DE69818941T2

DE69818941T2 - Vorschaltgerät

Info

Publication number: DE69818941T2
Application number: DE69818941T
Authority: DE
Inventors: M. Pawel GRADZKI; Jerzy Janczak
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-04-10
Filing date: 1998-03-23
Publication date: 2004-07-22
Anticipated expiration: 2018-03-24
Also published as: CN1161007C; US6175195B1; ATE252310T1; DE69818941D1; EP0910933A2; TW433713U; CA2257640A1; CN1228244A; EP0910933B1; WO1998046054A2; JP2000511693A; WO1998046054A3; KR20000016493A

Description

Die Erfindung betrifft allgemein ein Vorschaltgerät zur Versorgung mindestens einer Lampe in Verbindung mit einem Triac-Dimmer mit einem Einfallswinkel, wobei das Vorschaltgerät enthält:
einen Regler zum Einstellen der Lampenhelligkeit auf der Grundlage eines Dimmer-Signals; und
eine Dimmer-Schnittstelle zur Leitung des Dimmer-Signals an den Regler auf der Grundlage des Einfallswinkels.
Die Erfindung betrifft auch eine Kompakt-Fluoreszenzlampe.
Eine mit Triac in der Helligkeit regelbare Fluoreszenzlampe enthält einen Triac-Dimmer und eine Kompakt-Fluoreszenzlampe. Der Triac-Dimmer steuert die zugeführte Strommenge und somit die von der Kompakt-Fluoreszenzlampe erbrachte Leuchtkraft. Triac-Dimmer sind durch einen Einfallswinkel gekennzeichnet, d. h. ein Zündwinkel zum Einschalten des Triac. Der Mindest-Einfallswinkel entspricht der Höchst-Lampenlichtleistung. Dabei gibt es allerdings keine Mindest-Einfallswinkel zum Einschalten von Triac-Dimmern. Eine effektive Schnittstelle mit einer Kompakt-Fluoreszenzlampe ist aufgrund der Variation im Mindest-Einfallswinkel bei verschiedenen Triac-Dimmern daher schwierig.
Somit ist es wünschenswert, eine verbesserte Kompakt-Fluoreszenzlampe bereitzustellen, die eine effektive Schnittstelle mit Triac-Dimmern mit verschiedenen Einfallswinkeln bilden kann. Die Schnittstelle sollte die verschiedenen Mindest-Einfallswinkel als Höchst-Lampenlichtleistung auslegen.
Allgemein und nach einem ersten Aspekt der Erfindung weist ein Vorschaltgerät zur Versorgung von mindestens einer Lampe in Verbindung mit einem Triac-Dimmer mit einem Einfallswinkel einen Regler zum Einstellen der Lampenhelligkeit auf der Grundlage eines Dimmer-Signals auf; und eine Dimmer-Schnittstelle zur Leitung des Dimmer-Signals an den Regler auf der Grundlage des Einfallswinkels. Der Regler enthält einen Begrenzer zur Festlegung eines Mindest-Einfallswinkels entsprechend einem Höchstniveau für das Dimmer-Signal durch Reduzierung der Spannung eines Signals entsprechend dem Einfallswinkel.
Variationen im Dimmer-Signal, die auf Unterschieden im Mindest-Einfallswinkel verschiedener Triac-Dimmer gründen, werden durch den Begrenzer auf einen Spannungsbereich begrenzt, der vom Regler problemlos umgewertet werden kann. Folglich legt der Begrenzer einen Mindest-Einfallswinkel (z. B. 25–30 Grad) entsprechend der Höchst-Abblendspannung fest.
Ein Triac-Dimmer erzeugt auf der Grundlage eines Einfallswinkel einen Impuls. Die Dimmer-Schnittstelle enthält Umwandler, um die Impulsbreite in eine proportional gleichgerichtete Durchschnittsspannung zu wandeln. Die proportional gleichgerichtete Durchschnittsspannung dient als Dimmer-Signal. Allgemein enthält der Begrenzer eine Zener-Diode. Die Dimmer-Schnittstelle kann auch einen Umwerter zum Umwerten des Einfallswinkels in ein der Arbeitsphase entsprechendes Signal enthalten. Der Umwerter weist generell eine Zener-Diode auf.
Somit ist es ein Ziel der Erfindung, eine verbesserte Kompakt-Fluoreszenzlampe bereitzustellen, die eine effektive Schnittstelle mit Triac-Dimmern mit verschiedenen Mindest-Einfallswinkeln bilden kann.
Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, ein verbessertes Vorschaltgerät mit einer Schnittstelle bereitzustellen, die verschiedenen Mindest-Einfallswinkeln entsprechende Höchst-Lampenlichtleistungen umwertet.
Weitere Ziele und Vorzüge der Erfindung werden aus der Patentschrift deutlich und ersichtlich.
Für ein besseres Verständnis der Erfindung beziehe man sich auf folgende Beschreibung in Bezug auf die begleitenden Zeichnungen, von denen:
1 ein Blockdiagramm einer mit Triac regelbaren Kompakt-Fluoreszenzlampe gemäß der Erfindung ist;
2 ein Schema eines auf 1 gezeigten Triac-Dimmer ist;
3 ein Schema einer Kompakt-Fluoreszenzlampe ist;
4 ein logisches Blockdiagramm einer integrierten Schaltung ist, die der 3 als Regler dient; und
5 ein schematisches Diagramm des auf 3 gezeigten Schmitt-Auslösers ist.
Wie auf 1 gezeigt wird eine Kompakt-Fluoreszenzlampe (CFL) 10 über einen Triac-Dimmer 30 von einem Netzkabel, dargestellt mit einer Netzstromquelle 20, versorgt. Die Kompakt-Fluoreszenzlampe 10 enthält einen gedämpften elektromagnetischen Störfilter (EMI) 40 eine Zusatz-Stromversorgung 45, einen Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50, eine Dimmer-Schnittstelle 55, einen Wechselrichter 60, eine Regelschaltung 65, eine Ladung 70 und eine Strom-Rückkopplungsschaltung 90. Der Ausgang des Wechselrichters 60, der als Ausgang für das Vorschaltgerät der CFL-Lampe 10 dient, ist an die Ladung 70 angeschlossen. Die Ladung 70 beinhaltet eine Lampe 85 und eine Hohlraumresonatorschaltung, gebildet aus einer Primärwicklung 75 eines Transformators T und aus mehreren Kondensatoren 80, 81 und 82. Der gedämpfte EMI-Filter 40 dämpft beträchtlich die Oberschwingungen (z. B. Oszillationen), die von dem Wechselrichter 60 erzeugt werden. Der Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 richtet die von der Netzstromquelle 20 gelieferte Sinusspannung gleich, was eine Gleichstromspannung mit Brummen ergibt, die nach Verstärkung eine wesentlich konstante Gleichstromspannung wird, um dem Wechselrichter 60 zugeführt zu werden. Diese Teile der Kompakt-Fluoreszenzlampe 10 werden neben der Lampenladung 70 allgemein zusammengestellt und als Vorschaltgerät zur Versorgung einer Lampenladung 70 bezeichnet.
Der Wechselrichter 60 wird von der Regelschaltung 65 mit einer variierenden Schaltfrequenz auf der Grundlage der gewünschten Leuchtstärke geregelt. Die Gleichstromspannung wird von einem Wechselrichter 60 in eine der Ladung 70 zugeführte Rechteck-Spannungswellenform gewandelt. Die Stärke der Lampenlichtleistung kann erhöht und reduziert werden, indem man die Frequenz dieser Rechteck-Spannungswellenform jeweils erhöht oder reduziert.
Die gewünschte Stärke der Lampenlichtleistung wird am Triac-Dimmer 30 eingestellt und der Regelschaltung 65 über eine Dimmer-Schnittstelle 55 übermittelt. Die Strom-Rückkopplungsschaltung 90 führt einen Teil des Stroms von der Hohlraumresonatorschaltung zum Spannungsverdoppler zurück, was bewirkt, dass lediglich geringfügige Leistungsfaktorkorrekturen notwendig sind, um die Triac-Leitung nach dem Zünden aufrechtzuerhalten. Eine Zusatz-Stromversorgung 45 liefert Strom an die Regelschaltung 65, um die Stromzufuhr zur Regelschaltung 65 zu ergänzen, wenn die Schienenspannung für den Wechselrichter 60 bei momentanen Ladungsnachfragen absinkt.
Wie auf 2 gezeigt ist ein Triac-Dimmer 30 über ein Leitungspaar 21 und 22 an eine Netzstromquelle 20 angeschlossen. Der Triac-Dimmer 30 enthält einen Kondensator 31, der über die serielle Verbindung eines Induktors 32 und eines variablen Widerstands 33 geladen wird. Ein Diac 34 ist an das Gate eines Triac 35 angeschlossen. Der Strom (z. B. Impulsstrom aus dem Triac 35) wird der CFL-Lampe 10 über einen Induktor 32 und einen Triac 35 zugeführt. Am Ende von 60 Hz, dem Halbwellenzyklus, sinkt das Niveau im Triac 35 unter seinen Haltestrom ab (d. h. minimal erforderlicher Anodenstrom, um die Leitung des Triac 35 aufrechtzuerhalten). Der Triac 35 schaltet ab. Der Zündwinkel, das ist der Winkel zwischen 0 und 180 Grad, an dem der Triac 35 zu zünden beginnt, kann angepasst werden, indem man den Widerstand des variablen Widerstands 33 ändert. Der variable Widerstand 33 kann, muss aber nicht, ein Potentiometer sein. Der maximale Zündwinkel wird von der Abbruchspannung des Diac 34 begrenzt. Der Induktor 32 begrenzt die Anstiegs- oder Abfallzeit von di/dt und schützt den Triac 35 somit vor abrupten Stromänderungen. Ein Kondensator 36 dient als Begrenzer und verhindert Flackern, besonders wenn die Kabellänge zwischen dem Triac 35 und der CFL-Lampe 10 relativ lang ist. Oberschwingungen, die über die Induktanz und den Störkondensator in Verbindung mit solch langen Kabeln entstehen, werden von Kondensator 36 überbrückt. Das Flackern der Lampe 85 durch solche Oberschwingungen wird vermieden.
Der Triac-Dimmer 30 hat zwei Mindest-Abblendeinstellungen, definiert durch/in Bezug auf die CFL-Lampe 10. Die erste Mindest-Abblendeinstellung (d. h. Mindest-Abblend-Einschaltstellung) ist die kleinstmögliche Einstellung zum Einschalten der Lampe 85. Zur zweiten Mindest-Abblendeinstellung (d. h. Mindest-Abblenddauerstellung), die zum Einfallswinkel der Abblend-Einschaltstellung einen breiteren Einfallswinkel hat, kann übergegangen werden, nachdem die Lampe 85 den Dauer-Leuchtbetrieb erreicht hat. Zur Gewährleistung eines flackerfreien Betriebes muss der von der CFL-Lampe 10 beim Vorheizen mit minimal geschalteter Abblendeinstellung aufgenommene Strom größer sein als im Dauer-Leuchtbetrieb. Die CFL-Lampe 10 nimmt in Verbindung mit dem Triac-Dimmer 30 bei Mindest-Abblendeinschaltstellung beim Vorheizen mehr Strom auf als nach dem Vorheizen, wenn die CFL-Lampe 10 den Vorheizvorgang abschließen und in Dauer-Leuchtbetrieb arbeiten kann.
