schützt
damit Triac 35 vor einer plötzlichen Stromänderung.
Ein Kondensator 36 dient als Überspannungsschutzelement und
verhindert Flimmern, besonders wenn die Länge der Leitungen zwischen
Triac 35 und CFL 10 relativ groß ist. Durch
Induktanz und parasitäre
Kapazität
hervorgerufene Oberschwingun gen, welche solchen langen Leitungen
zugeordnet werden, werden von Kondensator 36 überbrückt. Infolgedessen
werden der Triac-Strompegel und der Betrieb von Triac 36 durch
die Länge
der Verdrahtung zwischen Triac 35 und CFL 10 nicht
beeinträchtigt.
Das Flimmern von Lampe 85 durch solche Oberschwingungen
wird verhindert.
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Triac-Dimmer 30 sieht zwei,
durch/relativ zu CFL 10 festgelegte Mindestdimmungseinstellungen vor.
Bei der ersten Mindestdimmungseinstellung (d. h. Einschaltmindestdimmungseinstellung)
handelt es sich um die niedrigste Dimmungseinstellung, welche das
Einschalten der Lampe 85 ermöglicht. Zu der zweiten Mindestdimmungseinstellung
(d. h. Mindestdimmungseinstellung bei stabilem Betrieb), welche
in einem größeren Einschaltwinkel
als dem Einschaltwinkel bei der Einschaltmindestdimmungseinstellung vorgenommen
wird, kann übergegangen
werden, nachdem die Lampe 85 ihren stabilen Betrieb erreicht hat.
Um einen flimmerfreien Betrieb sicherzustellen, muss die CFL 10 während des
Vorheizens bei Einschaltmindestdimmungseinstellung entnommene Energie
höher als
die bei stabilem Betrieb entnommene Energie bei Einstellungen zwischen
Einschaltmindestzustand und stabilem Mindestzustand sein. CFL 10 entnimmt
in Verbindung mit Triac-Dimmer 30 während des Vorheizens bei Einschaltmindestdimmungseinstellung
mehr Strom als nach dem Vorheizen, wodurch CFL 10 den Vorheizbetrieb
beenden und bei stabilem Betrieb arbeiten kann.
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Wie in 3 dargestellt,
weist das gedämpfte
EMI-Filter 40 einen Induktor 41, ein Paar Kondensatoren 42 und 43 sowie
einen Widerstand 44 auf. Widerstand 44 und Kondensator 43,
welche ein Überspannungsschutzelement
bilden, sind parallel zu dem Ausgang des gedämpften EMI-Filters in Reihe
geschaltet. Dieses Überspannungsschutzelement dämpft bei
Einschalten von Triac 35 Oszillationen, die von EMI-Filter 40 erzeugt
werden. Diese Oszillationen würden,
wenn diese nicht durch das von Widerstand 44 und Kondensator 43 gebildete Überspannungsschutzelement
gedämpft
würden,
den Pegel des durch Triac 35 fließenden Stroms auf unterhalb
seines Haltestroms reduzieren, wodurch eine Abschaltung von Triac 35 erfolgen
würde.
Widerstand 44 und Kondensator 43 sehen ebenfalls
einen Weg vor, um eine hohe Dissipation der 60 Hz-Leistung durch
Filter 40 zu verhindern.
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Der Gleichrichter und Spannungsverdoppler, welche
einen, in Kaskade geschalteten Halbwellenspannungsverdopplungsgleichrichter
bilden, weisen ein Paar Dioden D1 und D2 sowie ein Paar Kondensatoren 53 und 54 auf.
Die Dioden D1 und D2 richten die von dem gedämpften EMI-Filter abgegebene
Sinusspannung gleich, wodurch sich eine Gleichspannung mit Welligkeit
ergibt. Die Kondensatoren 53 und 54 dienen zusammen
als Pufferkondensator, welcher die gleichgerichtete Sinusspannung
verstärkt
und diese in eine im Wesentlichen konstante Gleichspannung umwandelt,
die Wechselrichter 60 zugeführt wird.
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Ein Kondensator 51 und ein
Paar Dioden D3 und D4 liefern ein Hochfrequenzleistungs-Rückkopplungssignal
von dem unten näher
erörterten
Resonanztankkreis. Das Hochfrequenzleistungs-Rückkopplungssignal schaltet
Diode D1 und eine Diode D3 in der positiven Halbwelle der 60 Hz-Wellenform zwischen
leitendem und nicht leitendem Zustand um. Ebenso schaltet das Hochfrequenzleistungs-Rückkopplungssignal
die Diode D2 und eine Diode D4 in der negativen Halbwelle der 60
Hz-Wellenform zwischen leitendem und nicht leitendem Zustand um. Die
von dem Resonanztankkreis (d. h. Wicklung 75 und Kondensatoren 80, 81 und 82)
abgeleitete Leistungsrückkopplung
hält den
Pegel des Stroms durch Triac 35 oberhalb seines Haltestroms.
Die Leitung von Triac 35 kann während eines wesentlichen Teils der
60 Hz-Halbwelle (d. h. etwa mehr als 0,5 Millisekunden) aufrechterhalten
werden.
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Die Dimmungsschnittstelle 55 sieht
eine Schnittstelle zwischen dem Ausgang von EMI-Filter 40 und
dem Antriebssteuerkreis 65 vor. Der Winkel, in welchem
Triac 35 zündet,
das heißt,
der Einschaltwinkel, stellt die gewünschte Beleuchtungsstärke dar.
Die Dimmungsschnittstelle 55 wandelt den Einschaltwinkel
(d. h. wandelt die Leitungsimpulsbreite von Triac 35) in
eine proportionale, gleichgerichtete, mittlere Spannung (d. h. Dimmungssignal)
um, welche mit einem DIM-Pin eines integrierten Schaltkreises (IC 109)
in Antriebssteuerkreis 65 kompatibel ist und diesem zugeführt wird.
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Dimmungsschnittstelle 55 weist
mehrere Widerstände 56, 57, 58, 59 und 61,
Kondensatoren 62, 63 und 64, eine Diode 66 sowie
eine Zener-Diode 67 auf. IC 109 ist auf eine Schaltkreiserdung
bezogen. Die von Dimmungsschnittstelle 55 abgetastete Spannung,
welche dem DIM-Pin von IC 109 zugeführt wird, wird jedoch durch
eine Gleichstromkomponente verändert.
Diese Gleichstromkomponente entspricht der Hälfte der Pufferkondensatorspannung
des Spannungsverdopplers, das heißt, der Spannung an Kondensator 54.
Kondensator 62 filtert diese Gleichstromkomponente aus.
Kondensator 62 ist ebenfalls relativ groß, um die
Speisespannung aufzunehmen. Ein Paar Widerstände 56 und 57 bilden
einen Spannungsteiler, welcher zusammen mit einer Zener-Diode 67 den
Skalierungsfaktor, der bei Erzeugen des Dimmungssignals angewandt
wird, bestimmt. Die Widerstände 56 und 57 sehen
ebenfalls einen Entladungsweg für
Kondensator 62 vor. Die gleichgerichtete, an den DIM-Pin
angelegte Durchschnittsspannung wird durch die Zener-Spannung von
Zener-Diode 67 reduziert. Die Zener-Diode 67 begrenzt
daher die an den DIM-Pin angelegte, maximale, gleichgerichtete Durchschnittsspannung
(entsprechend der vollen Lichtleistung). Schwankungen der maximalen, gleichgerichteten
Durchschnittsspannung, welche durch Unterschiede des Einschaltmindestwinkels verschiedener
Triac-Dimmer entstehen, werden durch Zener-Diode 67 auf
einen Spannungsbereich, welcher leicht durch IC 109 interpretiert
werden kann, begrenzt. Mit anderen Worten, Zener-Diode 67 legt einen
Einschaltmindestwinkel (z. B. 25–30 Grad) entsprechend einem
Maximalpegel für
das Dimmungssignal fest.
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Zener-Diode 67 begrenzt
ebenfalls den maximalen Zünd-(Einschalt)-Winkel
von Triac 35 während
der positiven Halbwelle der 60 Hz-Wellenform (z. B. auf etwa 150
Grad). Der Zündwinkel
wird auf Grund der für
Widerstände 56 und 57 ausgewählten Werte
sowie der Durchschlagspannung von Zener-Diode 67 eingestellt.
Oberhalb eines bestimmten Zündwinkels
(d. h. über
150 Grad) ist die Betriebsspannung von Bus 101 zu niedrig,
um zur Speisung von IC 109 eine ausreichende Spannung an
Pin VDD aufzubauen. Wechselrichter 60 kann daher nicht
arbeiten und Lampe 85 bleibt unbeleuchtet.
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Die meisten Triac-Dimmer weisen einen
Mindestzünd-(Einschalt-)Winkel
von 25 bis 30 Grad auf, welcher der vollen Lichtleistung entspricht.
In diesen kleinen Einschaltwinkeln wird die maximale, gleichgerichtete
Durchschnittsspannung an einen Kondensator 64 angelegt.
Mehrere Widerstände 56, 57, 58 und 59 sowie
Zener-Diode 67 beeinflussen die Dimmungskurve und bestimmen
insbesondere den maximalen Zündwinkel,
in welchem Lampe 85 die volle Lichtleistung abgibt. Das
heißt,
Widerstände 56, 57, 58 und 59 sowie
Zener-Diode 67 bestimmen die gleichgerichtete Durchschnittsspannung,
welche von dem DIM-Pin von IC 109 auf Grund des gewählten Zündwinkels
von Triac 35 erfasst wird. Der Schaltkreis zur Mittelung
der gleichgerichteten Spannung wird durch Widerstand 61 und
Kondensator 64 vorgesehen. Ein Kondensator 63 filtert
die Hochfrequenzkomponenten des Widerstand 61 und Kondensator 64 zugeführten Signals.
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Während
der negativen Halbwelle der 60 Hz-Wellenform begrenzt eine Diode 66 die
an die Mittelungsschaltung (Widerstand 61, Kondensator 64) angelegte,
negative Spannung auf einen Dioden-Spannungsabfall (z. B. etwa 0,7
Volt). In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann zur Verbesserung
der Regelung an Stelle von Diode 66 eine Zener-Diode 66' verwendet werden.
