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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechselrichter zum
Speisen einer Last mit einer Lampe, welcher aufweist:
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Schaltmittel, die auf Steuersignale ansprechen, um in den leitenden und den
nicht leitenden Zustand zu schalten, wobei der Last Energie so zugeführt wird, dass an die
Lampe eine Spannung angelegt wird und Strom durch diese fließt, sowie
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einen Steuerschaltkreis zur Erzeugung der Steuersignale mit einem
Verstärker, um ein Rückkopplungssignal, welches auf einem, die Menge der von der Lampe
verbrauchten Energie reflektierenden Lampenleistungssignal basiert, mit einer wechselnden
Spannung, welche einen gewünschten Lampenleistungspegel von einer minimalen
Dimmungsstärke bis zu einer maximalen Helligkeit bei voller Lampenleistung darstellt, zu
vergleichen.
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Ein solcher Wechselrichter oder elektronisches Vorschaltgerät weist
normalerweise sowohl eine Eingangsstufe als auch eine Ausgangsstufe auf. Die Eingangsstufe
sieht durch Umformung eines, von einer Speiseleitung empfangenen Wechselstromsignals
in ein Gleichstromsignal eine Gleichstrom-Energiequelle für die Ausgangsstufe vor. Die
Ausgangsstufe, welche durch einen Halbbrückenwechselrichter dargestellt sein kann,
speist eine Lampe. Der Steuerschaltkreis, wie in U.S.-Patent 4 952 849 offenbart, kann in
Reaktion auf ein externes, eine gewünschte Beleuchtungsintensität darstellendes
Dimmungssteuersignal eine lineare Steuerung der Lampenleistung zwischen etwa 20% und
100% der vollen Lampenleistung vorsehen. Die lineare Beziehung zwischen dem externen
Dimmungssteuersignal und der von einem solchen Steuerschaltkreis abgegebenen
Lampenleistung kann nicht unter 15% der vollen Lampenleistung gehalten werden.
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Der Steuerschaltkreis, wie in U.S.-Patent 4 952 849 offenbart, steuert die
auf einer gewichteten Summe von Lampenstrom und Lampenspannung basierende
Lampenleistung. Bei unter etwa 15% der vollen Lampenleistung ist der Lichtausgang nicht
linear proportional zum Lampenstrom. Eine solche Nichtlinearität macht es schwierig, die
Lampenleistung bei Dunkeldimmungslichtstärken (z. B. bis etwa 1% bis 3% der gesamten
Lichtleistung) zu regeln.
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Es ist daher wünschenswert, ein verbessertes Lampenvorschaltgerät
vorzusehen, bei welchem eine Regelung bei so geringen Lichtstärken wie etwa 1% bis 3% der
vollen Lichtleistung möglich ist. Vorzugsweise sollte eine Regelung bei solch
Dunkeldimmungslichtstärken durch eine lineare Beziehung zwischen dem externen
Dimmungssteuersignal und der Lampenleistung vorgesehen werden.
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Ein Wechselrichter, wie in dem einleitenden Absatz beschrieben, ist daher
dadurch gekennzeichnet, dass das Rückkopplungssignal die Summe einer Offset-
Gleichspannung und des Lampenleistungssignal darstellt.
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Die Offset-Gleichspannung kann so ausgewählt werden, dass selbst bei sehr
niedrigen Werten der Höhe der von der Lampe verbrauchten Leistung die Beziehung
zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung linear ist,
was in einer guten Lampenleistungsregelung bei Dunkeldimmungslichtstärken resultiert.
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Die Offset-Gleichspannung kann, zum Beispiel durch Auswählen
verschiedener konstanter Werte für die Offset-Gleichspannung für verschiedene Bereiche des
Lampenleistungssignals, von dem Lampenleistungssignal in Abhängigkeit gebracht werden.
Dieses resultiert in einer Anzahl linearer Beziehungen sowohl zwischen der wechselnden
Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch zwischen dem
Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung, so dass statt einer
mehrere lineare Beziehungen zwischen der wechselnden Spannung in dem gesamten
Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung bestehen.
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Alternativ kann die Gleichspannung als konstante Gleichspannung über den
gesamten Bereich des Lampenleistungssignal gewählt werden. Hieraus ergibt sich ein
Wechselrichter, bei welchem eine einzelne lineare Beziehung sowohl zwischen der
wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und dem Rückkopplungssignal als auch
zwischen dem Rückkopplungssignal und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht, so
dass eine einzelne lineare Beziehung zwischen der wechselnden Spannung in dem
gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten Leistung besteht.
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In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eines Wechselrichters gemäß der
vorliegenden Erfindung ist der Steuerschaltkreis auf einem integrierten Schaltkreis, welcher
eine Spannungsbegrenzungsschaltung zur Begrenzung des Wertes der wechselnden
Spannung zwischen einer unteren und einer oberen Grenze aufweist, ausgebildet. Diese
Spannungsbegrenzungsschaltung realisiert einen sehr genauen Dynamikbereich für die
wechselnde Spannung. Ein weiterer Vorteil ist, dass, wenn ein Benutzer die wechselnde Spannung
versehentlich auf einen Wert einstellt, welcher sonst zum Ausschalten der Lampe
führen würde, die Spannungsbegrenzungsschaltung dieses korrigiert und die Lampe in
gezündetem Zustand verbleibt. Durch das Vorhandensein der Offset-Gleichspannung in dem
Rückkopplungssignal ist es, trotz der Tatsache, dass die wechselnde Spannung keine Werte
unterhalb der unteren Grenze aufweisen kann, noch immer möglich, die Lichtleistung der
Lampe auf sehr niedrige Werte einzustellen.
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Der Steuerschaltkreis kann einen Vervielfacher aufweisen, um das
Lampenleistungssignal zu erzeugen, welches proportional zu dem Produkt von Lampenstrom und
Lampenspannung ist. Es hat sich gezeigt, dass die Linearität der Relation zwischen der
wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung weiter verbessert
wird. Außerdem hat es sich gezeigt, dass ein, mit einem solchen Steuerschaltkreis
ausgestatteter Wechselrichter verschiedene Arten Lampen bei im Wesentlichen dem gleichen
Lichtleistungsniveau speist, d. h. eine Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei
verschiedenen Arten Lampen vorsieht.
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Der Steuerschaltkreis kann auf einem integrierten Schaltkreis ausgebildet
sein und ferner die Serienschaltung aus einer Gleichspannungsquelle und einem
Widerstandsspannungsteilernetz außerhalb des integrierten Schaltkreises zur Erzeugung des
Offset-Gleichspannungspegels aufweisen sowie über einen Pin des integrierten
Schaltkreises mit dem Vervielfacher verbunden sein, wobei die Spannung an dem Pin als
Rückkopplungsspannung dient. Diese Rückkopplungsspannung liegt an einem, in dem
Widerstandsspannungsteiler vorgesehenen, ersten ohmschen Widerstand an. Der Teil der Spannung an
dem ersten ohmschen Widerstand, welcher durch einen, von der Gleichspannungsquelle
abgegebenen Strom erzeugt wird, stellt die Offset-Gleichspannung dar. Der Teil der
Spannung an dem ersten ohmschen Widerstand, welcher durch einen, von dem Vervielfacher
abgegebenen Strom erzeugt wird, stellt das Lampenleistungssignal dar.
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Falls es wünschenswert sein sollte, dass mehr lineare Beziehungen zwischen
der wechselnden Spannung in dem gesamten Bereich und der von der Lampe verbrauchten
Leistung bestehen, so kann dieses zum Beispiel realisiert werden, indem der erste ohmsche
Widerstand durch eine Reihenanordnung aus einer Diode und einem zweiten ohmschen
Widerstand in Nebenschluss geschaltet wird. Erreicht die Rückkopplungsspannung an dem
Pin einen Wert, bei welchem die Diode leitend wird, fließt sowohl der von der
Gleichspannungsquelle abgegebene Strom als auch der durch den Vervielfacher von dem integrierten
Schaltkreis über den Pin abgegebene Strom durch den ersten und den zweiten ohmschen
Widerstand, wodurch sich eine andere lineare Beziehung zwischen der wechselnden
Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung ergibt. Um noch linearere Beziehungen
herzustellen, besteht die Möglichkeit, den zweiten Widerstand durch eine
Reihenanordnung, welche einen dritten Widerstand und eine weitere Diode usw. aufweist,
nebenzuschließen. Mit Hilfe der mehreren linearen Beziehungen kann eine gewünschte Relation
zwischen der wechselnden Spannung und der von der Lampe verbrauchten Leistung
hergestellt werden.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 - ein Blockschaltbild eines Vorschaltgeräts gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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Fig. 2 - ein Schemaschaltbild eines Wechselrichters und eines
zugeordneten Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 3 - ein Logikblockschaltbild eines integrierten Schaltkreises, welcher
als Steuerschaltkreis von Fig. 2 dient;
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Fig. 4 - Diagramme der Lampenleistung gegenüber der
Dimmungsregelungseingangsspannung bei verschiedenen Lampen gemäß einem konventionellen
Vorschaltgerät; sowie
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Fig. 5 - Diagramme der Lampenleistung gegenüber der
Dimmungsregelungseingangsspannung bei verschiedenen Lampen gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Wie in Fig. 1 dargestellt, wird ein Vorschaltgerät 10 von einer
Wechselstromleitung, welche durch eine Wechselspannungsquelle 20 dargestellt ist, gespeist.