Wie auf 3 gezeigt enthält der gedämpfte EMI-Filter 40 einen Induktor 41, ein Kondensatorpaar 42 und 43 und einen Widerstand 44. Der Widerstand 44 und der Kondensator 43, die einen Begrenzer bilden, sind in Serie über den Ausgang des gedämpf ten EMI-Filter angeschlossen. Dieser Begrenzer dämpft die vom EMI-Filter 40 erzeugten Schwingungen beim Einschalten des Triac 35. Diese Schwingungen würden, wenn sie von dem aus Widerstand 44 und Kondensator 43 gebildeten Begrenzer nicht begrenzt werden, das durch den Triac 35 fließende Stromniveau unter seinen Haltestrom reduzieren, was das Abschalten des Triac 35 bewirken würde. Der Widerstand 44 und der Kondensator 43 bilden auch einen Weg, um durch Filter 40 weitgehenden Stromverlust bei 60 Hz zu vermeiden.
Der Gleichrichter und Spannungsverdoppler, die einen Halbwellengleichrichter/Spannungsverdoppler in Kaskade bilden, enthalten ein Diodenpaar D1 und D2 und ein Kondensatorenpaar 53 und 54. Die Dioden D1 und D2 richten die Sinusspannung gleich, die von dem gedämpften EMI-Filter kommt, was eine Gleichstromspannung mit Brummen ergibt. Die Kondensatoren 53 und 54 dienen zusammen als Puffer-Kondensatoren zur Verstärkung und Wandlung der gleichgerichteten Sinusspannung in eine grundlegend konstante Gleichstromspannung zur Zufuhr an den Wechselrichter 60.
Ein Kondensator 51 und ein Diodenpaar D3 und D4 leiten ein Hochfrequenz-Stromrückkopplungssignal von der Hohlraumresonatorschaltung her, was hiernach genauer erläutert wird. Das Hochfrequenz-Stromrückkopplungssignal schaltet die Diode D1 und die Diode D3 während dem positiven Halbzyklus der 60-Hz-Wellenform zwischen leitendem und nichtleitenden Zuständen hin und her. Ähnlich schaltet die Diode D2 und die Diode D4 das Hochfrequenz-Stromrückkopplungssignal während dem negativen Halbzyklus der 60-Hz-Wellenform zwischen leitendem und nichtleitendem Zustand hin und her. Die von der Hohlraumresonatorschaltung (d. h. die Wicklung 75 und die Kondensatoren 80, 81 und 82) abgeleitete Stromrückkopplung erhält das Niveau des Stroms durch den Triac 35 über seinem Haltestrom. Die Leitung des Triac 35 kann über einen wesentlichen Teil des 60-Hz-Halbzyklus (d. h. etwas mehr als 0,5 Millisekunden) erhalten bleiben.
Die Dimmer-Schnittstelle 55 liefert eine Schnittstelle zwischen dem Ausgang des EMI-Filters 40 und der Regelschaltung 65. Der Winkel, bei dem der Triac 35 zündet, also der Einfallswinkel, steht für das gewünschte Leuchtniveau. Die Dimmer-Schnittstelle 55 wandelt den Einfallswinkel (d. h. die Leitimpulsbreite des Triac 35) in eine proportional gleichgerichtete Durchschnittsspannung (d. h. das Dimmer-Signal), vereinbar mit und geleitet an eine Klemme DIM einer integrierten Schaltung (IC 109) innerhalb der Regelschaltung 65.
Die Dimmer-Schnittstelle 55 enthält mehrere Widerstände 56, 57, 58 und 61; Kondensatoren 62, 63 und 64; eine Diode 66 und eine Zener-Diode 67. Die IC 109 verweist auf eine Schaltungsmasse. Die von der Dimmer-Schnittstelle 55 aufgenommene Spannung, die an die Klemme DIM der IC 109 geleitet wird, wird jedoch von einer Gleichstromkomponente verschoben. Diese Gleichstromkomponente entspricht der Hälfte der Pufferkondensatorspannung des Spannungsverdopplers, also der Spannung durch den Kondensator 54. Der Kondensator 62 filtert diese Gleichstromkomponente. Der Kondensator 62 hat auch eine relativ große Größe zur Anpassung der Leitungsfrequenz. Ein Widerstandspaar 56 und 57 bildet einen Spannungsteiler, der zusammen mit einer Zener-Diode 67 den Skalierungsfaktor bestimmt, der zur Erzeugung des Dimmer-Signals angewandt wird. Die Widerstände 56 und 57 versehen den Kondensator 62 auch mit einem Entladeweg. Die der Klemme DIM zugeführte gleichgerichtete Durchschnittsspannung wird von der Zener-Spannung der Zener-Diode 67 reduziert. Die Zener-Diode 67 begrenzt somit die maximale gleichgerichtete Durchschnittsspannung (entsprechend der Volllichtleistung), die der Klemme DIM zugeführt wird. Variationen in der maximalen gleichgerichteten Durchschnittsspannung aufgrund von Unterschieden im Mindesteinfallswinkel verschiedener Triac-Dimmer werden von der Zener-Diode 67 auf einen Spannungsbereich begrenzt, der von der IC 109 direkt genutzt werden kann. Anders gesagt sieht die Zener-Diode 67 einen Mindesteinfallswinkel (d. h. 25–30 Grad) entsprechend dem Höchstniveau für das Dimmer-Signal vor.
Die Zener-Diode 67 begrenzt auch den maximalen Zünd- (Einfalls-)Winkel des Triac 35 während des positiven Halbzyklus der 60-Hz-Wellenform (d. h. auf ca. 150 Grad). Der Zündwinkel wird auf der Grundlage der Widerstände 56 und 57 gewählten Werte und der Abbruchspannung der Zener-Diode 67 angepasst. Über einem bestimmten Zündwinkel (d. h. über 150 Grad) ist der Schienenstrom des Busses 101 zu niedrig, um eine ausreichende Spannung an Klemme VDD zur Versorgung der IC 109 zu entwickeln. Der Wechselrichter 60 ist so nicht einsatzfähig und die Lampe 85 leuchtet nicht.
Die meisten Triac-Dimmer haben einen minimalen Zünd- (Einfalls-)Winkel von 25 bis 30 Grad, was der vollen Lichtleistung entspricht. Bei solch kleinen Einfallswinkeln wird dem Kondensator 64 die maximale gleichgerichtete Durchschnittsspannung zugeführt. Mehrere Widerstände 56, 57, 58 und 59 und die Zener-Diode 67 beeinflussen die Dimmer-Kurve und bestimmen insbesondere den maximalen Zündwinkel, bei dem die Lampe 85 volle Lichtleistung liefert. Somit bestimmen die Widerstände 56, 57, 58 und 59 und die Zener-Diode 67 die gleichgerichtete Durchschnittsspannung, die von der Klemme DIM der IC 109 auf der Grundlage des Zündwinkels des gewählten Triac 35 abgetastet wird. Die Schaltung zur Durchschnittnahme der gleichgerichteten Spannung wird aus dem Widerstand 61 und dem Kondensator 64 gebildet. Ein Kondensator 63 filtert die Hochfrequenzkomponenten des dem Widerstand 61 und dem Kondensator 64 zugeführten Signals.
Während dem negativen Halbzyklus der 60-Hz-Wellenform begrenzt eine Diode 66 die negative Spannung, die der Durchschnittnahmeschaltung (Widerstand 61, Kondensator 64) zugeführt wird, auf einen Diodenabfall (d. h. ca. 0,7 Volt). In einer anderen Ausführungsform kann eine Zener-Diode 66' anstatt der Diode 66 verwendet werden, um das Dimmer-Signal gegenüber Spannungsvariationen der Netzstromquelle 20 unempfindlich zu machen. Die Zener-Diode 66' klemmt die der Klemme DIM zugeführte Spannung fest, womit das gewünschte Lichtniveau auf der Grundlage der Arbeitsphase der Spannung anstatt der gleichgerichtete Durchschnittsspannung bestimmt werden kann. Wenn z. B. der Einfallswinkel für eine Höchstlichtleistung von Lampe 85 auf ca. 30 Grad gebracht wird, würde der Arbeitsphase etwas weniger als 50% entsprechen. Wenn der Einfallswinkel ansteigt, um die Lampenlichtleistung 85 zu reduzieren, würde die Arbeitsphase abnehmen.
Der Wechselrichter 60 ist als Halbbrücke konfiguriert und enthält einen Zuführbus (Schiene) 101, einen Rückführbus 102 (d. h. die Schaltungsmasse), ein Schalterpaar (z. B. Leistungs-MOSFETs) 100 und 112, die in Serie zwischen den Bus 101 und den Bus 102 geschaltet sind. Die Schalter 100 und 112 sind an einem Übergang 110 vereint und werden als gemeinsam eine Totempolanordnung bildend bezeichnet. Die als Schalter 100 und 112 dienenden MOSFETs haben jeweils ein Gate-Paar G1 und G2. Ein Kondensatorenpaar 115 und 118 ist an einem Übergang 116 miteinander verbunden und in Serie zwischen Übergang 110 und 102 angeschlossen. Eine Zener-Diode 121 ist parallel zum Kondensator 118 angeschlossen. Eine Diode 123 ist zwischen einer Klemme VDD der IC 109 und dem Bus 102 angeschlossen.
Die Wicklung 75, der Kondensator 80, ein Kondensator 81 und ein Gleichstrom-Sperrkondensator 126 sind an einem Übergang 170 miteinander verbunden. Ein Paar Sekundärwicklungen 76 und 77 des Transformators T sind für die Zufuhr von Spannungen an die Glühfäden der Lampe 85 während ihrer vorab verlaufenden Vorheizzeit und bei einer Betriebslampenladung 85 unter der Volllichtleistung an die Primärwicklung 75 gekoppelt. Die Kondensatoren 80, 82, 118, die Zener-Diode 121, der Schalter 112 und ein Wider stand 153 sind zusammen an eine Schaltungsmasse angeschlossen. Die Lampe 85, der Widerstand 153 und ein Widerstand 168 sind beim Übergang 88 miteinander verbunden. Ein Widerstandspaar 173 und 174 sind in Serie zwischen einen Übergang 175 und den Übergang angeschlossen, der die Lampe 85 und den Kondensator 126 miteinander verbindet. Die Kondensatoren 81 und 82 sind in Serie zusammengeschaltet und mit einem Übergang 83 verbunden. Der Kondensator 51 des Gleichrichters und Spannungsverdopplers 50 ist an Übergang 83 angeschlossen. Ein Widerstand 177 ist zwischen den Knotenpunkt 175 und eine Schaltungsmasse angeschlossen. Ein Kondensator 179 ist zwischen den Übergang 175 und einen Übergang 184 angeschlossen. Eine Diode 182 ist zwischen einen Übergang 184 und eine Schaltungsmasse angeschlossen. Eine Diode 180 ist zwischen die Übergang 184 und eine Übergang 181 angeschlossen. Ein Kondensator 183 ist zwischen eine Übergang 181 und eine Schaltungsmasse angeschlossen.