Zener-Diode 66' begrenzt
die an den DIM-Pin angelegte Spannung so, dass die gewünschte Lichtstärke auf
Grund des Auslastungsgrads der Spannung an Stelle der gleichgerichteten
Durchschnittsspannung bestimmt werden kann. Wenn zum Beispiel der
Einschaltwinkel zwecks maximaler Lichtleistung von Lampe 85 auf etwa
30 Grad eingestellt wird, würde
der Auslastungsgrad etwas weniger als 50% entsprechen. Da der Einschaltwinkel
zur Reduzierung der Lichtleistung von Lampe 85 vergrößert wird,
würde der
Auslastungsgrad verringert werden.
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Wechselrichter 60 ist als
Halbbrücke
ausgelegt und weist einen B+-(Verbindungs-)-Bus 101,
einen Rückbus 102 (d.
h. Schaltkreiserdung) sowie ein Paar Schalter (z. B. Leistungs-MOSFETs) 100 und 112 auf,
welche zwischen Bus 101 und Bus 102 in Reihe geschaltet
sind. Schalter 100 und 112 sind an einem Übergang 110 zusammengeschaltet
und werden im Allgemeinen als Totem-Pole-Anordnung angesehen. Die
als Schalter 100 und 112 dienenden MOSFETs weisen
jeweils ein Paar Gates G1 und G2 auf. Ein Paar Kondensatoren 115 und 118 ist
an einem Übergang 116 zusammengeschaltet
und zwischen Übergang 110 und
Bus 102 in Reihe geschaltet. Parallel zu Kondensator 118 ist
eine Zener-Diode 121 geschaltet. Zwischen einem Pin VDD
von IC 109 und Bus 102 ist eine Diode 123 geschaltet.
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Wicklung 75, Kondensator 80,
ein Kondensator 81 sowie ein DC-Sperrkondensator 126 sind an einem Übergang 170 zusammengeschaltet.
Ein Paar Sekundärwicklungen 76 und 77 von
Transformator T ist an Primärwicklung 75 gekoppelt,
um Spannungen an die Heizdrähte
von Lampe 85 anzulegen und Letztere während des Vorheizbetriebs,
und wenn die Lampenlast 85 bei weniger als der vollen Lichtleistung
arbeitet, in einen bestimmten Zustand zu bringen. Die Kondensatoren 80, 82, 118,
Zener-Diode 121, Schalter 112 und ein Widerstand 153 sind
an einer Schaltkreiserdung zusammengeschaltet. Lampe 85,
Widerstand 153 und ein Widerstand 168 sind an einem Übergang 88 zusammengeschaltet.
Ein Paar Widerstände 173 und 174 ist
zwischen einem Übergang 175 und
dem Lampe 85 und Kondensator 126 miteinander verbindenden Übergang
in Reihe geschaltet. Die Kondensatoren 81 und 82 sind
in Reihe und an einem Übergang 83 zusammengeschaltet. Kondensator 51 von
Gleichrichter und Spannungsverdoppler 50 ist mit Übergang 83 verbunden.
Ein Widerstand 177 ist zwischen Leitungsknoten 175 und einer
Schaltkreiserdung geschaltet. Ein Kondensator 179 ist zwischen Übergang 175 und
einem Übergang 184 geschaltet.
Eine Diode 182 ist zwischen Übergang 184 und einer
Schaltkreiserdung geschaltet. Eine Diode 180 ist zwischen Übergang 184 und
einem Übergang 181 geschaltet.
Ein Kondensator 183 ist zwischen Übergang 181 und einer
Schaltkreiserdung geschaltet.
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Antriebssteuerkreis 65 weist
IC 109 auf. IC 109 sieht mehrere Pins vor.Ein
Pin RIND ist mit Übergang 185 verbunden.
Ein Kondensator 158 ist zwischen Übergang 185 und einer
Schaltkreiserdung geschaltet. Ein Paar Widerstände 161 und 162 und ein
Kondensator 163 sind zwischen Übergang 185 und Übergang 116 in
Reihe geschaltet. Die Eingangsspannung an Pin RIND reflektiert den
Pegel des durch Wicklung 75 fließenden Stroms. Der durch Wicklung 75 fließende Strom
wird erhalten, indem zuerst die Spannung an einer Sekundärwicklung 78 von Transformator
T abgetastet wird. Die abgetastete Spannung, welche proportional
zu der Spannung an Wicklung 75 ist, wird dann von einem,
durch Widerstand 161 und Kondensator 158 gebildeten
Integrator integriert. Die Pin RIND zugeführte, integrierte, abgetastete
Spannung ist für
den durch Wicklung 75 fließenden Strom typisch. Ein Wiederherstellen
des durch Wicklung 75 fließenden Stroms durch Abtasten und
anschließendes
Integrieren der Spannung von Wicklung 78 resultiert bei
Erfassen des Stromflusses durch den Resonanzinduktor in wesentlich
weniger Leistungsverlusten als bei konventionellen Methoden (z.
B. Messwiderständen).
Es wäre
sonst auch wesentlich schwieriger, den durch die Wicklung 75 fließenden Strom
wiederherzustellen, da dieser Strom zwischen Lampe 85,
den Resonanzkondensatoren 80, 81 und 82 und
einer Leistungsrückkopplungsleitung 87 aufgeteilt
ist.
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VDD gibt durch elektrische Verbindung
mit Leitung 22 über
einen Widerstand 103 die Einschaltspannung zur Steuerung
von IC 109 ab. Ein Pin LI1 ist über einen Widerstand 168 mit Übergang 88 verbunden.
Ein Pin LI2 ist über
einen Widerstand 171 mit einer Schaltkreiserdung verbunden.
Die Differenz zwischen den Pins LI1 und LI2 zugeführten Strömen reflektiert
den durch Lampe 85 fließenden, abgetasteten Strom.
Die Spannung an einem Pin VL, welcher über einen Widerstand 189 mit Übergang 181 verbunden
ist, reflektiert die Spitzenspannung von Lampe 85. Der
aus einem Pin CRECT über
ein paralleles RC-Netz aus einem Widerstand 195 und einem
Kondensator 192 und das serielle RC-Netz aus einem Widerstand 193 und
einem Kondensator 194 in eine Schaltkreiserdung fließende Strom
reflektiert die Durchschnittsleistung von Lampe 85 (d.
h. das Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung). Ein weiter unten
im Einzelnen erläutertes,
optionales, externes D. C.-Offset umfasst eine Serienschaltung von VDD
und einem Widerstand 199, welche bewirkt, dass ein D. C.-Offsetstrom über den
Widerstand 195 zu einer Schaltkreiserdung fließt.
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Kondensator 192 dient dazu,
eine gefilterte Gleichspannung an Widerstand 195 abzugeben.
Ein Widerstand 156 ist zwischen einem Pin RREF und einer
Schaltkreiser dung geschaltet und dient zur Einstellung des Referenzstroms
in IC 109. Ein Kondensator 159, welcher zwischen
einem Pin CF und einer Schaltkreiserdung geschaltet ist, stellt
die Frequenz eines weiter unten noch näher erläuterten, stromgesteuerten Oszillators
(CCO) ein. Ein Kondensator 165, welcher zwischen einem
Pin und einer Schaltkreiserdung geschaltet ist, wird, wie weiter
unten erörtert,
zur zeitlichen Steuerung der Vorheizperiode sowie des schwingungsfreien/Standby-Modus
eingesetzt. Ein Pin GND ist direkt mit Erde verbunden. Zwei Pins
G1 und G2 sind jeweils unmittelbar an Gates G1 und G2 von Schaltern 100 und 112 angeschlossen.
Ein Pin S1, welcher unmittelbar mit Knotenpunkt 110 verbunden
ist, stellt die Spannung an der Quelle von Schalter 100 dar.
Ein Pin FVDD ist über
einen Kondensator 138 mit Knotenpunkt 110 verbunden
und stellt die Versorgungsschwebespannung für IC 109 dar.
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Der Betrieb von Wechselrichter 60 und
Antriebssteuerkreis 65 erfolgt wie folgt. Zu Anfang (d.
h. bei Inbetriebsetzen), während
Kondensator 157 auf Grund der RC-Zeitkonstanten von Widerstand 103 und
Kondensator 157 geladen wird, befinden sich Schalter 100 und 112 jeweils
in einem nicht leitenden und leitenden Zustand. Der in Pin VDD von
IC 109 fließende
Eingangsstrom wird während
dieser Inbetriebnahmephase auf einem niedrigen Pegel (weniger als
500 Mikroampere) gehalten. Kondensator 138, welcher zwischen
Knotenpunkt 110 und Pin FVDD geschaltet ist, lädt sich
bis zu einer relativ konstanten Spannung, welche in etwa VDD gleichkommt,
auf und dient als die Spannungsversorgung für die Steuerschaltung von Schalter 100.
Sobald die Spannung an Kondensator 157 einen Spannungeinschaltschwellwert
(z. B. 12 Volt) überschreitet,
geht IC 109 in seinen Betriebs-(Schwingungs-/Schalt-)-Zustand über, wobei
Schalter 100 und 112 jeweils zwischen ihrem leitenden
und nicht leitenden Zustand auf einer Frequenz weit über der von
Wicklung 75 und den Kondensatoren 80, 81 und 82 bestimmten
Resonanzfrequenz hin- und herschalten.
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IC 109 geht zu Anfang in
eine Vorheizperiode (d. h. Vorheizzustand) über, sobald Wechselrichter 60 zu
oszillieren beginnt. Knotenpunkt 110 schwankt je nach den
Schaltzuständen
von Schaltern 100 und 112 zwischen etwa 0 Volt
und der Spannung an Bus 101. Die Kondensatoren 115 und 118 dienen
dazu, den Spannungsanstieg und -abfall an Knotenpunkt 110 zu
verlangsamen, wodurch Schaltverluste und der durch Wechselrichter 60 erzeugte
EMI-Pegel reduziert werden. Die Zener-Diode 121 erzeugt
an Knotenpunkt 116 eine pulsierende Spannung, welche durch
Diode 123 an Kondensator 157 angelegt wird. Daraus
ergibt sich ein relativ hoher Betriebsstrom von zum Beispiel 10–15 Milliampe re,
welcher Pin VDD von IC 109 zugeführt wird. Kondensator 126 dient
dazu, das Anlegen der Gleichspannungskomponente an Lampe 85 zu
blockieren.