Vorschaltgerät 10 weist einen EMI-Filter 30, eine Doppelwegdiodenbrücke 40, einen
Preconditioner 50, einen Wechselrichter 60 und eine Antriebssteuerschaltung 65 auf. Der
Ausgang von Wechselrichter 60, welcher als Ausgang für Vorschaltgerät 10 dient, ist mit einer
Last 70, in welche ein Induktor 75, der mit der Parallelschaltung aus einem Kondensator 80
und einer Fluoreszenzlampe 85 in Reihe geschaltet ist, integriert ist, verbunden. EMI-Filter
schaltet harmonische Wellen, welche von Preconditioner 50 und Wechselrichter 60
erzeugt werden, aus. Diodenbrücke 40 richtet die, in einer Gleichspannung mit Welligkeit
resultierende, gefilterte Sinusspannung gleich. Preconditioner 50 dient mehreren
Funktionen. Die von Diodenbrücke 40 abgegebene, gleichgerichtete Spitzenwechselspannung wird
sowohl erhöht als auch in eine, im Wesentlichen konstante Gleichspannung umgewandelt,
welche Wechselrichter 60 zugeführt wird. Preconditioner 50 verbessert ebenfalls den
Gesamtleistungsfaktor
von Vorschaltgerät 10. Zum Beispiel resultieren Spannungen mit einem
Effektivwert von 120, 220 und 277, welche von Wechselspannungsquelle 20 an EMI-Filter
30 angelegt werden, in Gleichspannungen von etwa 250, 410 und 490 Volt, welche jeweils
Wechselrichter 60 zugeführt werden.
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Wechselrichter 60, welcher bei voller Lichtbogenentladung von Lampe 85
auf einer Schaltfrequenz von etwa 45 Kilohertz (kHz) von Antriebssteuerschaltung 65
gesteuert wird, wandelt die Gleichspannung in eine Rechteckspannungsform um, welche an
Last 70 angelegt wird. Die Lampenbeleuchtungsstärke kann durch Erhöhen und Verringern
der Frequenz dieser Rechteckspannungsform jeweils erhöht und verringert werden.
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Wechselrichter 60 und Antriebssteuerschaltung 65 sind im Einzelnen in Fig.
2 dargestellt. Eine im Wesentlichen konstante Spannung VDC, welche von Preconditioner
50 abgegeben wird, wird Wechselrichter 60 über ein Paar Eingangsanschlüsse 61 und 62
desselben zugeführt. Der Wechselrichter 60 ist als Halbbrücke ausgelegt und weist einen
B+ (Verbindungs-)Bus 101, einen geerdeten Rückbus 102 sowie ein Paar Schalter (z. B.
Leistungs-MOSFETs) 100 und 112 auf, welche zwischen Bus 101 und Bus 102 in Reihe
geschaltet sind. Schalter 100 und 112 sind an einem Knotenpunkt 110 miteinander
verbunden, was im Allgemeinen als Totem-Pole-Anordnung angesehen wird. Die als Schalter 100
und 112 dienenden MOSFETs weisen jeweils ein Paar Gates G1 und G2 auf Busse 101
und 102 sind jeweils mit Eingangsanschlüssen 61 und 62 verbunden. Ein Widerstand 103
und ein Kondensator 106 sind an einem Knotenpunkt 104 miteinander verbunden und
zwischen Bus 101 und Bus 102 in Reihe geschaltet. Ein Paar Kondensatoren 115 und 118 sind
an einem Knotenpunkt 116 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkt 110 und Bus
102 in Reihe geschaltet. Eine Zener-Diode 121 und eine Diode 123 sind an Knotenpunkt
116 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkt 104 und Bus 102 in Reihe
geschaltet.
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Induktor 75, Kondensator 80, ein Kondensator 81, Lampe 85 und ein
Widerstand 174 sind an einem Knotenpunkt 170 miteinander verbunden. Ein Paar Wicklungen 76
und 77 ist zum Anlegen von Spannungen an die Glühfäden (nicht dargestellt) von Lampe
85 bei Konditionieren derselben während des Vorheizbetriebs an Wicklung 75 gekoppelt.
A.D.C.-Sperrkondensator 126 und Induktor 75 sind zwischen Knotenpunkten 110 und 170
in Reihe geschaltet. Kondensator 80 und ein Paar Widerstände 153 und 177 sind an einem
Knotenpunkt 179 miteinander verbunden. Lampe 85 und Widerstand 153 sind an einem
Knotenpunkt 88 miteinander verbunden und zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe
geschaltet. Widerstände 174 und 177 sind an einem Knotenpunkt 175 miteinander
verbunden und zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe geschaltet. Kondensator 81 und
ein Schalter (z. B. MOSFET) 82 sind zwischen Knotenpunkten 170 und 179 in Reihe
geschaltet. Ein Widerstand 162 ist zwischen Bus 102 und Knotenpunkt 179 geschaltet. Ein
Widerstand 162 ist zwischen Bus 102 und Knotenpunkt 179 geschaltet. Eine Diode 180 und
ein Kondensator 183 sind an einem Knotenpunkt 181 miteinander verbunden und zwischen
Knotenpunkt 175 und Erde in Reihe geschaltet.
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Ein integrierter Schaltkreis (IC) 109 weist eine große Anzahl Pins auf Ein
Pin RIND ist mit Knotenpunkt 179 verbunden. Die Eingangsspannung an Pin RIND
spiegelt den Pegel des durch Induktor 75 fließenden Stroms wider (beispielhafte Abtastung).
Ein Pin VDD, welcher an Knotenpunkt 104 angeschlossen ist, gibt die Spannung zur
Steuerung von IC 109 ab. Ein Pin LI2 ist über einen Widerstand 168 mit Knotenpunkt 88
verbunden. Ein Pin LI1 ist über einen Widerstand 171 an Knotenpunkt 179 angeschlossen. Die
Differenz zwischen den Pins LI1 und LI2 zugeführten Strömen spiegelt den gemessenen,
durch Lampe 85 fließenden Strom wider. Die Spannung an einem Pin VL, welcher über
einen Widerstand 189 mit Knotenpunkt 181 verbunden ist, spiegelt die Spitzenspannung
von Lampe 85 wider. Die Spannung an Pin VL, welche ebenfalls an ein Gate G3 von
Schalter 82 angelegt wird, regelt, wann Kondensator 81 zu Kondensator 80 parallel
geschaltet wird. Der aus einem Pin CRECT über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand
195 und einem Kondensator 192 in Erde fließende Strom spiegelt die Durchschnittsleistung
von Lampe 85 (d. h. dem Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung) wider. Ein
weiter unten im Einzelnen erläutertes, optionales, externes D.C.-Offset 198 umfasst eine
Serienschaltung aus VDD und einem Widerstand 199, welche bewirkt, dass ein D.C.-
Offsetstrom über Widerstand 195 zur Erde fließt.