Die Regelschaltung 65 enthält eine IC 109. Die IC 109 enthält mehrere Klemmen. Eine Klemme RIND ist an den Übergang 185 angeschlossen. Ein Kondensator 158 ist zwischen den Übergang 185 und eine Schaltungsmasse angeschlossen. Ein Widerstandspaar 161 und 162 und ein Kondensator 163 sind in Serie zwischen den Übergang 185 und den Übergang 116 angeschlossen. Die Eingangsspannung an Klemme RIND spiegelt das durch die Wicklung 75 laufende Stromniveau wider. Der Stromfluss durch die Wicklung 75 wird erhalten, indem die Spannung zuerst über eine Sekundärwicklung 78 des Transformators T aufgenommen wird. Die Aufnahmespannung, die proportional zur Spannung durch Wicklung 75 ist, wird dann von einem aus Widerstand 161 und Kondensator 158 geibldeten Integrator integriert. Die integrierte Aufnahmespannung, die Klemme RIND zugeführt wird, entspricht dem Stromfluss durch Wicklung 75.
Die Rekonstruktion des Stromflusses durch die Wicklung 75, indem die Spannung von Wicklung 78 zuerst aufgenommen und dann integriert wird, führt zu weitaus weniger Stromverlusten als bei herkömmlichen Schemen (wie mit Abtastwiderständen) durch Abtasten des Stromflusses durch den Resonatorinduktor. Es wäre auch weitaus schwieriger, den Stromfluss durch die Wicklung 75 anders zu rekonstruieren, da dieser Strom zwischen der Lampe 85, den Resonatorkondensatoren 80, 81 und 82 und der Stromrückkopplungsleitung 87 aufgeteilt ist.
Die VDD liefert die Startspannung zum Regeln des IC 109 über die durch den Widerstand 103 verlaufende Verbindungsleitung 22. Eine Klemme LI1 ist über einen Widerstand 168 an den Übergang 88 angeschlossen. Ein Klemme LI2 ist über einen Wider stand 171 an eine Schaltungsmasse angeschlossen. Der Unterschied zwischen den an den Klemmen LI1 und LI2 eingegebenen Strömen spiegelt den abgetasteten, durch die Lampe 85 fließenden Strom wider. Die Spannung an Klemme VL, die über einen Widerstand 189 an Übergang 181 geleitet wird, spiegelt die Spitzenspannung der Lampe 85 wider. Der Stromfluss aus der Klemme CRECT in eine Schaltungsmasse über das parallele RC-Widerstandsnetzwerk 195 und der Kondensator 192 und das serielle RC-Widerstandsnetzwerk 193 und der Kondensator 194 spiegeln den Durchschnittsstrom der Lampe 85 (d. h. das Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung) wider. Ein optionaler externer Offset-Gleichstrom, nachstehend mehr im Detail erläutert, enthält eine serielle Verbindung zwischen der VDD und einem Widerstand 199, was einen Offset-Gleichstrom hervorruft, der über den Widerstand 195 zur Schaltungsmasse fließt.
Der Kondensator 192 dient dem Erhalt einer gefilterten Gleichstromspannung über den Widerstand 195. Der Widerstand 156 ist zwischen einer Klemme PREF und einer Schaltungsmasse angeschlossen und dient der Bedingung des Referenzstroms innerhalb der IC 109. Ein Kondensator 159, der zwischen der Klemme CF und der Schaltungsmasse angeschlossen ist, bedingt die Frequenz eines stromgesteuerten Oszillators (CCO), der hiernach mehr im Detail erläutert wird. Ein Kondensator 165, der zwischen einer Klemme und einer Schaltungsmasse angeschlossen ist, wird zur Zeitregulierung sowohl des Vorheizzyklus als auch des schwingungsfreien Bereitschaftsmodus, wie weiter unten erläutert, verwendet. Eine Klemme GND ist direkt an den Schaltungsmasse angeschlossen. Ein Klemmenpaar G1 und G2 sind direkt an die jeweiligen Gates G1 und G1 der Schalter 100 und 112 angeschlossen. Eine Klemme S1, die direkt an Übergang 110 angeschlossen ist, entspricht der Spannung an der Source von Schalter 100. Eine Klemme FVDD ist über einen Kondensator 138 an Übergang 110 angeschlossen und entspricht der schwankenden Versorgungsspannung der IC 109.
Der Betrieb des Wechselrichters 60 und der Regelschaltung 65 ist folgender. Zu Beginn (d. h. beim Einschalten), da der Kondensator 157 auf der Grundlage der RC-Zeitkonstanten von Widerstand 103 und Kondensator 157 geladen ist, sind die Schalter 100 und 112 jeweils in nichtleitendem und leitendem Zustand. Der an die Klemme VDD der IC 109 fließende Eingangsstrom wird während dieser Startphase auf einem niedrigen Niveau (unter 500 Mikroampere) gehalten. Der Kondensator 138, der zwischen dem Übergang 110 und der Klemme FVDD angeschlossen ist, wird auf eine relativ konstante Spannung ungefähr gleich VDD geladen und dient der Regelschaltung von Schalter 100 als Versorgungs spannung. Wenn die Spannung nach Kon. 157 Einschalt-Schwellenspannung (z. B. 12 Volt) übersteigt, geht die IC 109 in Betriebszustand (schwingen/schalten) über, womit die Schalter 100 und 112 jeweils zwischen ihren leitenden und nichtleitenden Zuständen hin- und herschalten und bei eine weit über der Resonatorfrequenz, die von der Wicklung 75 und den Kondensatoren 80, 81 und 82 bedingt werden.
Die IC 109 kommt anfangs in einen Vorheizzyklus (d. h. einen Vorheizzustand), nachdem der Wechselrichter 60 zu schwingen beginnt. Die Übergang 110 variiert zwischen ca. 0 Volt und der Spannung an Bus 101, je nach den Schaltzuständen der Schalter 100 und 112. Die Kondensatoren 115 und 118 dienen der Verlangsamung des Anstiegs und Falls der Spannung an Übergang 110 und reduzieren so Schaltverluste und das Niveau der vom Wechselrichter 60 erzeugten elektromagnetischen Störungen (EMI). Die Zener-Diode 121 bedingt an Übergang 116 eine Impulsspannung, die über die Diode 123 dem Kondensator 157 zugeführt wird. Dies bewirkt einen relativ großen Betriebsstrom von z. B. 10–15 Milliampere, der der Klemme VDD der IC 109 zugeführt wird. Der Kondensator 126 dient dazu, die Zufuhr der Gleichstrom-Spannungskomponente an Lampe 85 zu unterdrücken.
Während dem Vorheizzyklus ist die Lampe 85 in nicht gezündetem Zustand, was bedeutet, dass kein Lichtbogen innerhalb der Lampe 85 gebildet wurde. Die anfängliche Betriebsfrequenz der IC 109, die ca. 100 kHz beträgt, wird vom Widerstand 156 und Kondensator 159 und den Leitzeiten der Rücklaufdiode der Schalter 100 und 112 festgelegt. Die IC 109 reduziert unverzüglich die Betriebsfrequenz auf eine der IC 109 intern vorgegebene Größe. Die Minderung der Frequenz hält bis zur Spitzenspannung durch den RC-Integrator an, der aus dem Widerstand 161 und dem Kondensator 158 gebildet wird, und wird bei der Klemme RIND als gleich –0,4 Volt gemessen (d. h. die negative Spitzenspannung ist gleich 0,4 Volt). Die Schaltfrequenz der Schalter 100 und 112 wird geregelt, um die an Klemme RIND gemessene Spannung gleich –0,4 Volt aufrechtzuerhalten, was zu einer relativ konstanten Frequenz von ca. 80–85 kHz (definiert als Vorheizfrequenz) an Übergang 110 führt. Ein relativ konstanter RMS-Strom fließt durch die Wicklung 75, was es über die Kopplung an Wicklung 76 und 77 ermöglicht, die Glühfäden (d. h. Kathoden) der Lampe 85 ausreichend für die anschließende Zündung der Lampe 85 vorzubereiten und die Lebenserwartung der Lampe zu erhöhen. Die Dauer des Vorheizzyklus wird vom Kondensator 165 vorgegeben. Wenn der Wert des Kondensator 165 Null (d. h. offen) ist, findet effektiv kein Vorheizvorgang der Glühfäden statt, was zu einem direkten Startvorgang der Lampe 85 führt.
Am Ende des Vorheizvorgangs entsprechend der Vorgabe von Kondensator 165 setzt die Klemme VL ein kleines Logikniveau voraus. Während dem Vorheizen hat die Klemme VL ein hohes Logikniveau. Die IC 109 beginnt jetzt von ihrer Schaltfrequenz beim Vorheizen auf eine der IC 109 intern vorgegebene Größe auf eine ungeladene Resonatorfrequenz auszuschwingen (d. h. die Resonatorfrequenz der Wicklung 75 und der Kondensatoren 80, 81 und 82 vor der Zündung der Lampe 85 – z. B. 60 kHz). Wenn sich die Schaltfrequenz der Resonatorfrequenz nähert, steigt die Spannung in der Lampe 85 schnell an (z. B. 600–800 Volt Spitze) und reicht allgemein aus, um die Lampe 85 zu zünden. Nachdem die Lampe 85 leuchtet steigt der sie durchströmende Strom von wenigen Milliampere auf mehrere hundert Milliampere. Der durch den Widerstand 153 fließende Strom wird, wenn gleich zum Lampenstrom, an den Klemmen LI1 und LI2 auf der Grundlage des Stromdifferenzials dazwischen im nach dem Verhältnis der jeweiligen Widerstände 168 und 171 gemessen. Die Spannung der Lampe 85, die über die Spannungs-Teilerkombination der Widerstände 173, 174 und 177 skaliert ist, wird mit einem Spitze-Spitze-Detektor erkannt, gebildet aus Dioden und 182 und Kondensator 183 mit als Ergebnis eine Gleichstromspannung proportional zur Spitze-Spitze-Lampenspannung bei Übergang 181. Die Spannung bei Übergang 181 wird von dem Widerstand 189 in Strom verwandelt, der an Klemme VL fließt.