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Während
der Vorheizperiode befindet sich Lampe 85 in einem nicht
gezündeten
Zustand, das heißt,
es wurde in Lampe 85 kein Lichtbogen erzeugt. Die anfängliche
Betriebsfrequenz des ICs 109, welche bei etwa 100 kHz liegt,
wird von Widerstand 156 und Kondensator 159 sowie
den Rückwärtsdiodenleitzeiten
der Schalter 100 und 112 eingestellt. IC 109 reduziert
mit einer im Inneren des ICs eingestellten Geschwindigkeit unverzüglich die
Betriebsfrequenz. Die Frequenzreduzierung wird fortgesetzt, bis
die Spitzenspannung an dem von Widerstand 161 und Kondensator 158 gebildeten
RC-Integrator, wie an dem Pin RIND erfasst, -,4 Volt (d. h. der
negativen Spitzenspannung, welche -,4 Volt entspricht) entspricht.
Die Schaltfrequenz der Schalter 100 und 112 wird
so geregelt, dass die von dem Pin RIND erfasste, -,4 Volt entsprechende
Spannung aufrechterhalten wird, was in einer relativ konstanten
Frequenz von etwa 80–85
kHz (als Vorheizfrequenz definiert) an Knotenpunkt 110 resultiert.
Ein relativ konstanter RMS-Strom fließt durch Wicklung 75,
welcher durch Kopplung an Wicklungen 76 und 77 ermöglicht,
dass die Glühfäden (d.
h. Kathoden) von Lampe 85 zur nachfolgenden Zündung von
Lampe 85 in genügendem
Maße angewärmt werden
und eine lange Brenndauer der Lampe gewährleistet wird. Die Dauer der Vorheizperiode
wird über
Kondensator 165 eingestellt. Ist der Wert von Kondensator 165 Null
(d. h. offen), findet effektiv kein Vorheizen der Glühfäden statt,
was in einem Direktstartbetrieb von Lampe 85 resultiert.
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Am Ende des Vorheizbetriebs nimmt
Pin VL, wie von Kondensator 165 bestimmt, einen niedrigen Logikpegel
an. Während
des Vorheizens befindet sich Pin VL auf einem hohen Logikpegel.
IC 109 beginnt nun bei einer in IC 109 eingestellten
Geschwindigkeit mit einer Abtastung von seiner Schaltfrequenz bei
Vorheizen bis zu einer unbelasteten Resonanzfrequenz (d. h. Resonanzfrequenz
von Wicklung 75 und Kondensatoren 80, 81 und 82 vor
Zündung
von Lampe 85 – z.
B. 60 kHz). Während
sich die Schaltfrequenz der Resonanzfrequenz nähert, steigt die Spannung an
Lampe 85 rapide an (z. B. 600– 800 Volt Spitzenwert) und
reicht im Allgemeinen aus, um die Lampe 85 zu zünden. Sobald
Lampe 85 gezündet wurde,
steigt der durch diese fließende
Strom von einigen wenigen Milliampere auf mehrere hundert Milliampere
an. Der durch Widerstand 153 fließende Strom, welcher dem Lampenstrom
entspricht, wird an den Pins LI1 und LI2 auf Grund der Stromdifferenz zwischen
diesen, wie von den Widerständen 168 und 171 jeweils
in das richtige Verhältnis
gebracht, abgetastet. Die Spannung von Lampe 85, welche
von der Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 173, 174 und 177 skaliert
wird, wird von einem, aus den Dioden 180 und 182 und
Kondensator 183 gebildeten Spitzen-Spitzen-Detektor erfasst,
wodurch sich an Knotenpunkt 181 eine, zu der Lampenspitzenspannung
proportionale Gleichspannung ergibt. Die Spannung an Knotenpunkt 181 wird
von Widerstand 189 in einen, in Pin VL fließenden Strom
umgewandelt.
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Der in Pin VL fließende Strom
wird in IC 109 mit den Differenzströmen zwischen den Pins LI1 und LI2
vervielfacht, wodurch sich ein gleichgerichteter Wechselstrom ergibt,
welcher aus Pin CRECT in das parallele RC-Netz aus Kondensator 192 und
Widerstand 195 sowie das serielle RC-Netz aus Widerstand 193 und
Kondensator 194 geführt
wird. Das parallele und das serielle RC-Netz wandeln den gleichgerichteten
Wechselstrom in eine Gleichspannung um, welche zu der Leistung von
Lampe 85 proportional ist. Die Spannung an dem Pin CRECT
wird durch eine, in IC 109 enthaltene Rückkopplungsschaltung/-schleife
zwangsläufig
auf eine Spannung gebracht, die dieser an dem Pin DIM entspricht.
Dieses resultiert in einer Regelung der von Lampe 85 verbrauchten
Leistung.
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Die gewünschte Beleuchtungsstärke von Lampe 85 wird
durch die Spannung an dem Pin DIM eingestellt. Die Rückkopplungsschleife
weist eine Lampenspannungserfassungsschaltung und eine Lampenstromerfassungsschaltung
auf, welche weiter unten noch näher
erläutert
werden. Die Schaltfrequenz von Halbbrückenwechselrichter 60 wird
auf Grund dieser Rückkopplungsschleife
eingestellt, wobei die Spannung an Pin CRECT der Spannung an dem
Pin DIM gleichgesetzt wird. Die CRECT-Spannung schwankt zwischen
0,5 und 2,9 Volt. Sobald die Spannung an dem Pin DIM über 2,9
Volt ansteigt bzw. unter 0,5 Volt abfällt, wird diese intern auf
2,9 Volt bzw. 0,5 Volt begrenzt. Das an dem Pin DIM abgegebene Signal
wird durch Phasenwinkeldimmung erzeugt, wobei ein Teil der Phase
der Wechselstromeingangsleitungsspannung gesperrt wird. Der Einschaltphasenwinkel
der Eingangsleitungsspannung wird durch Dimmungsschnittstelle 55 in
ein, dem Pin DIM zugeführtes
Gleichstromsignal umgewandelt.
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Die Spannung an dem Pin CRECT beträgt bei Zündung der
Lampe 85 Null. Mit Ansteigen des Lampenstroms lädt der an
dem Pin CRECT erzeugte Strom, welcher zu dem Produkt von Lampenspannung
und Lampenstrom proportional ist, die Kondensatoren 192 und 194.
Die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 fällt ab bzw.
steigt an, bis die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem
Pin DIM entspricht. Sobald die Dimmungsstärke auf volle (100%) Lichtleistung
eingestellt ist, können
die Kondensatoren 192 und 194 auf 2,9 Volt geladen
werden, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund der Rückkopplungsschleife
folglich auf 2,9 Volt an. Während
des Spannungsanstiegs ist die Rückkopplungsschleife,
auf welche weiter unten noch näher eingegangen
wird, offen. Sobald die Spannung an Pin CRECT etwa 2,9 Volt beträgt, wird
die Rückkopplungsschleife
geschlossen. In gleicher Weise können die
Kondensatoren 192 und 194 auf 0,5 Volt geladen werden,
wenn die Dimmungsstärke
auf minimale Lichtstärke
eingestellt ist, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund
der Rückkopplungsschleife daher
auf 0,5 Volt an. Im Allgemeinen entsprechen 0,5 Volt an Pin DIM
10% der vollen Lichtleistung. Zur Dunkeldimmung bis zu 1% der vollen
Lichtleistung kann ein, durch Widerstand 199 vorgesehenes,
externes Offset 198, welches sonst nicht erforderlich ist, so
eingesetzt werden, dass 0,5 Volt an dem Pin DIM 1% der vollen Lichtleistung
entsprechen. Sobald die Dimmungsstärke auf minimale Lichtleistung
eingestellt ist, wird der CRECT-Kondensator vor Schließen der
Rückkopplungsschleife
auf 0,5 Volt geladen.
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Konventionelle Lampen, welche bei
Zündung
auf Dimmung eingestellt werden, weisen bezeichnenderweise einen
Zündblitz
auf. Der Lichtblitz, der über
der gewünschten
Beleuchtungsstärke
liegt, wird erzeugt, indem der Lampe über einen verhältnismäßig langen
und unnötigen
Zeitraum nach Zündung (z.
B. bis zu einigen Sekunden) ein hohes Leistungsniveau zugeführt wird.
Auf diese Weise stellen Zündweisen
eines konventionellen Vorschaltgeräts eine erfolgreiche Zündung der
Lampe sicher. Gemäß der vorliegenden
Erfindung werden jedoch die Zündblitze minimiert.
Die Dauer eines Zustands hoher Lichtintensität nach Zündung ist bei Einstellungen
zur geringen Dimmung sehr kurz, und die visuelle Wirkung des unerwünschten
Lichtblitzes wird minimiert. Eine wesentliche Vermeidung von Zündblitzen
wird erreicht, indem das der Lampe 85 zugeführte Leistungsniveau
unmittelbar nach erfolgter Zündung durch
Verwendung der Rückkopplungsschleife
reduziert wird.
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Bei Amalgamlampen fällt die
Lampenspannung wesentlich ab, sobald die Amalgamtemperatur ein vorgegebenes
Niveau überschreitet.
Der Quecksilberdampfdruck wird reduziert, wodurch die Lampenspannung
abfällt.
Unter solchen Bedingungen resultiert die Regelung der Lampenleistung
in extrem hohen Lampenströmen
und, daraus folgernd, der Zerstörung
der Lampenelektroden und verkürzter Brenndauer
der Lampe.