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Kondensator 192 dient dazu, eine gefilterte Gleichspannung an Widerstand
195 abzugeben. Ein Widerstand 156 ist zwischen einem Pin RREF und Erde geschaltet und
dient zur Einstellung des Referenzstroms in IC 109. Ein Kondensator 159, welcher
zwischen einem Pin CF und Erde geschaltet ist, stellt die Frequenz eines weiter unten noch
näher erläuterten, stromgesteuerten Oszillators (CCO) ein. Ein Kondensator 165, welcher
zwischen einem Pin CP und Erde geschaltet ist, wird, wie weiter unten erörtert, zur
zeitlichen Steuerung des Vorheizzyklus sowie des schwingungsfreien/Standby-Modus
eingesetzt. Ein Pin GND ist direkt mit Erde verbunden. Zwei Pins G1 und G2 sind jeweils
unmittelbar an Gates G1 und G2 von Schaltern 100 und 112 angeschlossen. Ein Pin S1, welcher
unmittelbar mit Knotenpunkt 110 verbunden ist, stellt die Spannung an der Quelle von
Schalter 100 dar. Ein Pin FVDD ist über einen Kondensator 138 mit Knotenpunkt 110
verbunden und stellt die Versorgungsschwebespannung für IC 109 dar. Pin G2 ist über die
Serienschaltung aus einem Kondensator 215, einem Widerstand 212 und einer Diode 203
mit einem Pin DIM verbunden. Ein Widerstand 206 und ein Kondensator 213 sind
zwischen dem Pin DIM und Erde geschaltet. Eine Sekundärwicklung eines Transformators T
ist zwischen einem Knotenpunkt 210, welcher Widerstand 212 mit Diode 203 verbindet,
und Erde geschaltet. Eine Dimmungsregelungsschaltung 211 ist zu einer Primärwicklung
von Transformator T parallel geschaltet. Die an Pin DIM angelegte Spannung spiegelt den
Helligkeitsgrad, wie von Dimmungsregelungsschaltung 211 eingestellt, wider.
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Der Betrieb von Wechselrichter 60 und Antriebssteuerkreis 65 erfolgt wie
folgt. Zu Anfang (d. h. bei Inbetriebsetzen), während Kondensator 106 auf Grund der RC-
Zeitkonstanten von Widerstand 103 und Kondensator 106 geladen wird, befinden sich
Schalter 100 und 112 jeweils in einem nicht leitenden und leitenden Zustand. Der in Pin
VDD von IC 109 fließende Eingangsstrom wird während dieser Inbetriebnahmephase auf
einem niedrigen Pegel (weniger als 500 Mikroampere) gehalten. Kondensator 138, welcher
zwischen Knotenpunkt 110 und Pin FVDD geschaltet ist, lädt sich bis zu einer relativ
konstanten Spannung, welche in etwa VDD gleichkommt, auf und dient als die
Spannungsversorgung für die Steuerschaltung von Schalter 100. Sobald die Spannung an Kondensator
106 einen Spannungeinschaltschwellwert (z. B. 12 Volt) überschreitet, geht IC 109 in seinen
Betriebs-(Schwingungs-/Schalt-)-Zustand über, wobei Schalter 100 und 112 jeweils
zwischen ihrem leitenden und nicht leitenden Zustand auf einer Frequenz weit über der von
Induktor 75 und Kondensator 80 bestimmten Resonanzfrequenz hin- und herschalten.
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IC 109 geht zu Anfang in einen Vorheizzyklus (d. h. Vorheizzustand) über,
sobald Wechselrichter 60 zu oszillieren beginnt. Knotenpunkt 110 schwankt je nach den
Schaltzuständen von Schaltern 100 und 112 zwischen 0 Volt und VDC. Die Kondensatoren
115 und 118 dienen dazu, den Spannungsanstieg und -abfall an Knotenpunkt 110 zu
verlangsamen, wodurch Schaltverluste und der durch Wechselrichter 60 erzeugte EMI-Pegel
reduziert werden. Die Zener-Diode 121 erzeugt an Knotenpunkt 116 eine pulsierende
Spannung, welche durch Diode 123 an Kondensator 106 angelegt wird. Daraus ergibt sich
ein relativ hoher Betriebsstrom von zum Beispiel 10-15 Milliampere, welcher Pin VDD von
IC 109 zugeführt wird. Kondensator 126 dient dazu, das Anlegen der
Gleichspannungskomponente an Lampe 85 zu blockieren. Pin VL weist einen hohen Logikpegel auf, welcher
Schalter 82 einschaltet. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 parallel geschaltet.
Induktor 75 und die Parallelschaltung aus den Kondensatoren 80 und 81 bilden einen
Resonanzkreis.
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Während des Vorheizzyklus befindet sich Lampe 85 in einem nicht
gezündeten Zustand, das heißt, es wurde in Lampe 85 kein Lichtbogen erzeugt. Die anfängliche
Betriebsfrequenz des ICs 109, welche bei etwa 100 kHz liegt, wird von Widerstand 156
und Kondensator 159 sowie den Rückwärtsdiodenleitzeiten der Schalter 100 und 112
eingestellt. IC 109 reduziert mit einer im Inneren des ICs eingestellten Geschwindigkeit
unverzüglich die Betriebsfrequenz. Die Frequenzreduzierung wird fortgesetzt, bis die
Spitzenspannung an Widerstand 162, wie an dem Pin RIND erfasst, -,4 Volt (d. h. der negativen
Spitzenspannung, welche -,4 Volt entspricht) entspricht. Die Schaltfrequenz der Schalter
100 und 112 wird so geregelt, dass die von dem Pin RIND erfasste; -,4 Volt entsprechende
Spannung aufrechterhalten wird, was in einer relativ konstanten Frequenz von etwa 80-85 Hz
(als Vorheizfrequenz definiert) an Knotenpunkt 110 resultiert. Ein relativ konstanter
RMS-Strom fließt durch Induktor 75, welcher durch Kopplung an Wicklungen 76 und 77
ermöglicht, dass die Glühfäden (d. h. Kathoden) von Lampe 85 zur nachfolgenden Zündung
von Lampe 85 in genügendem Maße angewärmt werden und eine lange Brenndauer der
Lampe gewährleistet wird. Die Dauer des Vorheizzyklus wird über Kondensator 165
eingestellt. Ist der Wert von Kondensator 165 Null (d. h. offen), findet effektiv kein Vorheizen
der Glühfäden statt, was in einem Direktstartbetrieb von Lampe 85 resultiert.
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Am Ende des Vorheizbetriebs nimmt Pin VL, wie von Kondensator 165
bestimmt, einen niedrigen Logikpegel an, wodurch Schalter 82 abgeschaltet wird.
Kondensator 81 ist zu Kondensator 80 nicht mehr parallel geschaltet. IC 109 beginnt nun bei einer
in IC 109 eingestellten Geschwindigkeit mit einer Abtastung von seiner Schaltfrequenz bei
Vorheizen bis zu einer unbelasteten Resonanzfrequenz (d. h. Resonanzfrequenz von
Induktor 75 und Kondensator 80 vor Zündung von Lampe 85 - z. B. 60 kHz). Während sich die
Schaltfrequenz der Resonanzfrequenz nähert, steigt die Spannung an Lampe 85 rapide an
(z. B. 600-800 Volt Spitzenwert) und reicht im Allgemeinen aus, um die Lampe 85 zu
zünden. Sobald Lampe 85 gezündet wurde, steigt der durch diese fließende Strom von einigen
wenigen Milliampere auf mehrere hundert Milliampere an. Der durch Widerstand 153
fließende Strom, welcher dem Lampenstrom entspricht, wird an den Pins LI1 und LI2 auf
Grund der Stromdifferenz zwischen diesen, wie von den Widerständen 168 und 171 jeweils
in das richtige Verhältnis gebracht, abgetastet. Die Spannung von Lampe 85, welche von
der Spannungsteilerschaltung aus den Widerständen 174 und 177 skaliert wird, wird von
Diode 180 und Kondensator 183 erfasst, wodurch sich an Knotenpunkt 181 eine, zu der
Lampenspitzenspannung proportionale Gleichspannung ergibt. Die Spannung an
Knotenpunkt 181 wird von Widerstand 189 in einen in Pin VL fließenden Strom umgewandelt.
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Der in Pin VL fließende Strom wird in IC 109 mit den Differenzströmen
zwischen den Pins LI1 und LI2 vervielfacht, wodurch sich ein gleichgerichteter
Wechselstrom ergibt, welcher aus Pin CRECT in die Parallelschaltung aus Kondensator 192 und
Widerstand 195 geführt wird. Kondensator 192 und Widerstand 195 wandeln den
gleichgerichteten Wechselstrom in eine Gleichspannung um, welche zu der Leistung von Lampe 85
proportional ist. Die Spannung an dem Pin CRECT wird durch eine, in IC 109 enthaltene
Rückkopplungsschaltung/-schleife zwangsläufig auf eine Spannung gebracht, welche dieser
an dem Pin DIM entspricht. Dieses resultiert in einer Regelung der von Lampe 85
verbrauchten Leistung.
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Die gewünschte Beleuchtungsstärke von Lampe 85 wird durch die Spannung
an dem Pin DIM eingestellt. Die Rückkopplungsschleife weist eine
Lampenspannungserfassungsschaltung und eine Lampenstromerfassungsschaltung auf, welche weiter unten
noch näher erläutert werden. Die Schaltfrequenz von Halbbrückenwechselrichter 60 wird
auf Grund dieser Rückkopplungsschleife eingestellt, wobei die Spannung an Pin CRECT
der Spannung an dem Pin DIM gleichgesetzt wird. Die CRECT-Spannung schwankt
zwischen 0,3 und 3,0 Volt (d. h. ein Verhältnis von 1 : 10). Sobald die Spannung an dem Pin
DIM über 3,0 Volt ansteigt bzw. unter 0,3 Volt abfällt, wird diese intern auf 3,0 Volt bzw.