Der an Klemme VL fließende Strom wird in der IC 109 mit den Differenzialströmen zwischen den Klemmen LI1 und LI2 multipliziert, was einen gleichgerichteten Wechselstrom ergibt, der von Klemme CRECT in das parallele RE-Netzwerk von Kondensator 192 und Widerstand 195 sowie serielle RC-Netzwerke von Widerstand 193 und Kondensator 194 gespeist wird. Diese parallelen und seriellen RC-Netzwerke wandeln den gleichgerichteten Wechselstrom in eine Gleichstromspannung, die proportional zum Strom der Lampe 85 ist. Die Spannung an Klemme CRECT wird über in der IC 109 enthaltene Rückkopplungs-Schaltung/Schleife gleich der Spannung an Klemme DIM erzwungen. Die Regelung des Stromverbrauchs der Lampe 85 erfolgt.
Das gewünschte Leuchtniveau der Lampe 85 wird mit der Spannung an Klemme DIM vorgegeben. Die Rückkopplungsschleife enthält eine Lampenspannungs-Abtastschaltung und eine Lampenstrom-Abtastschaltung, die hiernach mehr im Detail beschrieben werden. Die Schaltfrequenz des Halbbrücken-Wechselrichters 60 wird auf der Grundlage dieser Rück kopplungsschleife angepasst, während die Spannung an Klemme CRECT gleich der Spannung an Klemme DIM gemacht wird. Die CRECT-Spannung variiert zwischen 0,5 und 2,9 Volt. Wenn die Spannung an Klemme DIM über 2,9 Volt ansteigt oder unter 0,5 Volt abfällt, wird sie intern auf jeweils 2,9 Volt oder 0,5 Volt festgeklemmt. Das von Klemme DIM ausgehende Signal wird mit der Phasenwinkel-Abblendung erzeugt, bei der der Teil der Phase der Wechselstrom-Eingangsspannung abgeführt wird. Der Einfalls-Phasenwinkel der Eingangsspannung wird innerhalb der Dimmer-Schnittstelle 55 in ein Gleichstromsignal gewandelt, das der Klemme DIM zugeführt wird.
Die Spannung an Klemme CRECT ist Null, wenn die Lampe 85 anspringt. Beim Aufbau des Lampenstroms lädt der an Klemme CRECT erzeugte Strom, der proportional zum Produkt von Lampenspannung und Lampenstrom ist, die Kondensatoren 192 und 194. Die Schaltfrequenz des Wechselrichters 60 nimmt ab oder zu, bis die Spannung an Klemme CRECT gleich der Spannung an Klemme DIM ist. Wenn das Abblendniveau auf volle Lichtleistung (100%) eingestellt wird, ermöglicht man es den Kondensatoren 192 und 194, bis 2,9 Volt aufzuladen, wofür die Spannung an Klemme CRECT auf der Grundlage der Rückkopplungsschleife auf 2,9 Volt ansteigt. Während diesem Spannungsanstieg schließt die weiter unten ausführlicher behandelte Rückkopplungsschleife. Wenn die Spannung an Klemme CRECT ca. 2,9 Volt beträgt, schließt die Rückkopplungsschleife. Ähnlich ermöglicht man es, wen das Abblendniveau auf kleinste Lichtleistung eingestellt wird, den Kondensatoren 192 und 194, auf 0,5 Volt aufzuladen, wofür die wofür die Spannung an Klemme CRECT auf der Grundlage der Rückkopplungsschleife auf 0,5 Volt ansteigt. Allgemein entsprechen 0,5 Volt an Klemme DIM 10% der vollen Lichtleistung. Für starkes Abblenden bis 1% der vollen Lichtleistung kann ein externer, von Widerstand 199 gebildeter Offset, der normalerweise nicht erforderlich ist, verwendet werden, womit 0,5 Volt an Klemme DIM 1% der vollen Lichtleistung entsprechen. Wenn das Abblendniveau auf maximale Lichtleistung eingestellt wird, lädt der CRECT-Kondensator auf 0,5 Volt vor der Sperrung der Rückkopplungsschleife.
Herkömmliche Lampen mit zündungsbedingtem Abblenden zeigen allgemein einen Zündungsblitz. Das Blitzlicht, das über der gewünschten Beleuchtung liegt, wird mit der Zufuhr einer großen Strommenge an die Lampe über einen relativ langen und unnötigen Zeitraum nach der Zündung (d. h. bis zu mehreren Sekunden) erreicht. So versichern die Zündungsschemen herkömmlicher Kompakt-Fluoreszenzlampen die erfolgreiche Zündung der Lampe. Der Erfindung zufolge werden Zündungsblitze jedoch minimiert. Die Dauer des Hellleuchtzustands nach der Zündung ist sehr kurz bei der Abblendeinstellung, und der visuelle Effekt des unerwünschten Lichtblitzes wird minimiert. Es wird weitgehende Vermeidung von Lichtblitzen erreicht, indem das der Lampe 85 zugeführte Stromniveau direkt nach der Zündung unter Verwendung der Rückkopplungsschleife reduziert wird.
In Amalgamlampen sinkt die Lampenspannung wesentlich, wenn die Amal-gamtemperatur ein vorbestimmtes Niveau übersteigt. Der Quecksilber-Dampfdruck nimmt ab, was die Lampenspannung verringert. Unter solchen Bedingungen führt die Regelung der Lampenleistung zu extrem hohen Lampenströmen und folglich zur Zerstörung der Lampenelektroden und die Kürzung des Lampenlebens.
Der Erfindung zufolge wird ein annehmbares Lampenstromniveau aufrechterhalten, indem die Mindestspannung an Übergang 181 gleich der Spannung an Klemme VDD abzüglich des Spannungsabfalls der Diode 186 festgeklemmt wird. Die Spannung der Lampe 85, die über die Spannungs-Teilerkombination der Widerstände 173, 174 und 177 skaliert ist, wird mit einem Spitze-Spitze-Detektor erkannt, gebildet aus Dioden und 182 und Kondensator 183 mit als Ergebnis eine Gleichstromspannung proportional zur Spitze-Spitze-Lampenspannung bei Übergang 181.
Die Spannung bei Übergang 181, die von dem Widerstand 189 in Strom verwandelt, der an Klemme VL fließt, wird nicht unter der Spannung der Klemme VDD minus des Spannungsabfalls von Diode 186 aufrechterhalten. Da die IC 109 die Lampenleistung regelt und mit dem Festklemmen der ermittelten Lampenspannung auf einem Mindestwert hält wird der Lampenstrom auf ein annehmbares Höchstniveau begrenzt.
Eine Zusatzstromversorgung, die aus einer Sekundärwicklung 78 des Transformators T gebildet wird, ein Widerstand 162 und ein Kondensator 163 werden zum Vermeiden von Flackern bereitgestellt. Flackern wird vom momentanen Abschalten der IC 109 verursacht, wenn das Spannungsniveau bei Klemme VDD unter eine für die IC 109 erforderliche Mindestschwelle absinkt. Beim Einschalten der Lampe 85 entnimmt die CFL-Lampe 10 mehr Strom, was das momentane Absinken der von Bus 101 gelieferten Spannung bewirken kann. Da die Spannung an Klemme VDD auf der von Bus 101 gelieferten Spannung gründet führt eine Verminderung des Spannungsniveaus bei Klemme VDD unter diese Mindestschwelle zu Flackern.
Die Zusatzstromversorgung ergänzt die Hauptstromversorgung. Die Hauptstromversorgung, von der Zener-Diode 121 bedingt, liefert dem Kondensator 157 eine Impulsspannung, indem sie ihn auflädt. Die Spannung an der VDD-Klemme wird von der zu ihr gleichen Spannung durch Kondensator 157 vorgegeben. Die Zusatzstromversorgung liefert eine gleichgerichtete Spannung nach, aber nicht während dem Vorheizen, die der Klemme VDD zugeführt wird, indem die Spannung über die Wicklung 78 mit dem Widerstand 162, dem Kondensator 163 und der Diode 123 gekoppelt wird. Die Zusatzstromversorgung liefert einen Offset-Gleichstrom an die Klemme VDD, der versichert, dass die Spannung an Klemme VDD über der Mindestschwelle von ca. 10 Volt aufrechterhalten wird, um die IC 109 zu versorgen. Die momentane Unterbrechung des von der Lampe 85 erzeugten Lichts (z. B. Flackern) aufgrund der erhöhten Ladung beim Einschalten der Lampe 85 wird so vermieden. Der Strom wird zum Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 über die Stromrückkopplungsleitung 87 vom Übergang 83 zum Übergang, der die Dioden D2 und D4 und den Kondensator 51 miteinander verbindet, rückgekoppelt. Um die vom Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 an die Lampe 85 gelieferte Überspannung zu vermindern und die Strommenge unter Zünd- und Abblendbedingungen zu erhöhen wurde die von den Kondensatoren 81 und 82 der Hohlraumresonatorschaltung gebildete Kapazitanz mittig aufgeteilt. Der Rückkopplungsstrom fließt nur durch den Kondensator 81 und hängt vom Verhältnis zwischen Kondensator 81 und Kondensator 82 ab. Das Verhältnis zwischen Kondensator 81 und Kondensator 82 hängt vom Verhältnis zwischen der Lampenspannung (d. h. der Spannung durch die Lampe 85) und der Leitungsspannung (d. h. die Spannung der Wechselstromquelle 20) ab.
Die Dioden D1 und D3 leiten, wenn die Leitungsspannung positiv ist. Die Dioden D2 und D4 leiten, wenn die Leitungsspannung negativ ist. Während des Spitzenteils jedes Halbzyklus der Netzleitungsspannung (d. h. die Spannung aus der Wechselstromquelle 20) gibt es keinen Hochfrequenz-Rückkopplungsbeitrag von Kondensator 81. Somit ist die Spannung während des Spitzenteils jedes Halbzyklus der Netzleitung größer als die Spannung am Übergang 83, womit der Hochfrequenzbeitrag, der in den Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 gespeist wird, von den Dioden D2 und D4 blockiert wird.
Der Kondensator 51 ist ein Gleichstrom-Sperrkondensator für den elektrischen Anschluss des Übergangs zur Verbindung der Dioden D1 und D3 mit dem Übergang zur Verbindung der Dioden D2 und D4 in Bezug auf den Hochfrequenz-Rückkopplungsbeitrag von Kondensator 81. Der Kondensator 51 versichert hierbei, dass der Hochfrequenz-Rückkopplungsbeitrag sowohl für den positiven als auch den negativen Halbzyklus der Netzleitungsspannung derselbe (d. h. symmetrisch) ist. Die Größe der Rückkopplung variiert auf der Grundlage der Netzleitungsspannung und der Abblendein stellung. Die Kondensatoren 81 und 82 sind effektiv mit der Lampe 85 parallel in Bezug auf den Hochfrequenzstrom, der zum Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 rückgekoppelt wird. Der zum Gleichrichter/Spannungsverdoppler 50 rückgekoppelte Strom spiegelt die Spannung durch die Lampe 85 wider.