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Gemäß der Erfindung wird ein akzeptabler Pegel
des Lampenstroms aufrechterhalten, indem die Mindestspannung an Übergang 181 der
Spannung an Pin VDD entsprechend minus des Spannungsabfalls einer
Diode 186 begrenzt wird. Die Spannung von Lampe 85,
welche von der Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 173, 174 und 177 skaliert
wird, wird von einem, aus den Dioden 180 und 182 und
Kondensator 183 gebildeten Spitzen-Spitzen-Detektor erfasst,
wodurch sich an Knotenpunkt 181 eine, zu der Lampenspitzenspannung
proportionale Gleichspannung ergibt.
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Die Spannung an dem Übergang 181,
welche von Widerstand 189 in einen, in Pin VL fließenden Strom
umgewandelt wird, wird der Spannung an Pin VDD entsprechend minus
des Spannungsabfalls von Diode 186 aufrechterhalten. Da
IC 109 die Lampenleistung regelt und die abgetastete Lampenspannung
auf einen Mindestwert begrenzt wird, wird der Lampenstrom auf einen
akzeptablen Maximalpegel begrenzt.
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Es wird eine Hilfsstromquelle, welche
durch Sekundärwicklung 78 von
Transformator T, Widerstand 162 und Kondensator 163 gebildet
wird, vorgesehen, um Flimmern zu verhindern. Flimmern wird hervorgerufen,
indem IC 109 auf Grund der Tatsache, dass der Spannungspegel
an Pin VDD unterhalb eines, zur Speisung von IC 109 erforderlichen
Mindestschwellwerts fällt,
vorübergehend
abgeschaltet wird. Während
Lampe 85 eingeschaltet wird, entnimmt CFL 10 mehr
Strom, wodurch bewirkt werden kann, dass die von Bus 101 zugeführte Spannung
kurzzeitig abgesenkt wird. Da die Spannung an Pin VDD auf der von
Bus 101 zugeführten
Spannung basiert, resultiert eine kurzzeitige Herabsetzung des Spannungspegels
an Pin VDD unterhalb seines Mindestschwellwerts in Flimmern.
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Die Hilfsstromquelle ergänzt die
Hauptstromversorgung. Die von Zener-Diode 121 vorgesehene Hauptstromverorgung
gibt an Kondensator 157 bei Laden desselben eine pulsierende
Spannung ab. Die Spannung an Pin VDD wird durch die Spannung an Kondensator 157 und
entsprechend dieser festgelegt. Die Hilfsstromquelle gibt nach,
jedoch nicht während
des Vorheizens, eine gleichgerichtete Spannung ab, welche durch
Kopplung der Spannung an Wicklung 78 über Widerstand 162,
Kondensator 163 und Diode 123 an Pin VDD angelegt
wird. Die Hilfsstromquelle führt
Pin VDD einen DC-Offsetstrom zu, welcher sicherstellt, dass die
Spannung an Pin VDD über
einem Mindestschwellwert von etwa 10 Volt zur Speisung von IC 109 aufrechterhalten
wird. Die kurzzeitige, von Lampe 85 hervorgerufene Lichtunterbrechung
(d. h. Flimmern) bei Einschalten derselben auf Grund der erhöhten Last
wird dadurch verhindert.
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Die Leistung wird von Übergang 83 zu
dem Übergang,
an welchem Dioden D2 und D4 sowie Kondensator 51 zusammengeschaltet
sind, entlang Leistungsrückführleitung 87 zu
Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 zurückgeführt. Um
die „Overboost"-Spannung, die der Lampe 85 von
Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 zugeführt wird,
zu verringern und die Menge des Stroms bei Zündung und Dimmung zu erhöhen, wurde
die durch die Kondensatoren 81 und 82 des Resonanztankkreises
dargestellte Kapazität
zwischen diesen aufgeteilt. Rückkopplungsstrom
fließt
lediglich durch Kondensator 81 und ist von dem Verhältnis von
Kondensator 81 zu Kondensator 82 abhängig. Das
Verhältnis
von Kondensator 81 zu Kondensator 82 ist von dem
Verhältnis
von Lampenspannung (d. h. Spannung an Lampe 85) zu Speisespannung
(d. h. Spannung von Wechselspannungsquelle 20) abhängig.
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Die Dioden D1 und D3 leiten, wenn
die Speisespannung positiv ist. Die Dioden D2 und D4 leiten, wenn
die Speisespannung negativ ist. Während der Spitzenwertphase
jeder Halbwelle der Netzspannung (d. h. Spannung von Wechselspannungsquelle 20) wird
kein Hochfrequenzrückkopplungseinfluss
von Kondensator 81 ausgeübt. Das heißt, die Spannung während der
Spitzenwertphase jeder Halbwelle der Netzspannung ist höher als
die Spannung an Übergang 83,
so dass der auf Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 ausgeübte Hochfrequenzeinfluss durch
die Dioden D2 und D4 blockiert wird.
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Kondensator 51 ist durch
einen DC-Sperrkondensator dargestellt, welcher den die Dioden D1 und
D3 verbindenden Übergang
mit dem die Dioden D2 und D4 verbindenden Übergang im Hinblick auf den
Hochfrequenzrückkopplungseinfluss
von Kondensator 81 elektrisch verbindet. Kondensator 51 stellt
dadurch sicher, dass der Hochfrequenzrückkopplungseinfluss sowohl
für die
positive als auch die negative Halbwelle der Netzspannung gleich
ist. Die Rückkopplungshöhe verändert sich
auf Grund der Netzspannung und Dimmungseinstellung. Die Kondensatoren 81 und 82 sind
im Hinblick auf die, zu Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 zurückgeführte Hochfrequenzleistung
parallel zu Lampe 85 effektiv. Die zu Gleichrichter/Spannungsverdoppler
zurückgeführte Leistung
reflektiert die Spannung an Lampe 85.
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Durch die Leistungsrückkopplungsschaltung kann
CFL 10 vorteilhafterweise bei einem weit unter 1,0 (z.
B. etwa 0,7) liegenden Leistungsfaktor arbeiten. Liegt der Leistungsfaktor
bei etwa 1,0, werden die Komponenten in Wechselrichter 60 und
Last 70 weitaus mehr beansprucht als bei einem geringeren Leistungsfaktor.
Die Leistungsrückkopplungsschaltung
erhöht
den Leistungsfaktor in ausreichendem Maße auf den Minimalpegel von
etwa 0,7, welcher zur Aufrechterhaltung der Leitung von Triac 35 erforderlich
ist.
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Wenden wir uns nun 4 zu. IC 109 sieht einen Leistungsregelungs-
und Dimmungsregelungsschaltkreis 250 vor. Der Differenzstrom
zwischen Pins LI1 und LI2 wird einem aktiven Gleichrichter 300 zugeführt. Der
aktive Gleichrichter 300 nimmt, um einen Spannungsabfall,
welcher mit Dioden gewöhnlich
verknüpft
wird, zu vermeiden, unter Verwendung eines Verstärkers mit innerer Rückwirkung
an Stelle einer Diodenbrücke
eine Vollweggleichrichtung der Wechselspannungswellenform vor. Eine
Stromquelle 303 erzeugt in Reaktion auf die abgegebene
Leistung des aktiven Gleichrichters 300 einen gleichgerichteten
Strom ILDIFF, welcher den Stromfluss durch Lampe 85, der
als eine von zwei Eingangsleistungen einem Stromvervielfacher 306 zugeführt wird,
darstellt.
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Während
des Vorheizens wird ein p-Kanal-MOSFET 331 ein- und ein
n-Kanal-MOSFET 332 ausgeschaltet,
um den Pin VL auf das Spannungspotential von Pin VDD zu bringen.
Am Ende der Vorheizperiode (z. B. 1 Sekunde lang) wird p-Kanal-MOSFET 331 ab-
und n-Kanal-MOSFET 332 eingeschaltet, damit eine Leistungs-
und Dimmungsregelung von Wechselrichter 60 stattfinden
kann. Der auf die Vorheizperiode folgende Strom fließt durch den
Pin VL und n-Kanal-MOSFET 332 und wird von einem Widerstand 333 skaliert.
Eine Stromquelle (d. h. Stromverstärker) 336 erzeugt
in Reaktion auf den skalierten Strom von dem Pin VL ein Stromsignal
NL. Eine Stromklemme 339 begrenzt den Maximalpegel von
Stromsignal NL, welches dem anderen Eingang von Vervielfacher 306 zugeführt wird.
Eine Stromquelle 309 gibt in Reaktion auf die Leistungsabgabe von
Vervielfacher 306 einen Strom ICRECT ab, welcher sowohl
dem Pin CRECT als auch dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 312 der
Regelabweichung zugeführt
wird. Wie in 3 dargestellt,
wandelt die Parallelschaltung von Kondensator 192 und Widerstand 195 parallel
zu der Reihenschaltung von Widerstand 193 und Kondensator 194 den gleichgerichteten
Wechselstrom an dem Pin CRECT in eine Gleichspannung um.
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Wieder auf 4 zurückkommend,
wird an dem Pin DIM eine Gleichspannung an eine Spannungsklemmschaltung 315 angelegt.
Die Spannungsklemmschaltung 315 begrenzt die Spannung an
dem Pin CRECT auf 0,3 bis 3,0 Volt. Der Ausgang von Spannungsklemmschaltung 315 wird
dem invertierenden Eingang des Verstärkers 312 der Regelabweichung
zugeführt.
Der Ausgang des Verstärkers 312 der
Regelabweichung regelt den Pegel des durch eine Stromquelle 345 fließenden Stroms
IDIF. Ein Stomkomparator 348 vergleicht Strom IDIF mit
einem Referenzstrom IMIN und einem Strom IMOD und gibt das Stromsignal
größter Stärke ab.
Der Strom IMOD wird von einem Schaltkondensatorintegrator 327 geregelt.