0,3 Volt begrenzt. Bei der Spannung an dem Pin DIM handelt sich um eine
Gleichspannung. Eine an den DIM-Steuerkreis 211 angelegte Dimmungsregelungseingangsspannung
von 1-10 Volt wird von der Schaltung aus Transformator T, Widerständen 206 und 212,
Diode 203 sowie Kondensatoren 213 und 215 in ein, dem Pin DIM zugeführtes Signal von
0,3-3,0 Volt umgewandelt. Transformator T sieht eine galvanische Isolierung des
Gleichstromsteuerungseingangssignals von den hohen Spannungen in Wechselrichter 60 vor. Das
an dem Pin DIM abgegebene Signal kann auf verschiedene Weisen, einschließlich z. B.
Phasenwinkeldimmung, wobei ein Teil der Phase der
Wechselstromeingangsleitungsspannung gesperrt wird, erzeugt werden. Bei diesen Methoden wird der gesperrte Phasenwinkel
der Eingangsleitungsspannung in ein, dem Pin DIM zugeführtes Gleichstromsignal
umgewandelt.
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Die Spannung an dem Pin CRECT beträgt bei Zündung der Lampe 85 Null.
Mit Ansteigen des Lampenstroms lädt der an dem Pin CRECT erzeugte Strom, welcher zu
dem Produkt von Lampenspannung und Lampenstrom proportional ist, den Kondensator
192. Die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 fällt ab bzw. steigt an, bis die Spannung an
dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM entspricht. Sobald die Dimmungsstärke
auf volle (100%) Lichtleistung eingestellt ist, kann Kondensator 192 auf 3,0 Volt geladen
werden, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund der Rückkopplungsschleife
folglich auf 3,0 Volt an. Während des Spannungsanstiegs ist die Rückkopplungsschleife,
auf welche weiter unten noch näher eingegangen wird, offen. Sobald die Spannung an Pin
CRECT etwa 3,0 Volt beträgt, wird die Rückkopplungsschleife geschlossen. In gleicher
Weise kann Kondensator 192 auf 0,3 Volt geladen werden, wenn die Dimmungsstärke auf
minimale Lichtstärke eingestellt ist, und die Spannung an Pin CRECT steigt auf Grund der
Rückkopplungsschleife daher auf 0,3 Volt an. Im Allgemeinen entsprechen 0,3 Volt an Pin
DIM 10% der vollen Lichtleistung. Zur Dunkeldimmung bis zu 1% der vollen Lichtleistung
kann ein externes Offset 198, welches sonst nicht erforderlich ist, so eingesetzt werden,
dass 0,3 Volt an dem Pin DIM 1% der vollen Lichtleistung entsprechen. Sobald die
Dimmungsstärke auf minimale Lichtleistung eingestellt ist, wird der CRECT-Kondensator vor
Schließen der Rückkopplungsschleife auf 0,3 Volt geladen.
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Konventionelle Lampen, welche bei Zündung auf Dimmung eingestellt
werden, weisen bezeichnenderweise einen Zündblitz auf. Der Lichtblitz, der über der
gewünschten Beleuchtungsstärke liegt, wird erzeugt, indem der Lampe über einen
verhältnismäßig langen und unnötigen Zeitraum nach Zündung (z. B. bis zu einigen Sekunden) ein
hohes Leistungsniveau zugeführt wird. Auf diese Weise stellen Zündweisen eines
konventionellen Vorschaltgeräts eine erfolgreiche Zündung der Lampe sicher. Gemäß der
vorliegenden Erfindung werden jedoch die Zündblitze minimiert. Die Dauer eines Zustands
hoher Lichtintensität nach Zündung ist bei Einstellungen zur geringen Dimmung sehr kurz,
und die visuelle Wirkung des unerwünschten Lichtblitzes wird minimiert. Eine wesentliche
Vermeidung von Zündblitzen wird erreicht, indem das der Lampe 85 zugeführte
Leistungsniveau unmittelbar nach erfolgter Zündung durch Verwendung der Rückkopplungsschleife
reduziert wird.
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Wenden wir uns nun Fig. 3 zu. IC 109 weist einen Leistungsregelungs- und
Dimmungsregelungskreis 250 auf. Der Differenzstrom zwischen Pins LI1 und LI2 wird
einem aktiven Gleichrichter 300 zugeführt. Der aktive Gleichrichter 300 führt unter Verwendung
eines Verstärkers mit innerer Rückwirkung an Stelle einer Diodenbrücke zwecks
Vermeidens eines, mit Dioden normalerweise verknüpften Spannungsabfalls eine
Vollweggleichrichtung der Wechselspannungswellenform durch. Eine Stromquelle 303 erzeugt
in Reaktion auf den Ausgang des aktiven Gleichrichters 300 einen gleichgerichteten Strom
ILDIFF, welcher den Stromfluss durch Lampe 85, der einem Stromvervielfacher 306 an
einem von zwei Eingängen zugeführt wird, darstellt.
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Während des Vorheizens wird ein p-Kanal-MOSFET 331 eingeschaltet und
ein n-Kanal-MOSFET 332 abgeschaltet; um Pin VL auf das Spannungspotential von Pin
VDD hochzusetzen. Am Ende des Vorheizzyklus (z. B. einer Dauer von 1 Sekunde) wird p-
Kanal-MOSFET 331 abgeschaltet und n-Kanal-MOSFET 332 eingeschaltet, um zu
ermöglichen, dass ein Leistungsregelungs- und Dimmungsregelungsbetrieb von Wechselrichter
60 stattfindet. Durch Pin VL und n-Kanal-MOSFET 332 fließt im Anschluss an den
Vorheizzyklus Strom und wird von einem Widerstand 333 skaliert. Eine Stromquelle (d. h. ein
Stromverstärker) 336 erzeugt in Reaktion auf den skalierten Strom von dem Pin VL ein
Stromsignal IVL. Eine Stromklemme 339 begrenzt den Maximalpegel von Stromsignal
IVL, welches dem anderen Eingang von Vervielfacher 306 zugeführt wird. Eine
Stromquelle 309 gibt in Reaktion auf den Ausgang von Vervielfacher 306 einen Strom ICRECT
ab, welcher sowohl dem Pin CRECT als auch dem nicht invertierenden Eingang eines
Verstärkers 312 der Regelabweichung zugeführt wird. Wie in Fig. 2 dargestellt, wandeln
Kondensator 192 und Widerstand 195 den gleichgerichteten Wechselstrom an dem Pin CRECT
in eine Gleichspannung um.
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Wieder auf Fig. 3 zurückkommend, wird an dem Pin DIM eine
Gleichspannung an eine Spannungsklemmschaltung 315 angelegt. Die Spannungsklemmschaltung 315
begrenzt die Spannung an dem Pin CRECT auf 0,3 bis 3,0 Volt. Der Ausgang von
Spannungsklemmschaltung 315 wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers 312 der
Regelabweichung zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 312 der Regelabweichung regelt
den Pegel des durch eine Stromquelle 345 fließenden Stroms IDIF. Ein Stomkomparator
348 vergleicht Strom IDIF mit einem Referenzstrom IMLN und einem Strom IMOD und
gibt das Stromsignal größter Stärke ab. Der Strom IMOD wird von einem
Schaltkondensatorintegrator 327 geregelt. Der von Stromkomparator 348 abgegebene Strom liefert ein
Steuersignal, welches die Schwingungsfrequenz (Schaltfrequenz) bestimmt, auf welcher
VCO 318 oszilliert. Sobald die Lampe zündet, sind die Spannung an Pin CRECT und der
Strom IDIF Null. Der Ausgang des Komparators 348 wählt unter IMIN, IDIF und IMOD
den maximalen Strompegel aus, welcher IMOD ist. Der Strom IDIF steigt an, während sich
die Spannung an Pin CRECT bis zu der Spannung an Pin DIM aufbaut. Wenn der Strom
IDIF den Strom IMOD überschreitet, entspricht der Ausgang von Komparator 348 dem
Strom IDIF.