Die Strom-Rückkopplungsschaltung ermöglicht es der CFL-Lampe 10 vorteilhaft, mit einem Leistungsfaktor unter 1,0 (d. h. um 0,7) zu arbeiten. Wenn der Leistungsfaktor ca. 1,0 beträgt, werden die Komponenten im Wechselrichter 60 und der Ladung 70 viel mehr belastet als bei einem niedrigeren Leistungsfaktor. Die Strom-Rückkopplungsschaltung erhöht den Leistungsfaktor ausreichend auf ein Mindestniveau von ca. 0,7, das notwendig ist, um die Leitung des Triac 35 aufrechtzuerhalten.
In Bezug auf 4 enthält die IC 109 eine Strom- und Dimmer-Regelschaltung 250. Der Differenzialstrom zwischen den Klemmen LI1 und LI2 wird einem aktiven Gleichrichter 300 zugeführt. Der Vollwellengleichrichter 300 richtet die Wechselstrom-Wellenform unter Verwendung eines Verstärkers mit interner Rückkopplung anstatt mit einer Diodenbrücke gleich, um jeden normal mit Dioden verbundenen Spannungsabfall zu vermeiden. Eine Stromquelle 303 infolge des Ausgangs des aktiven Gleichrichters 300 erzeugt einen gleichgerichteten Strom ILDIFF entsprechend dem Stromfluss durch die Lampe 85, der in einen der zwei Eingänge eines Stromvervielfachers 306 geführt wird.
Während dem Vorheizen wird ein P-Kanal MOSFET 331 eingeschaltet und ein N-Kanal MOSFET 332 ausgeschaltet, um die Klemme VL auf das Spannungspotenzial der Klemme VDD zu heben. Am Ende dieses Vorheizzyklus (d. h. 1 nach Sekunde) wird der P-Kanal MOSFET 331 abgeschaltet und der N-Kanal MOSFET 332 eingeschaltet, damit der Strom- und Dimmer-Regelbetrieb des Wechselrichters 60 stattfinden kann. Nach dem Vorheizzyklus wird der durch die Klemme VL und den N-Kanal MOSFET 332 fließende Strom vom Widerstand 333 skaliert. Eine Stromquelle (z. B. ein Stromverstärker) 336 erzeugt infolge des skalierten Stroms aus Klemme VL ein Stromsignal IVL. Ein Klemmstrom 339 begrenzt das Höchstniveau des Stromsignals IVL, welches in den anderen Eingang des Vervielfachers 306 gespeist wird. Eine Stromquelle 309 gibt einen Strom ICRECT infolge des Ausgangs eines Vervielfachers 306 ab, der sowohl an Klemme CRECT als auch den nicht wechselrichtenden Eingang eines Fehlerverstärkers 312 geführt wird. Wie auf 3 gezeigt wandelt das parallele Netzwerk von Kondensator 192 und Widerstand 195 parallel mit den Serienkombinationen von Widerstand 193 und Kondensator 194 den wechselgerichteten Strom an Klemme CRECT in einen Gleichstrom.
Mit erneutem Bezug auf 4 wird eine Gleichstromspannung vom Klemme DIM einer Spannungsklemmschaltung 315 zugeführt. Die Spannungsklemmschaltung 315 hält die Spannung an Klemme CRECT zwischen 0,3 und 3,0 Volt. Der Ausgang der Spannungsklemmschaltung 315 wird dem wechselrichtenden Eingang des Fehlerverstärkers 312 zugeführt. Der Ausgang des Fehlerverstärkers 312 steuert das durch eine Stromquelle 345 fließende Stromniveau IDIF. Ein Stromvergleicher 348 vergleicht den Strom IDIF mit einem Referenzstrom IMIN und einem Strom IMOD und gibt ein Stromsignal größter Größenordnung ab. Der Strom IMOD wird von einem Schaltkondensatorintegrator 327 gesteuert. Der vom Stromvergleicher 348 abgegebene Strom liefert ein Steuersignal, das die Schwingungs- (Schalt-)Frequenz zur Schwingung des VCO 318 bedingt. Beim Zünden der Lampe sind Klemme CRECT und Strom IDIF gleich Null. Der Ausgang des Vergleichers 348 wählt unter IMIN, IDIF und IMOD das maximale Stromniveau aus, welches IMOD ist. Wenn die Spannung an Klemme CRECT die Spannung der Klemme DIM erreicht, steigt der Strom IDIF. Wenn der Strom IDIF den Strom IMOD übersteigt, ist der Ausgang des Vergleichers 348 gleich dem Strom IDIF.
Die Rückkopplungsschleife ist um den Fehlerverstärker 312 zentriert und enthält zahlreiche zur IC 109 interne und externe Komponenten, um die Spannung an Klemme CRECT der Spannung an Klemme DIM anzugleichen. Wenn die Spannung an Klemme DIM unter 0,3 Volt liegt, wird dem wechselrichtenden Eingang des Fehlerverstärkers 312 eine Gleichstromspannung von 0,3 Volt zugefürt. Wenn die Spannung an Klemme DIM 3,0 Volt übersteigt, werden dem Fehlerversärker 312 3,0 Volt zugeführt. Die der Klemme DIM zugeführte Spannung muss von einschließlich 0,3 Volt bis einschließlich 3,0 Volt reichen, um das gewünschte Verhältnis von 10 : 1 zwischen dem Höchst- und dem Mindestleuchtniveau der Lampe 85 zu erreichen. Der Eingang von Vervielfacher 306 wird mit dem Klemmstrom 339 festgeklemmt, um eine geeignete Skalierung des Stroms in den Vervielfacher zu gewährleisten.
Die Frequenz von CCO 318 infolge des Ausgangs von Vergleicher 348 steuert die Schaltfrequenz des Halbbrücken-Wechselrichters 60. Der Vergleicher 348 liefert den Strom IMOD an CCO 318 während der Vorheiz- und Zündauslenkung. Von CCO 318 infolge des Stroms IMIN ausgehend aus dem Vergleicher 348 wird eine Begrenzung der Mindestschaltfrequenz bewirkt. Die Mindestschaltfrequenz gründet auch auf einem Kon densator 159 und einem Widerstand 156, die extern zur IC 109 an jeweils den Klemmen CF und RREF geschaltet sind. Der Wechselrichter 60 läuft in geschlossenem Kreislauf wenn die Spannung der Klemme CRECT der Größe der Klemme DIM entspricht. Der Fehlerverstärker 312 gleicht den vom Vergleicher 348 abgegebenen Strom IDIF an, um die Spannung an Klemme CRECT relativ gleich zur Spannung der Klemme DIM zu halten.
Eine Abtastschaltung des Resonatorinduktorstroms überwacht den Strom des Resonatorinduktors entsprechend dem Signal an Klemme RIND mit der Feststellung, ob der Wechselrichter 60 in oder nahe am kapazitiven Betriebsmodus ist. Der Wechselrichter 60 ist in kapazitivem Betriebsmodus, wenn der durch Wicklung 75 fließende Strom die Spannung über Schalter 112 leitet. Nahe am kapazitiven Betriebsmodus ist der durch Wicklung 75 fließende Strom nahe daran, leitet jedoch die Spannung noch nicht durch Schalter 112. Bei z. B. einer Resonatorfrequenz auf der Grundlage der Wicklung 75 und den Kondensatoren 80, 81 und 82 von ca. 50 kHz besteht ein naher kapazitiver Betriebsmodus, wenn der durch die Wicklung 75 fließende Strom zurückbleibt, doch innerhalb von ca. 1 Mikrosekunde von der Spannung durch Schalter 112 liegt.
Die Schaltung 364 stellt auch fest, ob Vorwärtsleitung oder Körperdiodenleitung (vom Substrat zum Drain) bei Schalter 100 oder 110 stattfindet. Ein Signal IZEROb, erzeugt von der Abtastschaltung des Resonatorinduktorstroms, das ist ein Signal IZEROb erzeugt beim Ausgang Q eines Flip-Flops 370, hat ein hohes logisches Niveau, wenn entweder der Schalter 100 oder 112 leitet. Das Signal IZEROb wird an Klemme IZEROb oder CCO 318 geleitet. Wenn das Signal IZEROb ein niedriges logisches Niveau hat, ist die Wellenform bei der CF-Klemme 379 grundlegend auf konstantem Niveau. Wenn das Signal IZEROb ein hohes logisches Niveau hat und der Schalter 100 leitend ist, steigt die Spannung an Klemme CF. Wenn das Signal IZEROb ein hohes logisches Niveau hat und der Schalter 112 leitend ist, nimmt die Spannung an Klemme CF ab bzw. fällt. Ein Signal CM, erzeugt von der Abtastschaltung des Resonatorinduktorstroms 364, das ist ein Signal CM, erzeugt von einem OR-Gate 373, hat ein hohes logisches Niveau, wenn die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 nahe am kapazitiven Betriebsmodus ist. Ein Schaltkondensatorintegrator 327 auf der Grundlage von Signal CM mit einem hohen logischen Niveau bewirkt eine Steigerung der Leistung der Stromquelle 329 (d. h. der Strom IMOD). Die Leistungssteigerung des Stroms IMOD führt in Vergleicher 348 zur Leitung des Stroms IMOD an den VCO 318, wobei ein Anstieg der Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 stattfindet. Der nahe kapazitive Betriebsmodus wird von der Abtast schaltung des Resonatorinduktorstroms 364 durch Überwachung des Vorzeichens (+ oder -) der Spannungswellenform an Klemme RIND während der Haupt- (Aufwärts-)Flanke jedes bei Klemme G1 und G2 der IC 109 erzeugten Gate-Steuerimpulses erkannt. Wenn das Vorzeichen der Spannungswellenform an Klemme RIND während der aufsteigenden Flanke des Gate-Impulses G1 + (positiv) oder des Gate-Impulses G2 – (negativ) ist, befindet sich der Wechselrichter 60 nahe am kapazitiven Betriebsmodus.
Ein NAND-Gate 376 gibt ein Signal CMPANIC ab, welches ein hohes logisches Niveau hat, wenn der Wechselrichter 60 in kapazitivem Modus arbeitet. Nach der Erkennung des kazapitiven Modus steigt das Niveau des Stroms IMOD rapide an als Reaktion auf den rapiden Anstieg des Ausgangs von Schaltkondensatorintegrator 327. Der VCO 318 steuert auf der Grundlage von Signal IMOD, dem Widerstand 156 und dem Kondensator 159 einen relativ abrupten Anstieg des Wechselrichters 60 auf maximale Schaltfrequenz. Der kapazitive Modus wird durch Überwachung des Vorzeichens (+ oder –) der Spannungswellenform an Klemme RIND während der Rück- (Abwärts-)Flanke jedes bei Klemme G1 und G2 der IC 109 erzeugten Gate-Steuerimpulses erkannt. Wenn das Vorzeichen der Spannungswellenform an Klemme RIND während der absteigenden Flanke des Gate-Impulses G1 – (negativ) oder des Gate-Impulses G2 + (positiv) ist, befindet sich der Wechselrichter 60 in kapazitivem Betriebsmodus.