Der von Stromkomparator 348 abgegebene Strom liefert ein
Steuersignal, welches die Schwingungsfrequenz (Schaltfrequenz) bestimmt,
auf welcher VCO 318 oszilliert. Sobald die Lampe zündet, sind
die Spannung an Pin CRECT und der Strom IDIF Null. Der Ausgang des
Komparators 348 wählt
unter IMIN, IDIF und IMOD den maximalen Strompegel aus, welcher
IMOD ist. Der Strom IDIF steigt an, während sich die Spannung an
Pin CRECT bis zu der Spannung an Pin DIM aufbaut. Wenn der Strom
IDIF den Strom IMOD überschreitet, entspricht
der Ausgang von Komparator 348 dem Strom IDIF.
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Die Rückkopplungsschleife ist um
Verstärker 312 der
Regelabweichung zentriert und weist viele Komponenten innerhalb
oder außerhalb
von IC 109 auf, um die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung
an dem Pin DIM gleichzusetzen. Liegt die Spannung an dem Pin DIM
unter -,3 Volt, wird an den invertierenden Eingang von Verstärker 312 der
Regelabweichung eine Gleichspannung von 0,3 Volt angelegt. Sobald
die Spannung an dem Pin DIM 3,0 Volt überschreitet, werden an den
Verstärker 312 der Regelabweichung
3,0 Volt angelegt. Die an den Pin DIM angelegte Spannung sollte
sich zwischen einschließlich
0,3 Volt und einschließlich
3,0 Volt bewegen, um ein gewünschtes
Verhältnis
von 10 : 1 zwischen der maximalen und der minimalen Lichtstärke der
Lampe 85 zu erreichen. Der Eingang zu Vervielfacher 306 wird
durch Stromklemme 339 begrenzt, um eine richtige Skalierung
des Stroms in Vervielfacher 306 vorzusehen.
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Die Frequenz von CCO 318 regelt
in Reaktion auf den Ausgang von Komparator 348 die Schaltfrequenz
von Halbbrückenwechselrichter 60.
Während
des Vorheizens und des Zünddurchlaufs
führt Komparator 348 CCO 318 den
Strom IMOD zu. Komparator 348 gibt an CCO 318 den
Strom IDIF während
des stabilen Betriebs ab. CCO 318 begrenzt in Reaktion
auf den Strom IMIN bei Abgabe desselben durch Komparator 348 die
Minimalschaltfrequenz. Die Minimalschaltfrequenz basiert ebenfalls
auf Kondensator 159 und Widerstand 156, welche
an Pins CF und RREF jeweils extern mit IC 109 verbunden sind.
Wechselrichter 60 erreicht einen Betrieb mit geschlossener
Rückkopplungsschleife,
wenn die Spannung an Pin CRECT der Spannung an Pin DIM entspricht.
Verstärker 312 der
Regelabweichung stellt den von Komparator 348 abgegebenen
Strom IDIF so ein, dass die Spannung an Pin CRECT in etwa der Spannung
an Pin DIM entsprechend aufrechterhalten wird.
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Bei Ermitteln, ob sich der Wechselrichter 60 in
dem kapazitiven Betriebsmodus oder nahe an diesem befindet, überwacht
eine Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung
den Strom des Resonanzinduktors, wie durch das Signal an dem Pin RIND
dargestellt. Der Wechselrichter 60 befindet sich in dem
kapazitiven Betriebsmodus, wenn der durch Wicklung 75 fließende Strom
gegen die Spannung an Schalter 112 voreilt. In dem kapazitivnahen
Betriebsmodus eilt der durch Wicklung 75 fließende Strom noch
nicht gegen die Spannung an Schalter 112 vor, ist jedoch
kurz davor. So liegt zum Beispiel bei einer auf Wicklung 75 und
den Kondensatoren 80, 81 und 82 basierenden
Resonanzfrequenz von etwa 50 kHz ein kapazitivnaher Betriebsmodus
vor, wenn der durch Wicklung 75 fließende Strom gegen die Spannung
an Schalter 112 nacheilt, jedoch innerhalb etwa 1 Mikrosekunde
diese erreicht hat.
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Schaltung 364 erkennt ebenfalls,
ob eine Leitung in Flussrichtung oder eine Body-Diodenleitung (von
dem Substrat zu dem Drain) von Schalter 100 oder 112 stattfindet.
Ein von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 erzeugtes
Signal IZEROb, das heißt,
ein an dem Ausgang Q eines Flipflops 370 erzeugtes Signal
IZEROb weist einen hohen Logikpegel auf, wenn Schalter 100 oder 112 in Flussrichtung
leitet, während
es einen niedrigen Logikpegel aufweist, wenn die Body-Diode von
Schalter 100 oder 112 leitet. Signal IZEROb wird
einem Pin IZEROb von CCO 318 zugeführt. Weist Signal IZEROb einen
niedrigen Logikpegel auf, befindet sich die Wellenform an dem CF-Pin 379 im
Wesentlichen auf einem konstanten Niveau. Weist Signal IZEROb einen
hohen Logikpegel auf und Schalter 100 ist leitend, steigt
die Spannung an dem Pin CF an. Sobald Signal IZEROb einen hohen
Logikpegel aufweist und der Schalter 112 leitend ist, fällt die Spannung
an dem Pin CF ab.
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Ein Signal CM, das von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 erzeugt
wird, das heißt,
ein von einem ODER-Gatter 373 erzeugtes Signal CM, weist
einen hohen Logikpegel auf, wenn sich die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 in dem
kapazitivnahen Betriebsmodus befindet Ein Schaltkondensatorintegrator 327 bewirkt
auf Grund des Signals CM, welches einen hohen Logikpegel aufweist,
eine Zunahme der abgegebenen Leistung von Stromquelle 329 (d.
h. Strom IMOD). Die Zunahme der Stärke des Stroms IMOD bewirkt,
dass Komparator 348 VCO 318 den Strom IMOD zuführt, wodurch
eine Erhöhung
der Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 stattfindet. Der
kapazitivnahe Betriebsmodus wird von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 durch Überwachen
des Vorzeichens (+ oder –)
der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Vorderflanke (ansteigenden Flanke)
jedes an Pin G1 und G2 von IC 109 erzeugten Gateansteuerungsimpulses
nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der Spannungskurvenform an dem Pin
RIND während
der Vorderflanke von Gateimpuls G1 + (positiv) oder von Gateimpuls
G2 – (negativ), befindet
sich Wechselrichter 60 in einem kapazitivnahen Betriebsmodus.
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Ein NAND-Gatter 376 gibt
ein Signal CMPANIC ab, welches einen hohen Logikpegel aufweist, wenn
Wechselrichter 60 in dem kapazitiven Modus arbeitet. Sobald
der kapazitive Modus nachgewiesen wird, steigt der Pegel des Stroms
IMOD in Reaktion auf den schnellen Anstieg der Leistungsabgabe von Schaltkondensatorintegrator 327 rapide
an. VCO 318 steuert, basierend auf dem Signal IMOD, Widerstand 156 und
Kondensator 159, einen relativ rapiden Anstieg auf die
maximale Schaltfrequenz von Wechselrichter 60. Der kapazitive
Modus wird durch Überwachen
des Vorzeichens (+ –)
der Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Rückflanke (abfallenden Flanke)
jedes an Pin G1 und G2 von IC 109 erzeugten Gateansteuerungsimpulses
nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der Spannungskurvenform an dem
Pin RIND während
der Rückflanke
von Gateimpuls G1 – (negativ)
oder von Gateimpuls G2 + (positiv), arbeitet Wechselrichter 60 in
einem kapazitiven Betriebsmodus.
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Ein Schaltkreis 379 stellt
in Reaktion auf den Wert von Kondensator 165 (zwischen
Pin CP und Erde geschaltet) die Zeitpunkte ein, um die Glühfäden von
Lampe 85 vorzuheizen und Wechselrichter 60 in
einen Standbymodus zu versetzen. Während der Vorheizperiode werden
an dem Pin CP zwei Impulse (der Dauer einer Sekunde) erzeugt. Die
Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 beträgt während der Vorheizperiode
etwa 80 kHz. Am Ende der Vorheizperiode nimmt ein Signal IGNST einen
hohen Logikpegel an, wodurch ein Zündstart, das heißt, ein
Zünddurchlauf
der Schaltfrequenz von etwa 80 kHz bis etwa gerade oberhalb der
Resonanzfrequenz von Wicklung 75 und Kondensatoren 80, 81 und 82 von zum
Beispiel etwa 60 kHz (unbelastete Resonanzfrequenz) ausgelöst wird.
Dieser Zünddurchlauf
kann bei einer Geschwindigkeit von z. B. 10 kHz/Millisekunden stattfinden.
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IC 109 regelt die Amplitude
des durch Resonanzwicklung 75 fließenden Stroms, welcher an dem Pin
RIND erfasst wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin RIND -,4 überschreitet,
nimmt ein von einem Komparator 448 abgegebenes Signal PC
einen hohen Logikpegel an, wodurch die von Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene
Leistung den Pegel des Stroms IMOD einregelt. Die Folge ist eine Erhöhung der
RMS-Schaltfrequenz,
wodurch die Amplitude des durch Resonanzwicklung 75 fließenden Stroms
reduziert wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin RIND unter -,4
fällt,
nimmt ein Signal PC einen niedrigen Logikpegel an, der bewirkt, dass
die von Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene Leistung
den Pegel des Signals IMOD so einregelt, dass die Schaltfrequenz
abnimmt. Daraus ergibt sich eine Zunahme des durch Resonanzwicklung 75 flie ßenden Stroms.
Es wird ein gut geregelter Stromfluss durch Resonanzwicklung 75 erreicht,
welcher während
des Vorheizens eine im Wesentlichen konstante Spannung an jedem
Glühfaden
von Lampe 85 ermöglicht.
Alternativ kann bei Vorheizen ein im Wesentlichen konstanter Stromfluss
durch die Glühfäden erreicht
werden, indem ein Kondensator (nicht dargestellt) in Reihe mit jedem
Glühfaden
vorgesehen wird.