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Die Rückkopplungsschleife ist um Verstärker 312 der Regelabweichung
zentriert und weist Komponenten innerhalb oder außerhalb von IC 109 auf, wenn die
Spannung an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM gleichgesetzt wird. Liegt die
Spannung an dem Pin DIM unter -,3 Volt, wird an den invertierenden Eingang von
Verstärker 312 der Regelabweichung eine Gleichspannung von 0,3 Volt angelegt. Sobald die
Spannung an dem Pin DIM 3,0 Volt überschreitet, werden an den Verstärker 312 der
Regelabweichung 3,0 Volt angelegt. Die an den Pin DIM angelegte Spannung sollte sich
zwischen einschließlich 0,3 Volt und einschließlich 3,0 Volt bewegen, um ein gewünschtes
Verhältnis von 10 : 1 zwischen der maximalen und der minimalen Lichtstärke der Lampe 85
zu erreichen. Der Eingang zu Vervielfacher 306 wird durch Stromklemme 339 begrenzt,
um eine richtige Skalierung des Stroms in Vervielfacher 306 vorzusehen.
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Die Frequenz von CCO 318 regelt in Reaktion auf den Ausgang von
Komparator 348 die Schaltfrequenz von Halbbrückenwechselrichter 60. Während des
Vorheizens und des Zünddurchlaufs führt Komparator 348 CCO 318 den Strom IMOD zu.
Komparator 348 gibt an CCO 318 den Strom IDIF während des stabilen Betriebs ab. CCO 318
begrenzt in Reaktion auf den Strom IMIN bei Abgabe desselben durch Komparator 348 die
Minimalschaltfrequenz. Die Minimalschaltfrequenz basiert ebenfalls auf Kondensator 159
und Widerstand 156, welche an Pins CF und RREF jeweils extern mit IC 109 verbunden
sind. Wechselrichter 60 erreicht einen Betrieb mit geschlossener Rückkopplungsschleife,
wenn die Spannung an Pin CRECT der Spannung an Pin DIM entspricht. Verstärker 312
der Regelabweichung stellt den von Komparator 348 abgegebenen Strom IDIF so ein, dass
die Spannung an Pin CRECT in etwa der Spannung an Pin DIM entsprechend
aufrechterhalten wird.
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Bei Ermitteln, ob Wechselrichter 60 sich in dem kapazitiven Betriebsmodus
oder nahe an diesem befindet, überwacht eine Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung
den Strom des Resonanzinduktors, wie durch das Signal an dem Pin RIND dargestellt.
Wechselrichter 60 befindet sich in dem kapazitiven Betriebsmodus, wenn der durch
Induktor 75 fließende Strom gegen die Spannung an Schalter 112 voreilt. In dem
kapazitivnahen Betriebsmodus eilt der durch Induktor 75 fließende Strom noch nicht gegen die
Spannung an Schalter 112 vor, ist jedoch kurz davor. So liegt zum Beispiel bei einer auf
Induktor 75 und Kondensator 80 basierenden Resonanzfrequenz von etwa 50 kHz ein
kapazitivnaher Betriebsmodus vor, wenn der durch Induktor 75 fließende Strom gegen die
Spannung an Schalter 112 nacheilt, jedoch innerhalb etwa 1 Mikrosekunde diese erreicht
hat.
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Schaltung 364 erkennt ebenfalls, ob eine Leitung in Flussrichtung oder eine
Body-Diodenleitung (von dem Substrat zu dem Drain) von Schalter 100 oder 112
stattfindet. Ein von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 erzeugtes Signal
IZEROb, das heißt, ein an dem Ausgang Q eines Flipflops 370 erzeugtes Signal IZEROb
10 weist einen hohen Logikpegel auf, wenn Schalter 100 oder 112 in Flussrichtung leitet,
während es einen niedrigen Logikpegel aufweist, wenn die Body-Diode von Schalter 100 oder
112 leitet. Signal IZEROb wird einem Pin IZEROb von CCO 318 zugeführt. Weist Signal
IZEROb einen niedrigen Logikpegel auf, befindet sich die Wellenform an dem CF-Pin 379
im Wesentlichen auf einem konstanten Niveau. Weist Signal IZEROb einen hohen
Logikpegel auf und Schalter 100 ist leitend, steigt die Spannung an dem Pin CF an. Sobald
Signal IZEROb einen hohen Logikpegel aufweist und der Schalter 112 leitend ist, fällt die
Spannung an dem Pin CF ab.
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Ein Signal cm, das von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung
364 erzeugt wird, das heißt, ein von einem ODER-Gatter 373 erzeugtes Signal cm, weist
einen hohen Logikpegel auf, wenn sich die Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 in dem
kapazitivnahen Betriebsmodus befindet Ein Schaltkondensatorintegrator 327 bewirkt auf
Grund des Signals cm, welches einen hohen Logikpegel aufweist, eine Zunahme der
abgegebenen Leistung von Stromquelle 329 (d. h. Strom IMOD). Die Zunahme der Stärke des
Stroms IMOD bewirkt, dass Komparator 348 VCO 318 den Strom IMOD zuführt,
wodurch eine Erhöhung der Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 stattfindet. Der
kapazitivnahe Betriebsmodus wird von der Resonanzinduktor-Stromerfassungsschaltung 364 durch
Überwachen des Vorzeichens (+ oder -) der Spannungskurvenform an dem Pin RIND
während der Vorderflanke (ansteigenden Flanke) jedes an Pin G1 und G2 von IC 109 erzeugten
Gateansteuerungsimpulses nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der Spannungskurvenform an
dem Pin RIND während der Vorderflanke von Gateimpuls G1 + (positiv) oder von
Gateimpuls G2 - (negativ), befindet sich Wechselrichter 60 in einem kapazitivnahen
Betriebsmodus.
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Ein NAND-Gatter 376 gibt ein Signal CMPANIC ab, welches einen hohen
Logikpegel aufweist, wenn Wechselrichter 60 in dem kapazitiven Modus arbeitet. Sobald
der kapazitive Modus nachgewiesen wird, steigt der Pegel des Stroms IMOD in Reaktion
auf die abgegebene Leistung von Schaltkondensatorintegrator 327 rapide an. VCO 318
steuert, basierend auf dem Signal IMOD, Widerstand 156 und Kondensator 159, einen
relativ rapiden Anstieg auf die maximale Schaltfrequenz von Wechselrichter 60. Der
kapazitive Modus wird durch Überwachen des Vorzeichens (+ -) der Spannungskurvenform an
dem Pin RIND während der Rückflanke (abfallenden Flanke) jedes an Pin G1 und G2 von
IC 109 erzeugten Gateansteuerungsimpulses nachgewiesen. Ist das Vorzeichen der
Spannungskurvenform an dem Pin RIND während der Rückflanke von Gateimpuls G1 -
(negativ) oder von Gateimpuls G2 + (positiv), arbeitet Wechselrichter 60 in einem kapazitiven
Betriebsmodus.
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Ein Schaltkreis 379 stellt in Reaktion auf den Wert von Kondensator 165
(zwischen Pin CP und Erde geschaltet) die Zeitpunkte ein, um die Glühfäden von Lampe 85
vorzuheizen und Wechselrichter 60 in einen Standbymodus zu versetzen. Während des
Vorheizzyklus werden an dem Pin CP zwei Impulse (der Dauer einer Sekunde) erzeugt. Die
Schaltfrequenz von Wechselrichter 60 beträgt während des Vorheizzyklus etwa 80 kHz.
Am Ende des Vorheizzyklus nimmt ein Signal IGNST einen hohen Logikpegel an,
wodurch ein Zündstart, das heißt, ein Zünddurchlauf in der Schaltfrequenz von etwa 80 kHz
bis etwa gerade oberhalb der Resonanzfrequenz von Induktor 75 und Kondensator 85 von
zum Beispiel etwa 60 kHz (unbelastete Resonanzfrequenz) ausgelöst wird. Dieser
Zünddurchlauf kann bei einer Geschwindigkeit von zum Beispiel 10 kHz/Millisekunden
stattfinden.
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IC 109 regelt die Amplitude des durch Resonanzinduktor 75 fließenden
Stroms, welcher an dem Pin RIND erfasst wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin
RIND -,4 überschreitet, nimmt ein von einem Komparator 448 abgegebenes Signal PC
einen hohen Logikpegel an, wodurch die von Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene
Leistung den Pegel des Stroms IMOD einregelt. Die Folge ist eine Erhöhung der RMS-
Schaltfrequenz, wodurch die Amplitude des durch Resonanzinduktor 75 fließenden Stroms
reduziert wird. Sobald die Spannungsstärke an dem Pin RIND unter -,4 fällt, nimmt ein
Signal PC einen niedrigen Logikpegel an, der bewirkt, dass die von
Schaltkondensatorintegrator 327 abgegebene Leistung den Pegel des Signals IMOD so einregelt, dass die
Schaltfrequenz abnimmt. Daraus ergibt sich eine Zunahme des durch Resonanzinduktor 75 fließenden
Stroms. Es wird ein gut geregelter Stromfluss durch Resonanzinduktor 75 erreicht,
welcher während des Vorheizens eine im Wesentlichen konstante Spannung an jedem
Glühfaden von Lampe 85 ermöglicht. Alternativ kann bei Vorheizen ein im Wesentlichen
konstanter Stromfluss durch die Glühfäden erreicht werden, indem ein Kondensator (nicht
dargestellt) in Reihe mit jedem Glühfaden vorgesehen wird.
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Schaltkreis 379 weist ebenfalls einen Zündtimer auf, welcher nach Ablauf
des Vorheizzyklus einsetzt. Sobald dieser aktiviert ist, wird an dem Pin CP ein Impuls
erzeugt. Wird nach diesem Impuls entweder ein kapazitiver Modus des
Wechselrichterbetriebs oder ein Überspannungszustand an Lampe 85 festgestellt, wird IC 109 in einen
Standbymodus versetzt. Im Standbymodus stoppt VCO 318 die Oszillation, wobei Schalter
112 und 100 jeweils in einem leitenden und nicht leitenden Zustand gehalten werden. Zum
Verlassen des Standbymodus muss die Versorgungsspannung für IC 109 (d. h. die Pin VDD
zugeführte) mindestens auf einen Abschaltschwellwert oder einen Wert unter diesem (z. B.
Volt) reduziert und dann mindestens auf einen Einschaltschwellwert (z. B. 12 Volt)
erhöht werden.
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Der Vorheiztimer weist eine Schmitt-Triggerschaltung 400 (d. h. einen
Komparator mit Hysterese) auf, welche die Auslösepunkte der CP-Wellenform einstellt.
Diese Auslösepunkte stellen die an den Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 400
angelegten Spannungen zum Ein- und Ausschalten derselben dar. Ein Schalter 403 erzeugt im
leitenden Zustand einen Weg zum Entladen von Kondensator 165. Schalter 403 wird bei
jedem von der Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugten Impuls für die Dauer desselben in
einen leitenden Zustand versetzt. Kondensator 165 wird entladen, sobald die Spannung an
dem Pin CP den oberen Auslösepunkt, wie durch die Schmitt-Triggerschaltung 400 erzeugt,
überschreitet. Der Entladungsweg sieht den Pin CP, Schalter 403 und Erde vor.
Kondensator 165 wird durch eine Stromquelle 388 geladen. Bei Feststellen eines kapazitiven
Betriebsmodus, wie durch die Erzeugung eines Signals CMPANIC an einem NAND-Gatter
376 widergespiegelt, wird ein Schalter 392 eingeschaltet. Kondensator 165 wird nun
ebenfalls durch eine Stromquelle 391 geladen. Der Kondensator 165 aufladende Strom ist 10
mal höher, wenn der kapazitive Betriebsmodus nachgewiesen wird. Die Spannung an dem
Pin CP erreicht den oberen Auslösepunkt der Schmitt-Triggerschaltung 400 in 1/10 der
Zeit, welche es kostet, wenn kein kapazitiver Modus festgestellt wird. Der Impuls an dem
Pin CP ist daher bei Nachweisen des kapazitiven Betriebsmodus 10 mal kürzer als bei
Nichtfeststellen desselben. Infolgedessen wird IC 109 in relativ kurzer Zeit in den Standbymodus
versetzt, sobald eine Zunahme der Schaltfrequenz den Zustand des kapazitiven
Betriebsmodus nicht ausschaltet.
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Der Vorheiztimer weist ebenfalls einen D-Flipflop auf, welcher den Zähler
397 bildet. An dem Ausgang eines NAND-Gatters 406 wird ein Signal COUNT 8b erzeugt,
welches am Ende der Zündperiode einen niedrigen Logikpegel annimmt. Ein Gatter 412
gibt einen hohen Logikpegel ab, sobald ein, einen minimalen Schwellwert vorsehender
Überspannungszustand (d. h., wie durch das Signal OVCLK dargestellt) an Lampe 85 oder
ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs (d. h., wie durch Signal CMPANIC
dargestellt) nachgewiesen wurde. Sobald der Ausgang eines Gatters 415 einen hohen
Logikpegel annimmt, wird Schalter 403 eingeschaltet, was in der Entladung von Kondensator 165
resultiert.
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Wie oben erörtert, wird der von dem Pin VL kommende Eingangsstrom im
Anschluss an den Vorheizzyklus zum Zwecke der Leistungs- und Dimmungsregelung über
Stromquelle 336 dem Vervielfacher 306 zugeführt. Der von dem Pin VL kommende
Eingangsstrom speist über eine Stromquelle 417, eine Stromquelle 418 und eine Stromquelle
419 ebenfalls jeweils die nicht invertierenden Eingänge eines Komparators 421, 424 und
427.
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Komparator 421 aktiviert in Reaktion auf den Nachweis, dass die
Lampenspannung eine minimale Überspannungsschwelle überschritten hat, den Zündtimer. Sobald
nach Ablauf des Zündtimers der, einen minimalen Schwellwert vorsehende
Überspannungszustand vorliegt, wird IC 109 in den Standbymodus versetzt. Ein D-Flipflop 430
steuert den Ausgang von Komparator 421 an der abfallenden Flanke des an Pin G2
erzeugten Gateimpulses mit einem Takt. Die Logikschaltung aus einem D-Flipflop 433, einem
UND-Gatter 436 und einem NOR-Gatter 439 bewirkt, dass ein Schalter (ein n-Kanal-
MOSFET) 440 geöffnet und dadurch das Signal ICRECT blockiert wird, sobald die
minimale Überspannungsschwelle während des ersten Zünddurchlaufs überschritten wird. Der
Eingang D von Flipflop 433 ist mit einem inneren Knotenpunkt 385 verbunden. Eingang D
von Flipflop 433 nimmt am Ende des Vorheizzyklus einen hohen Logikpegel an, sobald ein
minimaler Überspannungszustand festgestellt wird. Der Ausgang von Flipflop 433 nimmt
in Reaktion auf den hohen Logikpegel an dessen Eingang D einen niedrigen Logikpegel an,
wodurch bewirkt wird, dass der Ausgang von Gatter 439 auf einen niedrigen Logikpegel
schaltet. Schalter 440 wird geöffnet, wodurch verhindert wird, dass das Signal ICRECT den
Pin CRECT erreicht. Wird verhindert, dass das Signal ICRECT den Pin CRECT erreicht,
wird Kondensator 192 über Widerstand 195 entladen. Eine vollständige Entladung erfolgt,
wenn das externe Offset 198 nicht verwendet wird. Eine Teilentladung findet statt, wenn
Offset 198 wie in Fig. 2 dargestellt eingesetzt wird. In beiden Fällen reduziert eine
Entladung von Kondensator 192 die Spannung an dem Pin CRECT, um sicherzustellen; dass
die Rückkopplungsschleife nicht geschlossen wird. Während des Vorheizzyklus weist das
Signal IGNST an dem inneren Knotenpunkt 385 einen niedrigen Logikpegel auf. NOR-
Gatter 439 schaltet daher Schalter 440 während des Vorheizzyklus aus. Dem Verstärker
312 der Regelabweichung wird kein Signal ICRECT zugeführt bzw. es fließt kein Signal
ICRECT aus dem Pin CRECT, um Kondensator 192 zu laden.
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Sobald der Zünddurchlauf beginnt, was unmittelbar nach Beendigung des
Vorheizzyklus der Fall ist, weist das Signal IGNST einen hohen Logikpegel auf. Schalter
440 wird nun eingeschaltet und bleibt während des Zünddurchlaufs eingeschaltet, falls
nicht eine minimale Überspannungsschwelle (z. B. etwa die Hälfte der Maximalspannung,
welche bei Zündung an Lampe 85 angelegt wird) von Komparator 421 nachgewiesen wird.
Während des Zünddurchlaufs nimmt die Schaltfrequenz ab, was in einer Zunahme der
Spannung an Lampe 85 und des erfassten Lampenstroms resultiert. Die Stärke des Signals
ICRECT nimmt zu, wodurch Kondensator 192 geladen wird, was zu einem Anstieg der
Spannung an dem Pin CRECT führt. Bei geringen Dimmungsstärken könnte die Spannung
an dem Pin CRECT der Spannung an dem Pin DIM entsprechen. Ohne weitere Intervention
schließt der Verstärker 312 der Regelabweichung, welcher keine Differenz zwischen diesen
beiden Spannungen feststellt, vor erfolgreicher Zündung von Lampe 85 vorzeitig die
Rückkopplungsschleife.
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Um das vorzeitige Schließen der Rückkopplungsschleife zu vermeiden,
schaltet Gatter 439 den Schalter 440 während des Zünddurchlaufs aus und hält diesen in
diesem Zustand, solange ein, einen minimalen Schwellwert vorsehender
Überspannungszustand, wie von Komparator 421 nachgewiesen, vorliegt. Durch Sperren des Signals
ICRECT, damit dieses den Pin CRECT nicht erreicht, fällt die Spannung an dem Pin
CRECT ab, wodurch verhindert wird, dass diese der Spannung an Pin DIM entspricht,
selbst wenn Letztere auf ein tiefes Dimmungsniveau eingestellt ist. Infolgedessen kann die
Rückkopplungsschleife während des Zünddurchlaufs nicht geschlossen werden und kann
dadurch nicht verhindern, dass eine erfolgreiche Zündung stattfindet. Vorzugsweise wird
Schalter 440 während des Zünddurchlaufs, welcher einsetzt, wenn die Lampenspannung die
minimale Überspannungsschwelle erreicht und sich fortsetzt, bis Lampe 85 zündet, lediglich
einmal ausgeschaltet. Bei ausgeschaltetem Schalter 440 kann Kondensator 192 über
Widerstand 195 in ausreichendem Maße entladen werden, um sicherzustellen, dass die
Rückkopplungsschleife während des Zünddurchlaufs nicht vorzeitig geschlossen wird.
Bei Steuerschemen eines konventionellen Vorschaltgeräts wird der Lampe,
um eine erfolgreiche Zündung derselben vorzusehen, über einen unerwünscht langen
Zeitraum (z. B. bis zu mehreren Sekunden) ein relativ hohes Leistungsniveau zugeführt. Beim
Versuch, eine Lampe auf einem verhältnismäßig niedrigen Helligkeitsniveau zu zünden,
kann der unerwünscht lange Zeitraum, über welchen das relativ hohe Leistungsniveau der
Lampe zugeführt wird, in einem, als Zündblitz bezeichneten Zustand resultieren. Unter
diesen Umständen tritt ein kurzzeitiger Lichtblitz, möglicherweise weitaus heller als
erwünscht, auf.
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Bei dem Wechselrichter von Fig. 2 wurde ein Zündblitz im Wesentlichen
ausgeschaltet, das heißt, er wurde so minimiert, dass er nicht wahrgenommen wird. Das
wesentliche Eliminieren des Zündblitzes wurde erreicht, indem der unerwünscht lange
Zeitraum, über welchen der Lampe 85 das relativ hohe Leistungsniveau zugeführt wird,
verhindert wurde. Präziser gesagt, der Lampe 85 wird über einen Zeitraum von etwa einer
Millisekunde oder weniger ein relativ hohes Leistungsniveau zugeführt, bevor dieses im
Anschuss an die Lampenzündung in seiner Stärke reduziert wird. Diese sofortige Reduzierung
der Lampenleistung wird durch Überwachen der Überspannungszustände und insbesondere
bei Abfallen der Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle (wie von
Komparator 421 bestimmt), bevor Schalter 440 erneut geschlossen werden kann, erreicht.
Dieser Abfall der Lampenleistung unter die minimale Überspannungsschwelle tritt
unverzüglich bei erfolgreicher Zündung von Lampe 85 ein. Mit anderen Worten, bei hohen
Dimmungsniveaus, bei welchen ein Zündblitz auftreten kann, wird Letzterer verhindert,
indem zuerst erkannt wird, wenn die Lampenspannung erreicht worden ist und/oder die
minimale Überspannungsschwelle überschritten hat, und danach erkannt wird, wenn die
Lampenspannung unter die minimale Überspannungsschwelle abgefallen ist.
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Der Ausgang von Komparator 424 nimmt einen hohen Logikpegel an,
sobald die Lampenspannung die maximale Überspannungsschwelle (d. h. zweimal die
minimale Überspannungsschwelle) überschreitet. Sobald der Ausgang von Komparator 424
ohne Nachweis des kapazitivnahen Modus einen hohen Logikpegel aufweist, erhöht
Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass der Ausgang Q eines D-
Flipflops 445 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von Flipflop 445 abgegebene
Signal FI (Frequenzzunahme) einen hohen Logikpegel annimmt), die Schwingungsfrequenz
von VCO 318 und infolgedessen die Schaltfrequenz bei einer konstanten Geschwindigkeit
(z. B. bei einer Durchlaufgeschwindigkeit von 10 kHz/Millisek.). Der Zeitintervall der
Schaltperiode von Wechselrichter 60 wird daher reduziert. Sobald der Ausgang von
Komparator 424 einen hohen Logikpegel aufweist und ein kapazitivnaher Zustand nachgewiesen
wird, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass der Ausgang
eines NAND-Gatters 442 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von NAND-Gatter
442 abgegebene Signal FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel annimmt)
unverzüglich (z. B. innerhalb 10 Mikrosekunden) die Schwingungsfrequenz von VCO 318 und
folglich die Schaltfrequenz auf deren Maximalwert (z. B. 100 kHz). Die Schaltperiode von
Wechselrichter 60 wird in Reaktion darauf, dass VCO 318 nun einen maximalen
Schwingungswert aufweist, auf deren Mindestzeitintervall (z. B. 10 Mikrosekunden) reduziert.
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Der Ausgang von Komparator 427 nimmt einen hohen Logikpegel an,
sobald die Lampenspannung eine Überspannungsnotschwelle (d. h. über der maximalen
Überspannungsschwelle) überschreitet. Sobald der Ausgang von Komparator 427 einen hohen
Logikpegel aufweist, erhöht Schaltkondensatorintegrator 327 auf Grund der Tatsache, dass
der Ausgang eines NAND-Gatters 442 einen hohen Logikpegel annimmt (d. h. das von
NAND-Gatter 442 abgegebene Signal FSTEP (Frequenzstufe) einen hohen Logikpegel
annimmt) die Schaltfrequenz von VCO 318 unverzüglich auf deren Maximalwert.
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Die Gateansteuerschaltung 320 ist vom Stand der Technik her bekannt und
wird in U.S.-Patent 5 373 435 näher beschrieben. Die Beschreibung der
Gateansteuerschaltung in U. S. Patent 5 373 435 ist hier durch Hinweis darauf summarisch eingefügt
worden. Pins FVDD, G1, 51 und G2 von IC 109 entsprechen Knotenpunkten P1, P2, P3
und GL, wie in Fig. 1 von U.S.-Patent 5 373 435 dargestellt. Die hier aus Fig. 3
ersichtlichen Signale G1L und G2L entsprechen jeweils den Signalen an Anschluss INL und
zwischen einem Steuerelement und Pegelumsetzer, wenn die obere Ansteuerung in U.S.-Patent
5 373 435 eingeschaltet ist.
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Ein Versorgungsregler 592 weist einen Bandabstandsregler 595 auf, welcher
eine Ausgangsspannung von etwa 5 Volt erzeugt. Regler 595 ist über einen großen
Temperatur- und Versorgungsspannungs-(VDD)-Bereich im Wesentlichen unabhängig. Der
Ausgang einer Schmitt-Triggerschaltung (d. h. Komparator mit Hysterese) 598, bezeichnet als
Signal LSOUT (Low Supply Out), kennzeichnet den Zustand der Versorgungsspannung.
Sobald die Eingangsversorgungsspannung an dem Pin VDD eine Einschaltschwelle (z. B.
12 Volt) überschreitet, nimmt das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel an. Fällt die
Eingangsversorgungsspannung an dem Pin VDD unter eine Abschaltschwelle (z. B. 10
Volt), nimmt das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an. Während des Inbetriebsetzens
nimmt das Signal LSOUT einen hohen Logikpegel an, welcher den Ausgang einer
Verriegelung 601, bezeichnet als ein Signal STOPOSC, auf einen hohen Logikpegel einstellt.
VCO 318 stoppt in Reaktion auf die Tatsache, dass das Signal STOPOSC einen hohen
Logikpegel annimmt, die Oszillation und setzt den Pin CF mit der Ausgangsspannung von
Bandabstandsregler 595 gleich.
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Sobald die Versorgungsspannung an dem Pin VDD die Einschaltschwelle
überschreitet, nimmt das Signal LSOUT einen niedrigen Logikpegel an. Das Signal
STOPOSC nimmt nun einen niedrigen Logikpegel an. VCO 318 steuert in Reaktion auf das
Signal STOPOSC, welches einen niedrigen Logikpegel aufweist, den Wechselrichter 60,
um, wie hier beschrieben, mit einer Schaltfrequenz zu oszillieren, wobei dem Pin CF eine
im Wesentlichen trapezförmige Wellenform zugeführt wird. Sobald die Spannung an dem
Pin VDD unter die Abschaltschwelle abfällt und die Gateansteuerung an Pin G2 einen
hohen Logikpegel annimmt, stoppt VCO 318 die Oszillation. Die Schalter 100 und 112
werden jeweils in ihrem nicht leitenden und leitenden Zustand gehalten.
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Der Ausgang von Verriegelung 601 nimmt ebenfalls einen hohen
Logikpegel an, was zur Folge hat, dass VCO 318 aufhört zu oszillieren und in einen Standbymodus
versetzt wird, sobald der Ausgang eines NOR-Gatters 604 einen hohen Logikpegel
annimmt. Der Ausgang von NOR-Gatter 604, als Signal NOIGN gekennzeichnet, nimmt
einen hohen Logikpegel an, wenn nach Verstreichen der Zündperiode entweder ein
Überspannungszustand an Lampe 85 oder ein kapazitiver Modus des Wechselrichterbetriebs
nachgewiesen wird. Jeder dieser Zustände tritt auf, wenn Lampe 85 von dem Schaltkreis
entfernt wird. Der Überspannungszustand tritt auf, wenn Lampe 85 nicht gezündet werden
kann.
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Der Pin VL wird eingesetzt, um die Lampenleistung zu regeln, die Lampe
vor Überspannungszuständen zu schützen und eine Ausgangssteuerung zwecks
Differenzierens zwischen Vorheizen und normaler Regelung vorzusehen. Der Eingang in Pin VL ist
ein zu einer Lampenspannung (z. B. Spitzenspannung oder gleichgerichteten, mittleren
Spannung) proportionaler Strom. Der Strom an Pin VL ist an Vervielfacher 306 gekoppelt,
der ein Signal erzeugt, welches das Produkt von Lampenstrom und Lampenspannung
darstellt und, wie oben erörtert, zur Regelung der Lampenleistung eingesetzt wird. Der Strom
an Pin VL ist ebenfalls an die Komparatoren 421, 424 und 427 gekoppelt, um
Überspannungzustände nachzuweisen. Während des Vorheizzyklus besteht jedoch keine
Notwendigkeit, die Lampenleistung zu regeln, da in Lampe 85 noch keine vollständige
Lichtbogenentladung zu verzeichnen ist. Wechselrichter 60 arbeitet während des Vorheizzyklus auf
einer wesentlich höheren Frequenz als der Resonanzfrequenz des unbelasteten LC-
Tankkreises von Induktor 75 und Kondensator 80. Diese wesentlich höhere Frequenz
während des Vorheizzyklus resultiert in einer relativ niedrigen Spannung an Lampe 85, welche
die Komponenten in Vorschaltgerät 10 oder Lampe 85 nicht beschädigt.
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Während des Vorheizzyklus wird p-Kanal-MOSFET 331 eingeschaltet und
n-Kanal-MOSFET 332 abgeschaltet, so dass Pin VL das gleiche Spannungspotential wie
Pin VDD aufweist. Pin VL nimmt daher während des Vorheizzyklus einen hohen
Logikpegel und ansonsten (z. B. bei Zündung und bei stabilem Betrieb) einen niedrigen Logikpegel
an. Diese beiden unterschiedlichen Logikpegel an dem Pin VL lassen erkennen, ob
Wechselrichter 60 in einem Vorheizmodus oder nicht in einem solchen arbeitet.
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Der hohe Logikpegel an Pin VL während des Vorheizzyklus schaltet den
Schalter 82 des n-Kanal-MOSFETs ein. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 parallel
geschaltet. Die Hinzufügung von Kondensator 81 verringert die unbelastete
Resonanzfrequenz, was in einer, während des Vorheizens an Lampe 85 angelegten, niedrigeren
Spannung resultiert. Nach Verstreichen des Vorheizzyklus wird Schalter 82 durch den niedrigen
Logikpegel an dem Pin VL ausgeschaltet. Kondensator 81 ist nun zu Kondensator 80 nicht
mehr parallel geschaltet. Die unbelastete Resonanzfrequenz nimmt zu und kann nun
während des Zünddurchlaufs leichter erreicht werden. An Lampe 85 können ausreichend hohe
Spannungen angelegt werden, um diese zu zünden.
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Während des Vorheizzyklus ist ein Erfassen der Spannung an Lampe 85,
wie durch die Spannung an dem Pin VL dargestellt, seitens des ICs 109 nicht erforderlich.
Pin VL wird daher während der Vorheizperiode eingesetzt, um Schalter 82 leitend zu
machen. Nach dem Vorheizzyklus müssen die Überspannungszustände und Lampenleistung
überwacht werden, wofür ein Erfassen der Lampenspannung, wie durch die Spannung an
dem Pin VL widergespiegelt, erforderlich ist. Die Spannungen an dem Pin VL weisen nun
einen niedrigen Logikpegel auf und bewegen sich typischerweise in dem Bereich zwischen
etwa 0 und 800 Millivolt, wodurch Schalter 82 ausgeschaltet werden kann. Daher steuert
der Logikpegel an dem Pin VL, welcher widerspiegelt, ob IC 109 im Vorheizmodus
arbeitet oder nicht, die Anordnung des Resonanztankkreises. Pin VL kann ebenfalls zur Steuerung
der Schaltung weiterer Komponenten außerhalb des ICs 109, welche sich in und außer
Betrieb befinden, verwendet werden, um die Leistung von Wechselrichter 60 oder Lampe
85 in und nach dem Vorheizzustand zu beeinflussen.
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Wenden wir uns nun Fig. 4 zu, in der ein Diagramm der Lampenleistung
gegenüber der Dimmungsregelungseingangsspannung im Besonderen die
Nichtreproduzierbarkeit von Steuerschemen eines konventionellen Vorschaltgeräts darstellt. Mehrere
Kurven 90, 92 und 94 stellen Fluoreszenzlampen mit unterschiedlichen Inertgasen und/oder
unterschiedlichen Durchmessern dar. Bei der gleichen
Dimmungsregelungseingangsspannung sehen Kurven 90 und 92 oder Kurven 90 und 94 wesentlich unterschiedliche
Lampenleistungen vor. Die Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei
verschiedenen, durch das gleiche Vorschaltgerät gespeisten Arten Lampen kann bei der gleichen
Dimmungsregelungseingangsspannung nicht durchweg und auf zuverlässige Weise
erreicht werden. Des Weiteren kann keines dieser Steuerschemen eines konventionellen
Vorschaltgeräts auf Dunkeldimmungsstärken, das heißt, bis zu 1% bis 3% der gesamten
Lampenleistung, richtig eingestellt werden. Vielmehr kann jede dieser drei Lampen nicht unter
etwa 20% der vollen Lampenleistung gehen.
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Im Gegensatz dazu sieht die vorliegende Erfindung, wie in Fig. 5 dargestellt,
sowohl eine ausgezeichnete Reproduzierbarkeit als auch Dunkeldimmungsstärken, welche
auf einfache Weise eingestellt werden können, vor. Bei der gleichen
Dimmungsregelungseingangsspannung sehen alle drei Kurven im Wesentlichen die gleiche Lampenleistung vor.
Sämtliche drei Lampen können ebenfalls auf Dunkeldimmungsstärken, das heißt, bis etwa
1% der abgegebenen, vollen Lichtmenge der Lampe, eingestellt werden. Überdies ist jede
dieser Kurven im Wesentlichen linear, wodurch es relativ einfach ist, die Lampenleistung
auf Dunkeldimmungsstärken einzustellen.
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Wie aus Obigem zu schließen ist, ist eine Regulierung bei so geringen
Lichtstärken wie etwa 1% bis 3% der vollen Lichtleistung möglich. Eine Einstellung auf solche
Dunkeldimmungslichtstärken wird durch eine relativ lineare Beziehung zwischen dem
externen Dimmungsregelungssignal und der Lampenleistung vorgesehen. Vorschaltgerät 10
speist ebenfalls verschiedene Arten Lampen auf praktisch dem gleichen
Lichtleistungsniveau, das heißt, es sieht eine Reproduzierbarkeit gewünschter Lichtverhältnisse bei
verschiedenen Arten Lampen vor. Eine solche Regulierung und Reproduzierbarkeit werden
erreicht, indem der Wechselrichter, statt auf einem konventionellen Steuerschema basierend,
bei welchem sich dem Lampenleistungsverbrauch lediglich genähert wird, auf dem
tatsächlichen Lampenleistungsverbrauch basierend gesteuert wird.