Eine Schaltung 379 stellt als Reaktion auf den Wert von Kondensator 165 (zwischen Klemme PC und einer Schaltungsmasse angeschlossen) die Zeit zum Vorheizen der Glühfäden von Lampe 85 ein und einen Wechselrichter 60 auf Standby-Betriebsmodus. Während dem Vorheizzyklus werden an Klemme CP 2 Impulse (einer Dauer über 1 Sekunde) erzeugt. Die Schaltfrequenz des Wechselrichters 60 während dem Vorheizzyklus beträgt ca. 80 kHz. Am Ende des Vorheizzyklus setzt ein Signal IGNST ein hohes logisches Niveau zur Auslösung des Zündstarts voraus, d. h. eine Zündauslenkung in der Schaltfrequenz von ca. 80 kHz auf etwas über die Resonatorfrequenz der Wicklung 75 und der Kondensatoren 80, 81 und 82 von z. B. ca. 60 kHz/Millisekunde.
Die IC 109 regelt die Amplitude des Stromflusses durch die Resonatorwicklung 75, was an Klemme RIND festgestellt wird. Wenn die Spannungsgröße an Klemme RIND 0,4 übersteigt setzt ein vom Vergleicher 448 ausgehendes Signal PC ein hohes logisches Niveau voraus, was den Ausgang des Schaltkondensatorintegrator 327 dazu veranlasst, das Niveau des Stroms IMOD anzupassen. Es erfolgt eine Erhöhung der Schaltfrequenz RMS, welche die Amplitude des durch die Resonatorwicklung 75 fließen den Stroms vermindert. Wenn die Spannungsgröße an Klemme RIND unter 0,4 abfällt, setzt das Signal PC ein niedriges logisches Niveau voraus, was den Ausgang des Schaltkondensatorintegrator 327 dazu veranlasst, das Niveau des Signals IMOD derart anzupassen, damit die Schaltfrequenz abnimmt. Es erfolgt eine Zunahme des Stromflusses durch die Resonatorwicklung 75. Es wird ein gut geregelter Stromfluss durch die Resonatorwicklung 75 erzielt, was beim Vorheizen eine prinzipiell konstante Spannung jedes Glühfadens der Lampe 85 ermöglicht. Im Gegensatz dazu kann durch Einschluss eines Kondensators (nicht abgebildet) in Serien mit jedem Glühfaden beim Vorheizen ein prinzipiell konstanter Stromfluss durch die Glühfäden erzielt werden.
Die Schaltung 379 enthält auch einen Zündungs-Zeitgeber, der nach dem Ablauf des Vorheizzyklus initiiert wird. Nach seiner Aktivierung wird an Klemme CP 1 Impuls erzeugt. Wenn nach diesem Impuls ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs oder eine Überspannungsbedingung in Lampe 85 festgestellt wird, geht die IC 109 in Standby-Betriebsmodus über. Während dem Stand-by stoppt der VCO 318 das Schwingen, womit die Schalter 112 und 100 in jeweils leitendem und nichtleitendem Zustand gehalten werden. Um den Standby-Betriebsmodus zu verlassen muss die Spannungszufuhr an die IC 109 (an Klemme VCC zugeführt) auf oder unter die Abschaltschwelle (d. h. 10 Volt) reduziert und dann auf mindestens die Einschaltschwelle (d. h. 12 Volt) erhöht werden.
Der Vorheiz-Zeitgeber enthält einen Schmitt-Auslöser 400 (d. h. einen Vergleicher mit Hysterese), der die Bewegungspunkte der Wellenform CP festlegt. Diese Bewegungspunkte entsprechen den dem Eingang des Schmitt-Auslösers 400 zugeführten Spannungen, um diesen letzteren zu starten und zu stoppen. Ein Schalter 403 liefert in leitendem Zustand einen Weg zum Entladen von Kondensator 165. Der Schalter 403 wird bei und über die Dauer von Impulsen in leitenden Zustand gebracht, die vom Schmitt-Auslöser 400 ausgehen. Der Kondensator 165 entlädt immer dann, wenn die Spannung an Klemme CP den oberen Bewegungspunkt, wie vom Schmitt-Auslöser 400 festgelegt, übersteigt. Der Entladeweg enthält die Klemme CP, den Schalter 403 und eine Schaltungsmasse. Der Kondensator 165 wird von einer Stromquelle 388 geladen. Wenn ein kapazitiver Betriebsmodus festgestellt wird, wie es die Erzeugung eines Signals CMPANIC an einem NAND-Gate 376 zu erkennen gibt, wird ein Schalter 392 eingeschaltet. Der Kondensator 165 wird jetzt auch von einer Stromquelle 391 geladen. Der den Kondensator 165 ladende Strom ist 10-mal höher, wenn der kapazitive Betriebsmodus erkannt wird. Die Spannung an Klemme CP erreicht den oberen Bewegungspunkt des Schmitt-Auslösers 400 in 1/10 der wenn nicht in kapazitivem Modus erforderlichen Zeit. Der Impuls hierfür an Klemme CP ist 10-mal kürzer, wenn der kapazitive Betriebsmodus erkannt wird, als wenn der kapazitive Betriebsmodus nicht erkannt wird. Folglich kommt die IC 109 immer dann innerhalb relativ kurzer Zeit in Standby-Betriebsmodus, wenn eine Zunahme der Schaltfrequenz die kapazitive Modusbedingung nicht aushebt.
Die Vorheiz-Zeitgeber enthält auch einen Zähler 397 bildenden Flip-Flop vom Typ D. Der Ausgang des NAND-Gates 406 erzeugt ein Signal COUNT 8b, welches ein neues logisches Niveau am Ende der Zündungsperiode voraussetzt. Ein Gate 412 gibt ein hohes logisches Niveau aus, wenn eine Mindestschwellen-Überspannungsbedingung (z. B. entsprechend dem Signal OVCLK) in Lampe 85 oder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs (z. B. entsprechend dem Signal CMPANIC) festgestellt wurde. Wenn der Ausgang von Gate 415 ein hohes logisches Niveau voraussetzt, wird Schalter 403 eingeschaltet, was die Entladung von Kondensator 165 bewirkt.
Wie zuvor besprochen wird nach dem Vorheizzyklus der von Klemme VL kommende Eingangsstrom dem Vervielfacher 306 aus Gründen der Stromregulierung und Dimmer-Steuerung über die Stromquelle 336 zugeführt. Der Eingangsstrom an Klemme VL speist auch die nicht gleichrichtenden Eingänge eines Vergleichers 421, 424 und 427 über eine jeweilige Stromquelle 417, eine Stromquelle 418 und eine Stromquelle 419.
Der Vergleicher 421 aktiviert als Reaktion auf die Erkenntnis, dass die Lampenspannung eine Mindestschwellen-Überspannung überschritt, den Zündungs-Zeitgeber. Wenn die Mindestschwellen-Überspannungsbedingung nach dem Ablauf des Zündungs-Zeitgebers anhält, geht die IC 109 in Standby-Betriebsmodus. Ein D-Typ-Flip-Flop 430 stoppt den Ausgang von Vergleicher 421 an der abfallenden Flanke des an Klemme G2 erzeugten Gate-Impulses. Die logische Kombination eines D-Typ-Flip-Flop 433, eine AND-Gates 436 und eines NOR-Gates 439 bewirkt eine Schaltung (ein N-Kanal-MOSFET) 440 zum Öffnen und somit Sperren des Signals ICRECT, wenn die minimale Überspannungsschwelle während dem ersten Zündauslenkung überschritten wird. Der Flip-Flop 433 hat seinen Eingang D mit einem internen Knotenpunkt 385 verbunden. Der Eingang D von Flip-Flop 433 setzt am Ende des Vorheizzyklus ein hohes logisches Niveau voraus, wenn eine Mindestschwellen-Überspannungsbedingung erkannt wurde. Der Ausgang von Flip-Flop 433 setzt als Reaktion auf das hohe logische Niveau an seinem Eingang D ein niedriges logisches Niveau am Ausgang von Gate 439 voraus und schaltet auf ein niedriges logisches Niveau. Der Schalter 440 öffnet und hindert somit das Signal ICRECT daran, die Klemme CRECT zu erreichen. Wenn das Signal ICRECT am Erreichen von Klemme CRECT gehindert wird, entlädt der Kondensator 192 über den Widerstand 195. Eine volle Entladung findet statt, wenn der externe Offset 198 nicht verwendet wird. Eine teilweise Entladung findet statt, wenn der Offset 198 wie auf 2 gezeigt verwendet wird. In jedem Fall verringert die Entladung von Kondensator 192 die Spannung an Klemme CRECT zur Versicherung dessen, dass die Rückkopplungsschleife nicht schließt. Das NOR-Gate 439 schaltet daher den Schalter 440 während dem Vorheizzyklus ab. Es wird kein Signal ICRECT an den Fehlerverstärker 312 geleitet oder von Klemme CRECT abgeleitet, um den Kondensator 192 zu laden.
Nach dem Beginn der Zündauslenkung, die direkt dem Abschluss des Vorheizzyklus folgt, hat das Signal IGNST ein hohes logisches Niveau. Der Schalter 440 schaltet jetzt ein und bleibt während der Zündauslenkung eingeschaltet, außer es wird eine Mindestschwellen-Überspannung (d. h. ca. die Hälfte der Höchstspannung, die der Lampe 85 während der Zündung zugeführt wird) von Vergleicher 421 erkannt. Während dem Zündauslenkung nimmt die Schaltfrequenz ab, was zu einem Spannungsanstieg in Lampe 85 und der Strommessung führt. Die Größe des Signals ICRECT nimmt zu, womit der Kondensator 192 geladen wird, was zu einem Spannungsanstieg an Klemme CRECT führt. Bei niedrigen Abblendniveaus könnte die Spannung an Klemme CRECT gleich der Spannung an Klemme DIM sein. Ohne weiteres Einschreiten schließt der Fehlerverstärker 312, wenn er keine Unterschiede zwischen diesen beiden Spannungen erkennt, die Rückkopplungsschleife vorzeitig vor der erfolgreichen Zündung der Lampe 85.
Zur Vermeidung des vorzeitigen Schließens der Rückkopplungsschleife schaltet Gate 439 während der Zündauslenkung den Schalter 440 aus und hält den Schalter 440 solange ausgeschaltet, bis eine von Vergleicher 421 erkannte Mindestschwellen-Überspannungsbedingung gegeben ist. Indem das Signal ICRECT gehindert wird, Klemme CRECT zu erreichen, fällt die Spannung an Klemme CRECT, und sie wird somit daran gehindert, der Spannung an Klemme DIM zu entsprechen, selbst wenn diese auf ein tiefes Abblendniveau gebracht wird. Demnach kann die Rückkopplungsschleife während der Zündauslenkung nicht schließen, und sie hat somit keinen Erfolg dabei, die Zündung zu verhindern. Vorzugsweise wird der Schalter 440 nur dann abgeschaltet, wenn die Zündauslenkung beginnt und die Lampenspannung die Mindestschwellen-Überspannung erreicht, bis die Lampe 85 zündet. Während der Schalter 440 ausgeschaltet ist, kann der Kondensa tor 192 über den Widerstand 195 ausreichend entladen, um zu versichern, dass die Rückkopplungsschleife nicht vorzeitig während der Zündauslenkung schließt.