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Schaltkreis 379 weist ebenfalls
einen Zündtimer
auf, welcher nach Ablauf der Vorheizperiode einsetzt. Sobald dieser
aktiviert ist, wird an dem Pin CP ein Impuls erzeugt. Wird nach
diesem Impuls entweder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs
oder ein Überspannungszustand
an Lampe 85 festgestellt, wird IC 109 in einen
Standbymodus versetzt. Im Standbymodus stoppt VCO 318 die
Oszillation, wobei Schalter 112 und 100 jeweils
in einem leitenden und nicht leitenden Zustand gehalten werden. Zum
Verlassen des Standbymodus muss die Versorgungsspannung für IC 109 (d.
h. die Pin VDD zugeführte)
mindestens auf einen Abschaltschwellwert oder einen Wert unter diesem
(z. B. 10 Volt) reduziert und dann mindestens auf einen Einschaltschwellwert (z.
B. 12 Volt) erhöht
werden.
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Der Vorheiztimer weist eine Schmitt-Triggerschaltung 400 (d.
h. einen Komparator mit Hysterese) auf, welche die Auslösepunkte
der CP-Wellenform einstellt. Diese Auslösepunkte stellen die an den
Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 400 angelegten Spannungen
zum Ein- und Ausschalten derselben dar. Ein Schalter 403 erzeugt
im leitenden Zustand einen Weg zum Entladen von Kondensator 165. Schalter 403 wird
bei jedem von der Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugten
Impuls für
die Dauer desselben in einen leitenden Zustand versetzt. Kondensator 165 wird
entladen, sobald die Spannung an dem Pin CP den oberen Auslösepunkt,
wie durch die Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugt, überschreitet. Der
Entladungsweg sieht den Pin CP, Schalter 403 und eine Schaltkreiserdung
vor. Kondensator 165 wird durch eine Stromquelle 388 geladen.
Bei Feststellen eines kapazitiven Betriebsmodus, wie durch die Erzeugung
eines Signals CMPANIC an einem NAND-Gatter 376 widergespiegelt,
wird ein Schalter 392 eingeschaltet. Kondensator 165 wird
nun ebenfalls durch eine Stromquelle 391 geladen. Der Kondensator 165 aufladende
Strom ist 10 mal höher, wenn
der kapazitive Betriebsmodus nachgewiesen wird. Die Spannung an
dem Pin CP erreicht den oberen Auslösepunkt der Schmitt-Triggerschaltung 400 in
1/10 der Zeit, welche es kostet, wenn kein kapazitiver Modus festgestellt
wird. Der Impuls an dem Pin CP ist daher bei Nachweisen des kapazitiven
Betriebsmodus 10 mal kürzer
als bei Nichtfeststellen desselben. Infolgedessen wird IC 109 in
relativ kurzer Zeit in den Standbymodus versetzt, sobald eine Zunahme
der Schaltfrequenz den Zustand des kapazitiven Betriebsmodus nicht
ausschaltet.
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Der Vorheiztimer weist ebenfalls
einen D-Flipflop auf, welcher den Zähler 397 bildet. An
dem Ausgang eines NAND-Gatters 406 wird ein Signal COUNT 8b erzeugt,
welches am Ende der Zündperiode
einen niedrigen Logikpegel annimmt. Ein Gatter 412 gibt
einen hohen Logikpegel ab, sobald ein, einen minimalen Schwellwert
vorsehender Überspannungszustand
(d. h., wie durch das Signal OVCLK dargestellt) an Lampe 85 oder
ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs (d. h., wie durch
Signal CMPANIC dargestellt) nachgewiesen wurde. Sobald der Ausgang
eines Gatters 415 einen hohen Logikpegel annimmt, wird
Schalter 403 eingeschaltet, was in der Entladung von Kondensator 165 resultiert.
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Wie oben erörtert, wird der von dem Pin
VL kommende Eingangsstrom im Anschluss an die Vorheizperiode zum
Zwecke der Leistungs- und Dimmungsregelung über Stromquelle 336 dem
Vervielfacher 306 zugeführt.
Der Eingangsstrom von dem Pin VL speist über eine Stromquelle 417,
eine Stromquelle 418 und eine Stromquelle 419 ebenfalls
jeweils die nicht invertierenden Eingänge eines Komparators 421, 424 und 427.
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Komparator 421 aktiviert
in Reaktion auf den Nachweis, dass die Lampenspannung eine minimale Überspannungsschwelle überschritten
hat, den Zündtimer.
Sobald nach Ablauf des Zündtimers
der, einen minimalen Schwellwert vorsehende Überspannungszustand vorliegt,
wird IC 109 in den Standbymodus versetzt. Ein D-Flipflop 430 steuert
den Ausgang von Komparator 421 an der abfallenden Flanke des
an Pin G2 erzeugten Gateimpulses mit einem Takt. Die Logikschaltung
von einem D-Flipflop 433, einem UND-Gatter 436 und
einem NOR-Gatter 439 bewirkt, dass ein Schalter (ein n-Kanal-MOSFET) 440 geöffnet und
dadurch das Signal ICRECT blockiert wird, sobald die minimale Überspannungsschwelle
während
des ersten Zünddurchlaufs überschritten
wird. Der Eingang D von Flipflop 433 ist mit einem inneren
Knotenpunkt 385 verbunden. Eingang D von Flipflop 433 nimmt
am Ende der Vorheizperiode einen hohen Logikpegel an, sobald ein
minimaler Überspannungszustand
festgestellt wird. Der Ausgang von Flipflop 433 nimmt in
Reaktion auf den hohen Logikpegel an dessen Eingang D einen niedrigen Logikpegel
an, wodurch bewirkt wird, dass der Ausgang von Gatter 439 auf
einen niedrigen Logikpegel schaltet. Schalter 440 wird
geöffnet,
wodurch verhindert wird, dass das Signal ICRECT den Pin CRECT erreicht.
Wird verhindert, dass das Signal ICRECT den Pin CRECT erreicht,
wird Kondensator 192 über Widerstad 195 entladen.
Eine vollständige Entladung erfolgt,
wenn das externe Offset 198 nicht verwendet wird. Eine
Teilentladung findet statt, wenn Offset 198 wie in 2 dargestellt eingesetzt
wird. In beiden Fällen
reduziert eine Entladung von Kondensator 192 die Spannung
an dem Pin CRECT, um sicherzustellen, dass die Rückkopplungsschleife nicht geschlossen
wird. Während
der Vorheizperiode weist das Signal IGNST an dem inneren Knotenpunkt 385 einen niedrigen
Logikpegel auf. NOR-Gatter 439 schaltet daher Schalter 440 während der
Vorheizperiode aus. Dem Verstärker 312 der
Regelabweichung wird kein Signal ICRECT zugeführt bzw. es fließt kein
Signal ICRECT aus dem Pin CRECT, um Kondensator 192 zu
laden.
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Sobald der Zünddurchlauf beginnt, was unmittelbar
nach Beendigung der Vorheizperiode der Fall ist, weist das Signal
IGNST einen hohen Logikpegel auf. Schalter 440 wird nun
eingeschaltet und bleibt während
des Zünddurchlaufs
eingeschaltet, falls nicht eine minimale Überspannungsschwelle (z. B.
etwa die Hälfte
der Maximalspannung, welche bei Zündung an Lampe 85 angelegt
wird) von Komparator 421 nachgewiesen wird. Während des
Zünddurchlaufs
nimmt die Schaltfrequenz ab, was in einer Zunahme der Spannung an
Lampe 85 und des erfassten Lampenstroms resultiert. Die
Stärke
des Signals ICRECT nimmt zu, wodurch Kondensator 192 geladen
wird, was zu einem Anstieg der Spannung an dem Pin CRECT führt. Bei
geringen Dimmungsstärken
könnte
die Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM entsprechen.
Ohne weitere Intervention schließt der Verstärker 312 der
Regelabweichung, welcher keine Differenz zwischen diesen beiden
Spannungen feststellt, vor erfolgreicher Zündung von Lampe 85 vorzeitig
die Rückkopplungsschleife.
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Um das vorzeitige Schließen der
Rückkopplungsschleife
zu vermeiden, schaltet Gatter 439 den Schalter 440 während des
Zünddurchlaufs
aus und hält
diesen in diesem Zustand, solange ein, einen minimalen Schwellwert
vorsehender Überspannungszustand,
wie von Komparator 421 nachgewiesen, vorliegt. Durch Sperren
des Signals ICRECT, damit dieses den Pin CRECT nicht erreicht, fällt die
Spannung an dem Pin CRECT ab, wodurch verhindert wird, dass diese
der Spannung an Pin DIM entspricht, selbst wenn Letztere auf ein
tiefes Dimmungsniveau eingestellt ist. Infolgedessen kann die Rückkopplungsschleife
während
des Zünddurchlaufs nicht
geschlossen werden und kann dadurch nicht verhindern, dass eine
erfolgreiche Zündung
stattfindet. Vorzugsweise wird Schalter 440 während des Zünddurchlaufs,
welcher einsetzt, wenn die Lampenspannung die minimale Überspannungsschwelle
erreicht und sich fortsetzt, bis Lampe 85 zündet, lediglich
einmal ausgeschaltet. Bei ausgeschaltetem Schalter 440 kann
Kondensator 192 über Widerstand 195 in
ausreichendem Maße
entladen werden, um sicherzustellen, dass die Rückkopplungsschleife während des
Zünddurchlaufs
nicht vorzeitig geschlossen wird.
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Bei Steuersystemen einer konventionellen Kompaktleuchtstofflampe
wird der Lampe, um eine erfolgreiche Zündung derselben vorzusehen, über einen
unerwünscht
langen Zeitraum (z. B. bis zu mehreren Sekunden) ein relativ hohes
Leistungsniveau zugeführt.
Beim Versuch, eine Lampe auf einem verhältnismäßig niedrigen Helligkeitsniveau
zu zünden, kann
der unerwünscht
lange Zeitraum, über
welchen das relativ hohe Leistungsniveau der Lampe zugeführt wird,
in einem, als Zündblitz
bezeichneten Zustand resultieren. Unter diesen Umständen tritt
ein kurzzeitiger Lichtblitz, möglicherweise
weitaus heller als erwünscht,
auf.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wurde ein Zündblitz
im Wesentlichen eliminiert, das heißt, er wurde so minimiert,
dass er nicht wahrgenommen wird. Das wesentliche Eliminieren des
Zündblitzes wurde
erreicht, indem der unerwünscht
lange Zeitraum, über
welchen der Lampe 85 das relativ hohe Leistungsniveau zugeführt wird,
verhindert wurde. Präziser
gesagt, der Lampe 85 wird über einen Zeitraum von etwa
einer Millisekunde oder weniger ein relativ hohes Leistungsniveau
zugeführt,
bevor dieses im Anschluss an die Lampenzündung in seiner Stärke reduziert
wird. Diese sofortige Reduzierung der Lampenleistung wird durch Überwachen
der Überspannungszustände und
insbesondere bei Abfallen der Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle
(wie von Komparator 421 bestimmt), bevor Schalter 440 erneut
geschlossen werden kann, erreicht. Dieser Abfall der Lampenleistung unter
die minimale Überspannungsschwelle
tritt unverzüglich
bei erfolgreicher Zündung
von Lampe 85 ein. Mit anderen Worten, bei hohen Dimmungsniveaus,
bei welchen ein Zündblitz
auftreten kann, wird Letzterer verhindert, indem zuerst erkannt
wird, wenn die Lampenspannung erreicht worden ist und/oder die minimale Überspannungsschwelle überschritten hat,
und danach erkannt wird, wenn die Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle
abgefallen ist.
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Der Ausgang von Komparator 424 nimmt
einen hohen Logikpegel an, sobald die Lampenspannung die maximale Überspannungsschwelle
(d. h. zweimal die minimale Überspannungsschwelle) überschreitet.
Sobald der Ausgang von Komparator 424 ohne Nachweis des
kapazitivnahen Modus einen hohen Logikpegel aufweist, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf
Grund der Tatsache, dass der Ausgang Q eines D-Flipflops 445 einen hohen Logikpegel
annimmt (d. h. das von Flipflop 445 abgegebene Signal FI
(Frequenzzunahme) einen hohen Logikpegel annimmt), die Schwingungsfrequenz von
VCO 318 und infolgedessen die Schaltfrequenz bei einer konstanten
Geschwindigkeit (z. B. bei einer Durchlaufgeschwindigkeit von 10
kHz/Millisek.). Der Zeitintervall der Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird daher
reduziert. Sobald der Ausgang von Komparator 424 einen
hohen Logikpegel aufweist und ein kapazitivnaher Zustand nachgewiesen
wird, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf
Grund der Tatsache, dass der Ausgang eines NAND-Gatters 442 einen
hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von NAND-Gatter 442 abgegebene
Signal FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel annimmt) unverzüglich (z.
B. innerhalb 10 Mikrosekunden) die Schwingungsfrequenz von VCO 318 und
folglich die Schaltfrequenz auf deren Maximalwert (z. B. 100 kHz).
Die Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird in Reaktion
darauf, dass VCO 318 nun einen maximalen Schwingungswert
aufweist, auf deren Mindestzeitintervall (z. B. 10 Mikrosekunden)
reduziert.
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Der Ausgang von Komparator 427 nimmt
einen hohen Logikpegel an, sobald die Lampenspannung eine Überspannungsnotschwelle
(d. h. über
der maximalen Überspannungsschwelle) überschreitet. Sobald
der Ausgang von Komparator 427 einen hohen Logikpegel aufweist,
erhöht
Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache,
dass der Ausgang eines NAND-Gatters 442 einen hohen Logikpegel
annimmt (d. h. das von NAND-Gatter 442 abgegebene Signal
FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel annimmt), die Schaltfrequenz
von VCO 318 unverzüglich
auf deren Maximalwert.
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Die Gateansteuerschaltung 320 ist
vom Stand der Technik her bekannt und wird in U.S.-Patent 5 373
435 näher
beschrieben. Die Beschreibung der Gateansteuerschaltung in U.S.
Patent 5 373 435 ist hier durch Hinweis darauf summarisch eingefügt worden.
Pins FVDD, G1, S1 und G2 von IC 109 entsprechen Knotenpunkten P1,
P2, P3 und GL, wie in 1 von
U.S.-Patent 5 373 435 dargestellt. Die hier aus 3 ersichtlichen Signale G1L und G2L entsprechen
jeweils den Signalen an Anschluss INL und zwischen
einem Steuerelement und Pegelumsetzer, wenn die obere Ansteuerung
DU in U.S.-Patent
5 373 435 eingeschaltet ist.
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Ein Versorgungsregler 592 weist
einen Bandabstandsregler 595 auf, welcher eine Ausgangsspannung
von etwa 5 Volt erzeugt. Regler 595 ist über einen
großen
Temperatur- und Versorgungsspannungs-(VDD)-Bereich im Wesentlichen
unabhängig.
Der Ausgang einer Schmitt-Triggerschaltung (d. h. Komparator mit
Hysterese) 598, bezeichnet als Signal LSOUT (Low Supply
Out), kennzeichnet den Zustand der Versorgungsspannung. Sobald die
Eingangsversorgungsspannung an dem Pin VDD eine Einschaltschwelle
(z. B. 12 Volt) überschreitet,
nimmt das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel an. Fällt die Eingangsversorgungsspannung
an dem Pin VDD unter eine Abschaltschwelle (z. B. 10 Volt), nimmt
das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an. Während des Inbetriebsetzens
nimmt das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an, welcher den Ausgang
einer Verriegelung 601, bezeichnet als ein Signal STOPOSC,
auf einen hohen Logikpegel einstellt. VCO 318 stoppt in
Reaktion auf die Tatsache, dass das Signal STOPOSC einen hohen Logikpegel annimmt,
die Oszillation und setzt den Pin CF mit der Ausgangsspannung von
Bandabstandsregler 595 gleich.
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Sobald die Versorgungsspannung an
dem Pin VDD die Einschaltschwelle überschreitet, was zur Folge
hat, dass das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel annimmt, nimmt
das Signal STOPOSC einen niedrigen Logikpegel an. VCO 318 steuert in
Reaktion auf das Signal STOPOSC, welches einen niedrigen Logikpegel
aufweist, den Wechselrichter 60, um, wie hier beschrieben,
auf einer Schaltfrequenz zu oszillieren, wobei dem Pin CF eine im
Wesentlichen trapezförmige
Wellenform zugeführt
wird. Sobald die Spannung an dem Pin VDD unter die Abschaltschwelle
abfällt
und die Gateansteuerung an Pin G2 einen hohen Logikpegel annimmt,
stoppt VCO 318 die Oszillation. Die Schalter 100 und 112 werden
jeweils in ihrem nicht leitenden und leitenden Zustand gehalten.
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Der Ausgang von Verriegelung 601 nimmt ebenfalls
einen hohen Logikpegel an, was zur Folge hat, dass VCO 318 aufhört zu oszillieren
und in einen Standbymodus versetzt wird, sobald der Ausgang eines
NOR-Gatters 604 einen hohen Logikpegel annimmt. Der Ausgang
von NOR-Gatter 604, als Signal NOIGN gekennzeichnet, nimmt
einen hohen Logikpegel an, wenn nach Verstreichen der Zündperiode entweder
ein Überspannungszustand
an Lampe 85 oder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs
nachgewiesen wird. Jeder dieser Zustände tritt auf, wenn Lampe 85 von
dem Schaltkreis entfernt wird. Der Überspannungszustand tritt auf,
wenn Lampe 85 nicht gezündet
werden kann.
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5 zeigt
eine Schmitt-Triggerschaltung 598. Mehrere Widerstände 701, 704, 707 und 710 sind
in Reihe geschaltet und bilden zwischen Pin VDD und einer Schaltkreiserdung
einen Spannungsteiler. Der leitende Zustand eines Transistors 713 in einem
ersten Ausführungsbeispiel
der Schmitt-Triggerschaltung wird, basierend auf dem Logikpegel
eines Signals IGNST (negiert), gesteuert. Dieses erste Ausführungsbeispiel
der Schmitt-Triggerschaltung wird durch Schließen eines Schalters 714 dargestellt. Das
Schließen
von Schalter 714 in der Schmitt-Triggerschaltung 598 gleicht
der vorzugsweise vorge nommenen Eliminierung von Schalter 714 bei
unmittelbar mit dem Gate von Transistor 713 gekoppeltem Signal
IGNST (negiert).
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Die Spannung an einem invertierenden
Eingang eines Komparators 719 ist von dem Spannungsteiler
abhängig,
welcher wiederum von der Spannung von Pin VDD und dem Logikpegel
des Signals IGNST (negiert) abhängig
ist. Komparator 719 vergleicht die Spannung an dem invertierenden
Eingang mit der Spannung an VREG 595. Der Hystereseeffekt
zwischen dem hohen und dem niedrigen Logikpegel des Ausgangssignals
LSOUT wird durch einen Transistor 716 vorgesehen.
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Die Spannung an Pin VDD verändert sich während und
nach der Vorheizperiode. Signal IGNST (negiert) nimmt während der
Vorheizperiode einen hohen Logikpegel und im Anschluss an diese
einen niedrigen Logikpegel an. Die Spannung an Pin VDD, bei welcher
VCO 318 die Oszillation unterbricht (im Folgenden als Unterspannungssperrpegel
(UVLO level) bezeichnet) verändert
sich auf Grund des Logikpegels des Signals IGNST (negiert). Der
UVLO-Pegel weist einen höheren
Schwellwert auf, wenn sich das Signal IGNST (negiert) auf einem
hohen Logikpegel (d. h. während
des Vorheizens) befindet, als wenn sich das Signal IGNST (negiert)
auf einem niedrigen Logikpegel (d. h. nach Vorheizen) befindet.
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Gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung kann die Schmitt-Triggerschaltung modifiziert werden,
indem das Signal IGNST (negiert) nicht mehr dem Gate von Transistor 713 zugeführt wird
(im Folgenden als alternatives Ausführungsbeispiel der Schmitt-Triggerschaltung
bezeichnet). Der UVLO-Pegel verändert
sich nun nicht. Das alternative Ausführungsbeispiel der Schmitt-Triggerschaltung
ist durch Öffnen
des Schalters 714 dargestellt. Das Öffnen des Schalters 714 gleicht
in dem alternativen Ausführungsbeispiel
der Schmitt-Triggerschaltung der vorzugsweise durchgeführten Eliminierung
von Transistor 713, Schalter 714 und Kopplung mit
dem Signal IGNST (negiert).
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Unter Anwendung der Erfindung durch
Verwendung der Schmitt-Triggerschaltung 598 und/oder der
Hilfsstromquelle wird ein Flimmern von Lampe 85 verhindert.
Die Schmitt-Triggerschaltung 598 und/oder die Hilfsstromquelle
verhindern, dass IC 109 auf Grund des Abfallens des Spannungspegels an
Pin VDD unterhalb eines, zur Speisung von IC 109 erforderlichen
Mindestschwellwerts kurzzeitig abgeschaltet wird. Der Spannungspegel
an Pin VDD kann bei Einschalten von Lampe 85 (d. h. nach
Vorheizen) durch die Hilfsstromquelle (d. h. Sekundärwicklung 78,
Widerstand 162 und Kondensator
163), welche die
Hauptstromversorgung (vorgesehen durch Zener-Diode 121,
welche an Kondensator 157 eine pulsierende Spannung abgibt)
ergänzt,
und/oder durch Reduzieren der UVLO-Schwelle über dem UVLO-Pegel gehalten
werden. Durch Änderung
der an Pin VDD angelegten Spannung und/oder des UVLO-Pegels während des
Vorheizens und dann nach dem Vorheizen kann der Spannungspegel an
Pin VDD bei Einschalten von Lampe 85 über dem UVLO-Pegel gehalten
werden.
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Daher sieht IC 109 durch
Pin VDD mindestens ein veränderliches
Eingangssignal zum Betrieb von IC 109 vor. Wird an Stelle
der alternativen Ausführungsform
der Schmitt-Triggerschaltung die Schmitt-Triggerschaltung 598 verwendet,
ist die Spannung an Pin VDD auf Grund der Betriebsart durch verschiedene
vorgegebene Spannungsbereiche ungleich Null gekennzeichnet. Während des
Vorheizens verändert
sich die Spannung an dem Pin VDD typischerweise zwischen einer oberen
Grenze von etwa 12 Volt und einer unteren Grenze von etwa 10 Volt.
Nach dem Vorheizen (d. h. während
und nach Einschalten der Lampe) verändert sich die Spannung an
dem Pin VDD typischerweise zwischen einer oberen Grenze von etwa
12 Volt und einer unteren Grenze von etwa 9 Volt.
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Wird an Stelle der Schmitt-Triggerschaltung 598 die
alternative Ausführungsform
der Schmitt-Triggerschaltung verwendet, ist die Spannung an Pin
VDD sowohl während
des Vorheizens als auch nach dem Vorheizen durch die gleiche vorgegebene
Spannung ungleich Null gekennzeichnet. Die Spannung an dem Pin VDD
in dem alternativen Ausführungsbeispiel
der Schmitt-Triggerschaltung verändert
sich sowohl während
des Vorheizens als auch nach dem Vorheizen typischerweise zwischen einer
oberen Grenze von etwa 12 Volt und einer unteren Grenze von etwa
10 Volt.
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Es sei erwähnt, dass die Hilfsstromquelle
in Verbindung mit der Schmitt-Triggerschaltung 598 oder
mit der alternativen Ausführungsform
der Schmitt-Triggerschaltung
eingesetzt werden kann. Ebenso kann die Schmitt-Triggerschaltung 598 ohne die
Hilfsstromquelle verwendet werden (d. h. die Hilfsstromquelle ist
nicht erforderlich).
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Der Pin VL wird eingesetzt, um die
Lampenleistung zu regeln, die Lampe vor Überspannungszuständen zu
schützen
und eine Ausgangssteuerung zwecks Differenzierens zwischen Vorheizen
und normaler Regelung vorzusehen. Der Eingang in Pin VL ist ein
zu einer Lampenspannung (z. B. Spitzenspannung oder gleichgerichteten,
mittleren Spannung) proportionaler Strom. Der Strom an Pin VL ist
an Vervielfacher 306 gekoppelt, der ein Signal erzeugt,
welches das Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung dar stellt
und, wie oben erörtert,
zur Regelung der Lampenleistung eingesetzt wird. Der Strom an Pin
VL ist ebenfalls an die Komparatoren 421, 424 und 427 gekoppelt,
um Überspannungzustände nachzuweisen.
Während
der Vorheizperiode besteht jedoch keine Notwendigkeit, die Lampenleistung
zu regeln, da in Lampe 85 noch keine vollständige Lichtbogenentladung
zu verzeichnen ist. Wechselrichter 60 arbeitet während der
Vorheizperiode auf einer wesentlich höheren Frequenz als der Resonanzfrequenz
des unbelasteten LC-Tankkreises
von Wicklung 75 und Kondensator 80. Diese wesentlich
höhere
Frequenz während
der Vorheizperiode resultiert in einer relativ niedrigen Spannung
an Lampe 85, welche die Komponenten in der Kompaktleuchtstofflampe 10 oder
Lampe 85 nicht beschädigt.
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Während
der Vorheizperiode wird p-Kanal-MOSFET 331 eingeschaltet
und n-Kanal-MOSFET 332 abgeschaltet, so dass Pin VL das
gleiche Spannungspotential wie Pin VDD aufweist. Pin VL nimmt daher
während
der Vorheizperiode einen hohen Logikpegel und ansonsten (z. B. bei
Zündung und
bei stabilem Betrieb) einen niedrigen Logikpegel an. Diese beiden
unterschiedlichen Logikpegel an dem Pin VL lassen erkennen, ob Wechselrichter 60 in einem
Vorheizmodus oder nicht in einem solchen arbeitet.
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Wechselrichter 60 befindet
sich in einem kapazitiven Modus, wenn der durch Wicklung 75 fließende Strom
gegen die Spannung an Schalter 112 voreilt. In dem kapazitivnahen
Betriebsmodus eilt der durch Wicklung 75 fließende Strom
geringfügig
nach, befindet sich jedoch innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls
(z. B. von typischerweise etwa 1 Mikrosekunde) der Spannung an Schalter 112.
Mit anderen Worten, der durch Wicklung 75 fließende Strom
eilt innerhalb einer vorgegebenen Phasendifferenz gegen die Spannung
an Schalter 112 nach.
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Um die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 von
einem Übergang
in den kapazitiven Modus wegzubewegen und, wenn bereits in diesen übergegangen,
diese dann so schnell wie möglich
aus diesem zu entfernen, wird der Lampenstrom bei Bestimmen der
Phasendifferenz jeden halben Zyklus einer Schaltperiode des Wechselrichters
mit der anderen von zwei Gatespannungen verglichen. Im Gegensatz dazu
unterscheiden konventionelle Systeme zum Schutz gegen den kapazitiven
Modus nicht zwischen kapazitiven und kapazitivnahen Betriebsmoden,
wodurch sich bei Feststellen solcher Moden entweder eine Überkompensation
oder eine Unterkompensation ergibt.
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In den Zustand eines kapazitiven
Modus kann sehr schnell übergegangen
werden, wenn zum Beispiel Lampe 85 von Last 70 getrennt
wird. Wurde einmal in den kapazitiven Modus übergegangen, kann schnell ein
Schaden an den Schalttransistoren (z. B. den Schaltern 100 und 112)
auftreten, welcher durch das konventionelle Schutzsystem oftmals
nicht verhindert werden kann.
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Gemäß der Erfindung wird der kapazitivnahe Zustand
durch Überwachen
des Vorzeichens der Spannungswellenform an dem Pin RIND während der
Vorderflanke jedes, an Pins G1 und G2 erzeugten Gateansteuerungsimpulses
ermittelt. Bei Feststellen des kapazitivnahen Betriebsmodus und
des maximalen Überspannungsschwellwerts
steigt CCO 318 unmittelbar (d. h. binnen 10 Mikrosekunden)
auf seinen Maximalwert an.
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Der Zustand des kapazitiven Modus
wird durch Überwachen
des Vorzeichens der Spannungswellenform an dem Pin RIND während der
Hinterflanke jedes, an Pins G1 und G2 jeweils erzeugten Gateansteuerungsimpulses
ermittelt. Sobald der kapazitive Betriebsmodus festgestellt wird,
steigt CCO 318 unmittelbar (d. h. binnen 10 Mikrosekunden)
auf seinen Maximalwert an, um sicherzustellen, dass Wechselrichter 60 in
einem induktiven Modus arbeitet, das heißt, dass die Spannung, welche
sich während
des nicht induktiven Zustands an Schalter 112 aufgebaut
hat, gegen den durch Wicklung 75 fließenden Strom voreilt. Die maximale
Schwingungs-(Schalt-)-Frequenz sollte sich wesentlich oberhalb der
unbelasteten Resonanzfrequenz befinden. Typischerweise wird die
maximale Frequenz von CCO 318 (d. h. Mindestzeitintervall
der Schaltperiode) entsprechend der Anfangsbetriebsfrequenz von
Wechselrichter 60 (z. B. 100 kHz) eingestellt.
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Wie aus der Beschreibung hervorgeht,
sieht die Erfindung ein Vorschaltgerät für eine Fluoreszenzlampe mit
einem, einen integrierten Schaltkreis aufweisenden Treiber vor,
welcher, durch kurzzeitige Abfälle
der Netzspannung bei Einschalten der Lampe hervorgerufenes Lampenflimmern
verhindert. Die flimmerfreie Betriebsweise in dem Treiber des Vorschaltgeräts für eine Fluoreszenzlampe
unterscheidet zwischen Betriebszuständen während und nach dem Vorheizen
der Lampenelektroden. Der Treiber schaltet sich bei Einschalten
der Lampe nicht kurzzeitig ab, da die Spannung zur Speisung des,
einen integrierten Schaltkreis aufweisenden Treibers oberhalb ihres
Mindestschwellwerts gehalten wird.