Herkömmliche Regelschemen für Kompakt-Fluoreszenzlampen führen für einen erfolgreichen Lampenstart eine relativ große Menge Strom während einem unerwünscht langen Zeitraum (d. h. bis zu mehreren Sekunden) der Lampe zu. Beim Versuch zum Starten der Lampe bei einem relativ niedrigen Helligkeitsniveau kann der unerwünscht lange Zeitraum, über den das relativ hohe Stromniveau der Lampe zugeführt wird, zu einer als Zündblitz bezeichneten Situation führen. Unter dieser Bedingung tritt momentan ein potenziell weitaus helleres als gewünschtes Blitzlicht auf.
Der Erfindung zufolge wurde der Zündblitz weitgehend beseitigt, d. h. er wurde derart minimiert, dass er nicht wahrgenommen wird. Die weitgehende Beseitigung des Zündblitzes wurde erreicht, indem der unerwünscht lange Zeitraum vermieden wurde, während dem das relativ hohe Stromniveau der Lampe 85 zugeführt wird. Insbesondere wird die Lampe 85 mit einem relativ hohen Stromniveau während ca. einer Millisekunde oder weniger vor der Größenreduzierung nach der Lampenzündung versorgt. Diese direkte Verringerung des Lampenstroms wird erreicht durch die Überwachung der Überspannungsbedingungen insbesondere dann, wenn die Lampenspannung unter die Mindestschwellen-Überspannung abfällt (wie von Vergleicher 421 bestimmt), bevor es dem Schalter 440 gestattet wird, wieder zu schließen. Dieser Abfall an Lampenstrom unter die Mindestschwellen-Überspannung findet direkt nach der erfolgreichen Zündung der Lampe 85 statt. Anders gesagt wird bei wesentlichen Abblendniveaus das Auftreten von Zündblitzen vermieden, indem zuerst festgestellt wird, wann die Lampenspannung die Mindestschwellen-Überspannung erreicht und/oder überschritten hat und dann, wann die Lampenspannung unter die Mindestschwellen-Überspannung abfiel.
Der Ausgang von Vergleicher 424 setzt ein hohes logisches Niveau voraus, wenn die Lampenspannung die Höchstschwellen-Überspannung (d. h. zweimal die Mindestschwellen-Überspannung) überschreitet. Wenn der Ausgang des Vergleichers 424 ein hohes logisches Niveau ohne die Erkennung des nahen kapazitiven Modus hat, erhöht der Schaltkondensatorintegrator 327 die Schwingfrequenz des VCO 318, und daher setzt die Schaltfrequenz bei einer festen Größe (z. B. einer Auslenkrate von 10 kHz/Millisek.) auf der Grundlage von Ausgang Q eines D-Typ-Flip-Flop 445 ein hohes logisches Niveau voraus (d. h. Signal FI (Signalerhöhung) ausgegeben von Flip-Flop 445 hat ein hohes logisches Niveau). Das Zeitintervall der Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird deshalb reduziert.
Wenn der Ausgang von Vergleicher 424 ein hohes logisches Niveau hat und eine nahe kapazitive Bedingung erkannt wird, erhöht der Schaltkondensatorintegrator 327 die Schwingfrequenz des VCO 318 und somit die Schaltfrequenz unverzüglich (d. h. innerhalb von 10 Mirkosekunden) auf ihren Höchstwert (d. h. 100 kHz) auf der Grundlage des NAND-Gates 442, das ein hohes Niveau voraussetzt (d. h. das vom NAND-Gate 442 ausgegebene Signal FSTEP setzt ein hohes logisches Niveau voraus). Diese Schaltperiode des Wechselrichters 60 wird als Reaktion auf die jetzt auf maximalem Oszillationswert befindlichen VCO 318 auf ihr Mindestzeitintervall (d. h. 10 Mikrosekunden) reduziert.
Der Ausgang von Vergleicher 427 setzt ein hohes logisches Niveau voraus, wenn die Lampenspannung eine (über der Höchstschwellen-Überspannung gelegene) Überspannungs-Warnschwelle übersteigt. Wenn der Ausgang von Vergleicher 427 ein hohes logisches Niveau hat, erhöht der Schaltkondensatorintegrator 327 die Schaltfrequenz des VCO 318 unverzüglich auf seinen Höchstwert auf der Grundlage des NAND-Gates 442, das ein hohes logisches Niveau voraussetzt (d. h. das vom NAND-Gate 442 ausgegebene Signal FSTEP (Frequenzschritt) setzt ein hohes logisches Niveau voraus).
Die Gate-Steuerschaltung 320 ist eine gut bekannte Technik, die ausführlicher im U.S.-Patent Nr. 5.373.435 beschrieben wird. Die Beschreibung der Gate-Steuerschaltung im U.S.-Patent Nr. 5.373.435 wurde in diese Beschreibung integriert. Die Klemmen FVDD, G1, S1 und G2 der IC 109 entsprechen den Knotenpunkten PI, P2, P3 und G1, wie auf 1 des U.S.-Patents Nr. 5.373.435 gezeigt. Die auf 3 darin gezeigten Signale G1L und G2L entsprechen den Signalen M Terminal INL und zwischen einer Steuerung und einem Niveauschieber, wenn jeweils die obere Schaltung DU im U.S.-Patent Nr. 5.373.435 eingeschaltet ist.
Ein Versorgungsregler 592 enthält einen Bandbreitenregler 595, der eine Ausgangsspannung von ca. 5 Volt erzeugt. Der Regler 595 ist über einen großen Temperatur- und Versorgungsspannungsbereich (VDD) weitgehend unabhängig. Der Ausgang eines Schmitt-Auslösers 598 (d. h. ein Vergleicher mit Hysterese), als Signal LSOUT (niedrige Ausgangsversorgung) bezeichnet, erkennt die Beschaffenheit der Versorgungsspannung. Wenn die Eingangs-Versorgungsspannung bei Klemme VDD eine Einschaltschwelle (z. B. 12 Volt) überschreitet, hat das Signal LSOUT ein niedriges logisches Niveau. Wenn die Eingangs-Versorgungsspannung bei Klemme VDD unter eine Abschaltschwelle (z. B. 10 Volt) abfällt, hat das Signal LSOUT ein hohes logisches Niveau. Beim Starten hat das Sig nal LSOUT ein hohes logisches Niveau, was den Ausgang von Impuls 601, als Signal STOPOSC bezeichnet, auf ein hohes logisches Niveau bringt. Der VCO 318 setzt als Reaktion auf das Signal STOPOSC mit einem vorausgesetzten hohem logischen Niveau dem Schwingen des VCO 318 ein Ende und Klemme CF auf die dem Bandbreitenregler 595 entsprechende Ausgangsspannung.
Wenn die Versorgungsspannung an Klemme VDD die Eingangsschwelle überschreitet, womit das Signal LSOUT ein hohes logisches Niveau voraussetzt, setzt das Signal STOPOSC ein neues logisches Niveau voraus. Der VCO 318 regelt als Reaktion auf das Signal STOPOSC auf niedrigem logischen Niveau den Wechselrichter 60 so, um mit einer Schaltfrequenz wie hier beschrieben zu schwingen, wobei der Klemme CF eine grundsätzlich trapezförmige Wellenform zugeführt wird. Wenn die Spannung an Klemme VDD unter die Abschaltschwelle abfällt und die Gate-Steuerung an Klemme G2 ein hohes logisches Niveau voraussetzt, stoppt der VCO 318 zu schwingen. Die Schalter 100 und 112 werden in ihrem jeweils nichtleitenden und leitenden Zustand erhalten.
Der Ausgang von Impuls 601 setzt ebenfalls ein hohes logisches Niveau voraus, was den VCO 318 veranlasst, das Schwingen zu stoppen und einen Stand-by-Betriebsmodus vorauszusetzen, wenn der Ausgang des NOR-Gates 604 ein hohes logisches Niveau voraussetzt. Der Ausgang des NOR-Gates 604, als Signal NOIGN erfasst, setzt ein hohes logisches Niveau voraus, wenn am Ende der Zündungsperiode entweder eine Überspannungsbedingung durch Lampe 85 oder ein kapazitiver Betriebsmodus des Wechselrichters festgestellt wird. Eine dieser Bedingungen tritt ein, wenn die Lampe 85 aus der Schaltung entnommen wird. Die Überspannungsbedingung tritt ein, wenn Lampe 85 nicht zündet.
5 zeigt den Schmitt-Auslöser 598. Mehrere Widerstände 701, 704, 707 und 710 sind seriell geschaltet und bilden einen Spannungsteiler zwischen Klemme VDD und einer Masseschaltung. Der leitende Zustand von Transistor 713 in einer ersten Ausführungsform des Schmitt-Auslösers wird auf der Grundlage des logischen Niveaus eines Signalbalkens IGNST gesteuert. Diese erste Ausführungsform des Schmitt-Auslösers wird durch Schließen des Schalters 714 gehandhabt. Das Schließen von Schalter 714 im Schmitt-Auslöser 598 entspricht und wird vorzugsweise über das Entfernen von Schalter 714 erreicht, indem der Signalbalken IGNST direkt an das Gate von Transistor 713 angeschlossen wird.
Die Spannung an einem wechselrichtenden Eingang von Vergleicher 719 hängt vom Spannungsteiler ab, der wiederum von der Spannung der Klemme VDD und dem logischen Niveau von Signalbalken IGNST abhängt. Der Vergleicher 719 vergleicht die Spannung am wechselrichtenden Eingang mit der Spannung an VREG 595. Der Hystereseeffekt zwischen dem hohen und niedrigen logischen Niveau des Ausgangssignals wird über einen Transistor 716 bewirkt.
Die Spannung an Klemme VDD variiert während und nach dem Vorheizzyklus. Der Signalbalken IGNST setzt ein hohes logisches Niveau während dem Vorheizzyklus und ein niedriges logisches Niveau nach diesem Vorheizzyklus voraus. Die Spannung an Klemme VDD, bei der der VCO 318 zu schwingen stoppt, hiernach als Unterspannungs-Verriegelungsniveau (UVLO) bezeichnet, variiert auf der Grundlage des logischen Niveaus von Signalbalken IGNST. Die Schwelle des UVLO-Niveaus ist höher, wenn der Signalbalken IGNST ein hohes logisches Niveau (z. B. beim Vorheizen) im Vergleich zu dem hat, wenn der Signalbalken (IGNST ein niedriges logisches Niveau (z. B. nach dem Vorheizen) hat.
Einer alternativen Ausführungsform der Erfindung zufolge kann der Schmitt-Auslöser 598 geändert werden, indem der Signalbalken IGNST nicht mehr in das Gate von Transistor 713 gespeist wird (hiernach als alternative Schmitt-Auslöser-Ausführung bezeichnet). Das UVLO-Niveau variiert hierbei nicht viel. Die alternative Schmitt-Auslöser-Ausführung wird durch Öffnen von Schalter 714 gehandhabt. Das Öffnen von Schalter 714 in der alternativen Schmitt-Auslöser-Ausführung entspricht und wird vorzugsweise über das Entfernen von Transistor 713, Schalter 714 und den Verbindungen zu den Signalbalken IGNST erreicht.
Die Erfindung vermeidet mit der Verwendung von Schmitt-Auslöser 598 und/oder der zusätzlichen Stromzufuhr ein Flackern der Lampe 85. Der Schmitt-Auslöser 598 und/oder die zusätzliche Stromzufuhr hindern die IC 109 daran, wenn das Spannungsniveau an Klemme VDD unter eine minimal erforderliche Schwelle für die Versorgung der IC 109 abfällt, momentan abzuschalten. Das Spannungsniveau an Klemme VDD kann, wenn Lampe 85 eingeschaltet ist (d. h. nach dem Vorheizen), mit einer zusätzlichen Stromzufuhr (z. B. Sekundärwicklung 78, Widerstand 162 und Kondensator 163) zur Unterstützung der Hauptstromzufuhr (bedingt durch die Zener-Diode 121 zur Abgabe einer Impulsspannung an Kondensator 157) und/oder durch Senken der UVLO-Schwelle über dem UV-LO-Niveau erhalten bleiben. Durch die Variation der der Klemme VDD zugeführten Span nung und/oder der UVLO-Schwelle während dem Vorheizen und dann nach dem Vorheizen kann das Spannungsniveau an Klemme VDD über dem UVLO-Niveau erhalten bleiben, wenn Lampe 85 eingeschaltet ist.
Daher erhält die IC 109 über ihre Klemme VDD mindestens ein variierendes Eingangssignal für den Betrieb der IC 109. Wenn der Schmitt-Auslöser 598 anstatt der al-ternativen Schmitt-Auslöser-Ausführung verwendet wird, zeichnet sich die Spannung an Klemme VDD durch verschiedene vorbestimmte Spannungsbereiche ungleich Null auf der Grundlage des Betriebsmodus aus. Während dem Vorheizmodus variiert die Spannung an Klemme VDD generell zwischen einer Obergrenze von 12 Volt und einer Untergrenze von 10 Volt. Nach dem Vorheizmodus (d. h. während und nach dem Einschalten der Lampe) variiert die Spannung an Klemme VDD generell zwischen einer Obergrenze von 12 Volt und einer Untergrenze von 9 Volt.
Wenn die alternative Schmitt-Auslöser-Ausführung anstatt des Schmitt-Auslösers 598 verwendet wird, zeichnet sich die Spannung an Klemme VDD sowohl während dem Vorheizmodus als auch nach dem Vorheizmodus durch dieselben Spannungsbereiche ungleich Null aus. Sowohl während dem Vorheizmodus als auch nach dem Vorheizmodus variiert die Spannung an Klemme VDD bei der alternativen Schmitt-Auslöser-Ausführung generell zwischen einer Obergrenze von 12 Volt und einer Untergrenze von 10 Volt.
Es versteht sich, dass die Zusatz-Stromversorgung mit dem Schmitt-Auslöser 598 oder mit der alternativen Schmitt-Auslöser-Ausführung verwendet werden kann. Der Schmitt-Auslöser 598 kann ohne zusätzliche Stromzufuhr verwendet werden (d. h. die Zusatz-Stromversorgung ist nicht erforderlich).
Die Klemme VL wird in Bezug auf den Lampenstrom verwendet und schützt die Lampe vor Überspannungsbedingungen unter Bereitstellung einer Ausgangssteuerung zur Differenzierung zwischen Vorheizen und normaler Regelung. Der Eingang an Klemme VL ist ein Strom proportional zur Lampenspannung (d. h. Spitze oder gleichgerichteter Durchschnitt). Der Strom an Klemme VL wird an einen Vervielfacher 306 gekoppelt, der ein Signal erzeugt, das dem Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung entspricht und wie zuvor besprochen zur Regelung des Lampenstroms verwendet wird. Der Strom an Klemme VL wird auch an die Vergleicher 421, 424 und 427 zur Erkennung von Überspannungsbedingungen gekoppelt. Es ist nicht notwendig, den Lampenstrom während dem Vorheizzyklus zu regeln, wobei es allerdings bislang in Lampe 85 noch keine volle Bogenentladung gibt. Während dem Vorheizzyklus arbeitet der Wechselrichter 60 mit einer weitaus höheren Frequenz als die Resonatorfrequenz der ungeladenen Hohlraumschaltung LC von Wicklung 75 und Kondensator 80. Diese viel höhere Frequenz während dem Vorheizzyklus bewirkt eine relativ niedrige Spannung in Lampe 85, was eine Beschädigung der Komponenten in Kompakt-Fluoreszenzlampe 10 oder Lampe 85 verhindert.
Während dem Vorheizzyklus wird ein P-Kanal MOSFET 331 eingeschaltet und ein N-Kanal MOSFET 332 ausgeschaltet, damit die Klemme VL dasselbe Spannungspotenzial wie Klemme VDD aufweist. Die Klemme VL hat daher während dem Vorheizzyklus ein hohes logisches Niveau und ansonsten (d. h. unter Zündungs- und Dauerbetriebsbedingungen) ein niedriges logisches Niveau. Diese zwei unterschiedlichen logischen Niveaus an Klemme VL weisen aus, ob der Wechselrichter 60 in Vorheiz- oder Nicht-Vorheiz-Betrieb arbeitet.
Der Wechselrichter 60 ist in kapazitivem Betriebsmodus, wenn der durch Wicklung 75 fließende Strom die Spannung durch Schalter 112 in Phase leitet. Im nahen kapazitiven Modus bleibt der durch Wicklung 75 fließende Strom leicht zurück doch innerhalb der vorbestimmten Intervallzeit (d. h. generell ca. 1 Mikrosekunde) der Spannung durch Schalter 112. Anders gesagt bleibt der durch Wicklung 75 fließende Strom innerhalb der vorbestimmten Phasendifferenz hinter der Spannung durch Schalter 112 zurück.
Um die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 am Erreichen des kapazitiven Betriebsmodus zu hindern, und falls bereits darin sie schnellstmöglich davon herauszuführen, wird der Lampenstrom jeden ½ Zyklus einer Wechselrichter-Schaltperiode mit einem anderen zweier Gate-Spannungen unter Bestimmung der Phasendifferenz verglichen. Im Gegensatz hierzu unterscheiden herkömmliche kapazitive Betriebsschutzschemen nicht zwischen kapazitivem und nahem kapazitivem Betriebsmodus, weshalb sie bei der Erkennung solch eines Betriebsmodus entweder überkompensieren oder unterkompensieren.
Die kapazitiven Betriebsbedingungen können sehr schnell erreicht werden, indem Lampe 85 z. B. von Ladung 70 entfernt wird. Im kapazitiven Modus kann eine Beschädigung der Schalttransistoren (d. h. der Schalter 100 und 112) stattfinden und oft mit herkömmlichen Schutzschemen nicht vermieden werden.
Der Erfindung zufolge wird der nahe kapazitive Betriebsmodus durch Überwachung des Vorzeichens der Spannungswellenform an Klemme RIND während der aufsteigenden Flanke jeder Gate-Impulssteuerung erkannt, die an Klemme G1 und G2 erzeugt wird. Nachdem sowohl der nahe kapazitive Betriebsmodus als auch die Höchst schwellen-Überspannung erkannt wurden, steigt der CCO 318 unverzüglich (d. h. innerhalb von 10 Mikrosekunden) auf seinen Höchstwert.
Die kapazitive Betriebsbedingung wird durch Überwachung des Vorzeichens der Spannungswellenform an Klemme RIND während der absteigenden Flanke jeder Gate-Impulssteuerung erkannt, die jeweils an Klemme G1 und G2 erzeugt wird. Nachdem der kapazitive Betriebsmodus erkannt wurde, steigt der CCO 318 unverzüglich (d. h. innerhalb von 10 Mikrosekunden) auf seinen Höchstwert, um zu versichern dass Wechselrichter 60 innerhalb eines induktiven Modus arbeitet, d. h. mit der in Schalter 112 während seinem nichtleitenden Zustand in Phase über dem durch Wicklung 75 fließenden Strom entwickelten Spannung. Die maximale Schwing- (Schalt-)Frequenz sollte gut über der ungeladenen Resonatorfrequenz liegen. Generell wird die Höchstfrequenz des CCO 318 (d. h. das minimale Zeitintervall der Schaltzeit) gleich der ursprünglichen Betriebsfrequenz von Wechselrichter 60 (d. h. 100 kHz) eingestellt.
Wie nun deutlich ersichtlich bietet die Erfindung eine Kompakt-Fluoreszenzlampe, in der Variationen des Abblendsignals wegen Differenzen im Mindest-Einfallswinkel bei verschiedenen Triac-Dimmern von der Zener-Diode 67 auf einen Spannungsbereich begrenzt werden, den die IC 109 mühelos bewältigt. Folglich bedingt die Zener-Diode 67 einen Mindest-Einfallswinkel (d. h. 25–30 Grad) entsprechend dem maximalen Abblend-Spannungssignal.

Claims

Vorschaltgerät zur Versorgung mindestens einer Lampe (85) in Verbindung mit einem Triac-Dimmer (30) mit einem Einfallswinkel, wobei das Vorschaltgerät enthält: einen Regler (65) zum Einstellen der Lampenhelligkeit auf der Grundlage eines Dimmer-Signals; und eine Dimmer-Schnittstelle (55) zur Leitung des Dimmer-Signals an den Regler auf der Grundlage des Einfallswinkels, dadurch gekennzeichnet, dass die Dimmer-Schnittstelle ein Schwellenverfahren (67) zur Bestimmung eines Mindest-Einfallswinkels entsprechend dem Höchstniveau des Dimmer-Signals durch Verminderung der Spannung des dem Einfallswinkel entsprechenden Signals enthält.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem der Triac auf der Grundlage des Einfallswinkels einen Impuls erzeugt und bei dem die Dimmer-Schnittstelle ein Umwandlungsverfahren (61, 64) zur Umwandlung der Impulsbreite in eine proportional gleichgerichtete Durchschnittsspannung enthält.
Vorschaltgerät nach Anspruch 2, bei dem die proportional gleichgerichtete Durchschnittsspannung als Dimmer-Signal dient.
Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Schwellenverfahren eine Zener-Diode (67) enthält.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem die Dimmer-Schnittstelle ein Umwertverfahren (66') zur Umwertung des Einfallswinkels in ein einer Arbeitsphase entsprechendes Signal enthält.
Vorschaltgerät nach Anspruch 5, bei dem das Umwertverfahren eine Zener-Diode (66') enthält.
Vorschaltgerät nach Anspruch 5, bei dem das einer Arbeitsphase entsprechende Signal als Dimmer-Signal dient.
Kompakt-Fluoreszenzlampe (10) mit einem Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche.