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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft dimmbare Vorschaltsysteme.
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Allgemeiner
Stand der Technik
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In
existierenden Vorschaltgeräten
zur Bestromung von Fluoreszenzlampen mit einem einstellbaren Beleuchtungspegel
werden mehrere verschiedene Verfahren zur Dimmsteuerung verwendet.
Ein häufig
benutztes Verfahren zur Dimmsteuerung verwendet ein Phasensteuerbauelement,
wie zum Beispiel einen Triak. Mit dem Phasensteuerbauelement wird
ein Zündphasenwinkel
des Wechselstrom-(AC-)Bestromungssignals modifiziert.
Ein Dimmvorschaltgerät
dimmt seinerseits steuerbar eine Fluoreszenzlampe auf der Basis
des Zündphasenwinkels.
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Ein
anderes oft verwendetes Verfahren zur Dimmsteuerung basiert auf
einem Gleichstrom-(DC-)Eingangssignal, wie zum Beispiel einem Gleichstromeingangssignal
von 0 bis 10 Volt, das von dem Wechselstrom-Bestromungssignal verschieden
ist. Bei diesem Verfahren dimmt eine Wechselrichterschaltung steuerbar
eine Fluoreszenzlampe auf der Basis des Betrags des Gleichstromeingangssignals.
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US 5,539,281 (Shackle) beschreibt
ein elektronisches Vorschaltgerät
mit einem Konverter, der an einen Wechselrichter angekoppelt ist,
der eine Entladungslampe bestromt. Das Dimmen wird durch Steuern
der vom Konverter abgelieferten Versorgungsspannung erzielt. Die
Versorgungsspannung kann durch eine an einen Steuereingang angelegte
Spannung gesteuert werden. Über
ein RC-Filter wird
Netzspannung an den Steuereingang angelegt, um den Leistungsfaktor
zu verbessern.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnungen
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Die
Erfindung wird in den angefügten
Ansprüchen
im Einzelnen dargelegt. Andere Merkmale der Erfindung werden jedoch
durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung in Verbindung
mit den beigefügten
Zeichnungen besser ersichtlich. Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Ausführungsform
einer dimmbaren Vorschaltgerätevorrichtung
mit dualem Steuerungssignal;
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2 ein
Schaltbild einer bevorzugten Implementierung des Spannungs-zu-PWM-Konverters,
des Zündwinkel-zu-PWM-Konverters,
des Optokopplers und des Filters in der Anordnung von 1;
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3 ein
Schaltbild einer bevorzugten Implementierung des PFC/Wechelrichters
in der Anordnung von 1;
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4 ein
Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform einer dimmbaren
Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal zur Steuerung einer
Lampe;
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5 ein
Schaltbild einer bevorzugten Implementierung des Zündwinkel-zu-PWM-Konverters,
des Optokopplers und des Filters in der Anordnung von 4;
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6 beispielhafte
Signalformen für
einen Zustand der ungefähren
Vollleitung in der Implementierung von 5; und
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7 beispielhafte
Signalformen für
einen Zustand mit ungefähr
90° Leitung
in der Implementierung von 5.
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Ausführliche
Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung liefern eine dimmbare Vorschaltvorrichtung
mit dualem Steuerungssignal. Ausfüh rungsformen der dimmbaren
Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal können zwei
Dimmsteuerungssignale annehmen und bereitstellen: ein Dimmsteuerungssignal
auf Stromleitungsbasis und ein Dimmsteuerungssignal auf nicht-Stromleitungsbasis.
Vorzugsweise reagiert das auf Stromleitung basierende Dimmsteuerungssignal
auf einen Zündwinkel
eines durch einen Triak erzeugten Phasenanschnitz-AC-Bestromungssignals.
Vorzugsweise reagiert das Dimmsteuerungssignal auf nicht-Stromleitungsbasis
auf ein DC-Steuersignal. Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung liefern vorteilhafterweise ein Vorschaltgerät, das mit
mehreren Dimmsteuerverfahren kompatibel ist und das für Mehrfach-Lampenanwendungen
benutzt werden kann.
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In
der vorliegenden Patentanmeldung umschließt der Begriff „Lampe" Entladungslampen
allgemein. Dazu gehören
nicht nur Fluoreszenzlampen sondern auch andere Arten von Entladungslampen,
wie zum Beispiel auch Hochintensitätsentladungs-(HID-)lampen.
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1 ist
ein Blockschaltbild einer Ausführungsform
einer dimmbaren Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal
zur Steuerung einer Lampe 20. Die Vorrichtung empfängt Netzstromversorgung
aus Wechselstromleitungen 22 und 24. Die Wechselstromleitungen 22 und 24 können auch
entweder als „HOT" bzw. „NEUTRAL" oder als „SUPPLY" bzw. „COMMON" bezeichnet werden.
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An
die Wechselstromleitung 22 kann ein Phasenanschnitts-Triak 26 angekoppelt
werden, um eine Steuerung des Stromleitungstyps zum Dimmen der Lampe 20 bereitzustellen.
Der Phasenanschnitts-Triak 26 variiert
einen Zündwinkel
eines Phasenanschnitts-Bestromungssignals,
um darin ein Dimmsteuersignal zu codieren. Die dimmbare Vorschaltvorrichtung
mit dualem Steuerungssignal kann die Lampe 20 auf der Basis
des Zündwinkels
dimmen.
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Ein
nicht-Stromleitungs-Dimmsteuersignal ist über Eingänge 30 und 32 empfangbar.
Vorzugsweise umfaßt
das nicht-Stromleitungs-Dimmsteuersignal
eine an die Eingänge 30 und 32 angelegte Gleichspannung.
Die Gleichspannung ist in einem Bereich von zum Beispiel 0 VDC bis
10 VDC variierbar. Vorzugsweise besitzt die Gleichspannung eine
Amplitude, die kleiner als die des Wechselstrombestromungssignals
ist. Die dimmbare Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal
kann ferner die Lampe 20 auf der Basis der Gleichspannung
dimmen.
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An
einen Ausgang des Triak 26, die Wechselstromleitung 24 und
eine Erd-Masseleitung 36 ist ein Filter 34 für elektromagnetische
Störungen
(EMI) angekoppelt. Das EMI-Filter 34 führt einem daran angekoppelten
Gleichrichter 38 ein Wechselstromsignal zu. Der Gleichrichter 38 richtet
das Wechselstromsignal zum Anlegen an eine daran angekoppelte Leistungsfaktorkorrektur-(PFC-)
bzw. Wechselrichterschaltung 40 gleich. Die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 40 dient
zur Steuerung und Bestromung der Lampe 20 auf der Basis von
aus dem Gleichrichter 38 erhaltenem Strom und eines aus
einem Dimmpegeleingang 42 empfangenen Dimmpegel-Befehlssignals.
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An
den Ausgang des Gleichrichters 38 ist eine Zündwinkel-zu-PWM-(Impulsbreitenmodulation)Umsetzer 44 angekoppelt.
Der Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 44 erzeugt
ein gepulstes Signal, dessen Impulsbreite auf der Basis des Zündwinkels
des Ausgangssignals des Gleichrichters 38 moduliert wird.
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Ein
Filter 46, wie etwa ein Tiefpaßfilter, reagiert auf den Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 44.
Das Filter 46 produziert ein Signal mit einem Gleichspannungspegel,
der mit der Impulsbreite aus dem Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 44 zusammenhängt. Das
Signal aus dem Filter 46 wird zur Bereitstellung eines
Dimmpegel-Befehlssignals
an den Dimmpegeleingang 42 angelegt. Die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 40 dimmt
die Lampe 20 auf der Basis des Dimmpegel-Befehlssignals
an dem Dimmpegeleingang 42. Deshalb arbeiten der Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 44,
das Filter 46 und die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 40 zusammen,
um die Lampe 20 auf der Basis des durch den Phasenanschnitts-Triak 26 produzierten
Zündwinkels zu
dimmen.
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Ein
Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 reagiert auf die Eingangssignale 30 und 32.
Der Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 erzeugt ein gepulstes
Signal, dessen Impulsbreite auf der Basis der Spannung zwischen
den Eingängen 30 und 32 moduliert
wird.
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Ein
Optokoppler 52 koppelt den Spannungs-zu-PWM-Konvert 50 an
das Filter 46 an. Der Optokoppler 52 isoliert
den Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 und
die Eingänge 30 und 32 aus
dem Zündwinkel-zu-PWM-Filter 44 optisch.
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Das
Filter 46 produziert ein Signal mit einem Gleichspannungspegel,
der mit der Impulsbreite aus dem Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 zusammen
hängt.
Das Signal aus dem Filter 46 wird zur Bereitstellung eines
Dimmpegel-Befehlssignals an den Dimmpegeleingang 42 angelegt.
Die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 40 dimmt die Lampe 20 auf
der Basis des Dimmpegel-Befehlssignals.
Deshalb arbeiten der Spannungs-zu-PWM-Konverter 50, der
Optokoppler 52, das Filter 46 und die PFC- bzw.
Wechselrichterschaltung 40 zusammen, um die Lampe 20 auf
der Basis der Spannung zwischen den Eingängen 30 und 32 zu
dimmen.
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2 ist
ein Schaltbild einer Implementierung der dimmbaren Vorschaltvorrichtung
mit dualem Steuerungssignal von 1. Der Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 44 umfaßt eine
Mikrosteuerung 60. Die Mikrosteuerung 60 besitzt
einen Eingang 62, der über
einen Widerstand 64 an den Gleichrichter 38 von 1 angekoppelt
ist. Zwischen den Eingang 62 und Vorschaltmasse ist eine
Zenerdiode 70 geschaltet. Die Mikrosteuerung 60 ist
dafür programmiert,
einen an dem Eingang 62 empfangenen Zündwinkel in ein impulsbreitenmoduliertes
Signal umzusetzen, das an einem Ausgang 72 bereitgestellt
wird.
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Die
Schaltung 45 nimmt das Ausgangssignal 72 des Zündwinkel-zu-PWM-Konverters 44 an.
Die Schaltung 45 umfaßt
einen Transistor 74, einen Widerstand 75, eine
Zenerdiode 76 und einen Widerstand 80. Das Ausgangssignal 72 des
Zündwinkel-zu-PWM-Konverters 44 wird
mittels des Widerstands 75 an eine Basis des Transistors 74 angekoppelt.
Der Transistor 74 besitzt einen an Vorschaltmasse angekoppelten
Emitter, und einen Kollektor, der durch eine Reihenschaltung aus
der Zenerdiode 76 und dem Widerstand 80 an eine Versorgungsleitung
VCC angekoppelt ist. Der Kollektor des Transistors 74 ist
an einen Eingang des Filters 46 angekoppelt.
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Der
Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 umfaßt einen zwischen den Eingang 30 und
den Eingang 32 geschalteten Kondensator 82. Eine
Diode 84 besitzt eine an den Eingang 30 angekoppelte
Kathode und eine an eine Basis eines Transistors 86 angekoppelte
Anode. Der Transistor 86 besitzt einen an die Versorgungsleitung
VCC angekoppelten Kollektor und eine Basis, die durch eine Reihenschaltung
aus den Widerständen 90 und 92 an
die Versorgungsleitung VCC angekoppelt ist. Zwischen Steuermasse
und den Verbindungsknoten der Widerstände 90 und 92 ist
eine Zenerdiode 94 geschaltet; im vorliegenden Gebrauch
soll „Steuermasse" als von „Vorschaltmasse" verschieden und
getrennt aufgefaßt
werden, da die beiden Massen tatsächlich auf sehr verschiedenen
Potentialen in bezug auf Erdmasse liegen. Ein Transistor 96 besitzt
ein an den Verbindungspunkt der Widerstände 90 und 92 angekoppeltes
Gate, einen an den Eingang 32 angekoppelten Drain-Anschluß und einen
an Steuermasse angekoppelten Source-Anschluß. Der Transistor 86 besitzt
einen Emitter, der durch eine Reihenschaltung aus den Widerständen 100 und 102 an
Steuermasse angekoppelt ist.
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Der
Verbindungspunkt der Widerstände 100 und 102 ist
an einen Eingang 104 für
Todzeitsteuerung (DTC) einer PWM-Steuerschaltung 106,
die zum Beispiel die Teilenummer TL494 aufweist, angekoppelt. Die oben
erwähnten
Komponenten in dem Spannungs-zu-PWM-Konverter 50 wirken
zum Teilen der Spannung zwischen den Eingängen 30 und 32 auf
der Basis der Werte der Widerstände 100 und 102 zum
Anlegen an den DTC-Eingang 104. Ferner wirken die oben
erwähnten
Komponenten zum Begrenzen der Maximal- und Minimalspannungen, die
an den DTC-Eingang 104 angelegt werden.
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Die
PWM-Steuerschaltung 106 besitzt einen on-chip-Oszillator,
der durch einen Timing-Widerstand 110 und einen Timing-Kondensator 112 gesteuert
wird. Außerdem
besitzt die PWM-Steuerschaltung 106 einen ersten
on-chip-Fehlerverstärker
und einen zweiten Fehlerverstärker.
Ein nichtinvertierender Eingang 113 des ersten Fehlerverstärkers und
ein nichtinvertierender Eingang 114 des zweiten Fehlerverstärkers sind
jeweils an Masse angekoppelt. Ein invertierender Eingang 115 des
ersten Fehlerverstärkers
und ein invertierender Eingang 116 des zweiten Fehlerverstärkers sind
an einen Referenzanschluß 117 eines
on-chip-Referenzreglers
angekoppelt.
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Die
PWM-Steuerschaltung 106 besitzt einen on-chip-Ausgangstransistor,
der durch einen Kollektoranschluß 118 und einen Emitteranschluß 119 zugänglich ist.
Der Kollektoranschluß 118 ist
an die Versorgungsleitung VCC angekoppelt. Der Emitteranschluß 119 ist
mittels eines Widerstands 120 an einen Eingang des Optokopplers 52 angekoppelt.
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Bei
der obigen Konfiguration erzeugt die PWM-Steuerschaltung 106 an
dem Emitteranschluß 119 ein gepulstes
Signal mit einer Impulsbreite, die abhängig von der Spannung an dem
DCC-Eingang 104 moduliert wird.
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Der
Optokoppler 52 besitzt einen an Vorschaltmasse angekoppelten
Emitterausgang und einen Kollektorausgang, der mittels der Reihenschaltung
aus der Zenerdiode 76 und dem Widerstand 90 an
die Versorgungsspannung VCC angekoppelt ist. Sowohl der Kollek torausgang
des Optokopplers 52 als auch der Kollektor des Transistors 74 sind
an einen Eingang des Filters 46 angekoppelt.
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Das
Filter 46 umfaßt
einen Widerstand 140 und einen Kondensator 142,
wodurch ein Tiefpaßfilter
gebildet wird. Das Filter 46 gibt ein Signal aus, das einen
Gleichstrompegel aufweist, der auf der Impulsbreite entweder des
durch den Zündwinkel-zu-PWM-Konverters 44 erzeugten
Signals oder des durch den Spannungs-Zünd-PWM-Konverters 50 erzeugten
Signals basiert.
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Tabelle
1 zeigt bevorzugte Teilenummern und Komponentenwerte. Es ist jedoch
zu beachten, daß alternative
Ausführungsformen
mit abweichenden Teilenummern und/oder abweichenden Komponentenwerten auch
in den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung fallen.
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Wie
in 3 beschrieben, kann die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 40 als
ein Aufwärtswandler 500 kombiniert
mit einem Halbbrücken-Wechselrichter 600 und
einer Reihenresonanz-Ausgangsschaltung 700 implementiert
werden.
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Der
Aufwärtswandler 500 umfaßt eine
Induktivität 510,
einen Transistor 520, eine Aufwärtssteuerschaltung 530,
einen Gleichrichter 540 und einen Energiespeicherkondensator 550.
Der Aufwärtswandler 500 nimmt
die vollbrücken-gleichgerichtete
(aber im wesentlichen ungefilterte) Spannung an dem Ausgang des Gleichrichters 38 (1)
an und liefert eine gefilterte Ausgangsspannung an dem Kondensator 550,
bei der es sich im wesentlichen um DC handelt. Die DC-Spannung an
dem Kondensator 550 besitzt einen Wert, der größer als
die Spitze der vollbrücken-gleichgerichteten
Spannung an dem Ausgang des Gleichrichters 38 ist. Zusätzlich liefert
der Aufwärtswandler 500 bei
ordnungsgemäßer Auslegung
und Steuerung einen hohen Grad an Leistungsfaktorkorrektur, so daß der dem
Wechselstromnetz entnommene Strom im wesentlichen mit der Netzwechselspannung
phasengleich ist. Außerdem
stellt der Aufwärtswandler 500 sicher,
daß der
dem Wechselstromnetz entnommene Strom im wesentlichen dieselbe Signalform
wie die Netzwechselspannung aufweist.
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Der
Wechselrichter 600 umfaßt einen ersten Transistor 610,
einen zweiten Transistor 620, eine Treiberschaltung 640 und
eine Komparatorschaltung 660. Die Treiberschaltung 640 schaltet
die Transistoren 610, 620 im wesentlichen auf
komplementäre
Weise ein und aus, so daß,
wenn der Transistor 610 eingeschaltet ist, der Transistor 620 ausgeschaltet
ist und umgekehrt. Die Fre quenz, mit der die Treiberschaltung 640 die Transistoren 610, 620 kommutiert,
kann als Reaktion auf externe Dimmeingangssignale variiert werden,
wodurch ein einstellbarer Beleuchtungspegel für die Lampe bereitgestellt
wird.
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Der
Resonanzausgangskreis 700 umfaßt einen Transformator, einen
ersten Kondensator 720, einen zweiten Kondensator 730 und
eine Lampenstrommeßschaltung 740.
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Der
Resonanzausgangskreis 700 umfaßt einen Transformator, einen
ersten Kondensator 720, einen zweiten Kondensator 730 und
eine Lampenstrommeßschaltung 740.
Der Transformator besitzt eine Primärwicklung 712, die
als Induktivität
fungiert. Die Primärwicklung 712 und
der erste Kondensator 720 fungieren zusammen als Reihenresonanzkreis,
der die beiden folgenden Funktionen bereitstellt: (i) Liefern einer
Hochspannung zum Zünden
der Lampe; und (ii) Begrenzen des der Lampe nach dem Zünden der
Lampe zugeführten
Stroms. Die Sekundärwicklungen 714, 716 führen Strom
zum Heizen der Kathoden der Lampen zu. Der zweite Kondensator 730 dient
als Gleichstrom-Sperrkondensator, der sicherstellt, daß der der
Lampe zugeführte
Strom im wesentlichen Wechselstrom ist (d.h. wenig oder keine DC-Komponente
aufweist). Die Lampenstrommeßschaltung 740 umfaßt die Dioden 742, 744 und
einen Widerstand 746. Die sich an dem Widerstand 746 entwickelnde
Spannung ist proportional zu dem Wert des Lampenstroms. Die Dioden 742, 744 dienen
zum „Lenken" der Positiv-Halbzyklen des Lampenstroms
durch den Widerstand 746, während es den negativen Halbzyklen
des Lampenstroms erlaubt wird, den Widerstand 746 zu umgehen.
Da nur die positiven Halbzyklen des Lampenstroms durch den Widerstand 746 fließen müssen, um
eine Überwachung
des Lampenstroms zu ermöglichen,
verhindert die Lenkfunktion der Dioden 742, 744 somit
unnötige
zusätzliche
Verlustleistung in dem Widerstand 746.
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Die
Treiberschaltung 640 umfaßt eine integrierte Treiberschaltung
(IC) 642 mit einem Frequenzsteuereingang 644.
Das Treiber- IC 642 kann
zum Beispiel unter Verwendung der Industrie-Teilenummer IR2155 realisiert werden.
Das Treiber-IC 642 ermöglicht
ein komplementäres
Umschalten der Wechselrichtertransistoren mit einer Frequenz, die
durch den zwischen dem Eingang 644 und Vorschaltmasse vorliegenden
effektiven Widerstand bestimmt wird. Der zwischen dem Eingang 644 und
Vorschaltmasse vorliegende effektive Widerstand hängt von
den Werten der Widerstände 646, 648 und
dem an dem Ausgang 668 der Komparatorschaltung 660 bereitgestellten
Signal ab.
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Die
Komparatorschaltung 660 umfaßt ein Operationsverstärker-IC 662 mit
Eingängen 664, 666 und einem
Ausgang 668. Das Operationsverstärker-IC 662 kann zum
Beispiel durch die Industrieteilenummer LM2904 realisiert werden.
In 3 entsprechen die Anschlüsse 1, 2 und 3 des IC 662 den
Eingängen
und dem Ausgang eines Operationsverstärkers (op-amp), der sich im
Inneren des IC befindet; genauer gesagt ist pin 1 intern mit dem
Ausgang des op-amp, pin 2 mit dem invertierenden Eingang (–) des op-amp
und pin 3 mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des op-amp verbunden.
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Die
Komparatorschaltung 660 vergleicht zwei Signale: (i) das
Lampenstrom-Rückkopplungssignal
aus der Lampenstrommeßschaltung 740;
und (ii) das an dem Ausgang 42 des Filters 46 (in 1)
bereitgestellte Dimmpegel-Befehlssignal. Die Komparatorschaltung 660 liefert
als Reaktion auf eine etwaige Differenz zwischen den beiden Größen ein
entsprechendes Ausgangssignal am Anschluß 1. Das Ausgangssignal am
Anschluß 1
steuert seinerseits den effektiven Widerstand, der zwischen dem
Eingang 644 des Wechselrichtertreiber-IC 642 und
Vorschaltmasse vorliegt, wodurch wiederum die Frequenz bestimmt
wird, mit der das Treiber-IC 642 die Wechselrichtertransistoren
kommutiert.
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Die
ausführliche
Funktionsweise von der Treiberschaltung 640 und der Komparatorschaltung 660 ähnlicher
Schaltkreise wird in dem US-Patent 5,457,360, auf das hiermit ausdrücklich Bezug
genommen wird, ausführlicher
erläutert.
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4 ist
ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform einer dimmbaren
Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal zur Steuerung einer
Lampe 220. Die Vorrichtung empfängt Netzstrom aus den Wechselstromleitungen 222 und 224.
Die Wechselstromleitungen 222 und 224 können entweder
als „HOT" bzw. „NEUTRAL" oder als „SUPPLY" bzw. „COMMON" bezeichnet werden.
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An
die Wechselstromleitung 222 kann ein Phasenanschnitts-Triak 226 angekoppelt
werden, um Steuerung des Stromleitungstyps zum Dimmen der Lampe 220 bereitzustellen.
Der Phasenanschnitts-Triak 226 variiert
einen Zündwinkel
eines Phasenanschnitts-Bestromungssignals,
um darin ein Dimmsteuersignal zu codieren. Die dimmbare Vorschaltvorrichtung
mit dualem Steuerungssignal kann die Lampe auf der Basis des Zündwinkels
dimmen.
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Über Eingänge 230 und 232 ist
ein nicht-Stromleitungs-Dimmsteuersignal
empfangbar. Das nicht-Stromleitungs-Dimmsteuersignal umfaßt vorzugsweise
eine an den Eingängen 230 und 232 angelegte Gleichspannung.
Die Gleichspannung ist in einem Bereich wie etwa 0 VDC bis 10 VDC
variierbar. Vorzugsweise besitzt die Gleichspannung eine Amplitude,
die kleiner als die des Wechselstrombestromungssignals ist. Die
dimmbare Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal kann ferner
die Lampe 220 auf der Basis der Gleichspannung dimmen.
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An
einen Ausgang des Triaks 226, eine Wechselstromleitung 224 und
eine Erdmasseleitung 236 ist ein EMI-Filter 234 angekoppelt.
Das EMI-Filter 234 führt
einem daran angekoppelten Gleichrichter 238 ein Wechselstromsignal
zu. Der Gleichrichter 238 richtet das gefilterte Wechselstromsignal
zum Anlegen an eine daran angekoppelte PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 240 gleich.
Die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 240 dient zum Steuern
und Bestromen der Lampe 220 auf der Basis von aus dem Gleichrichter 238 empfangenen
Strom und eines aus einem Eingang 242 empfangenen Frequenzsteuersignals.
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An
den Ausgang des Gleichrichters 238 ist ein Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 angekoppelt.
Der Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 erzeugt
ein gepulstes Signal, dessen Impulsbreite auf der Basis des Zündwinkels
des Ausgangssignals des Gleichrichters 238 moduliert wird.
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Ein
Optokoppler 245 koppelt den Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 an
ein Filter 246, zum Beispiel ein Tiefpaßfilter, an. Das Filter 246 produziert
ein Signal mit einem Gleichspannungspegel, der mit der Impulsbreite
aus dem Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 zusammenhängt. Das
Signal aus dem Filter 246 wird an den Eingang 230 angelegt.
Der Optokoppler 245 isoliert den Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 und
die anderen Vorschaltkreise optisch von den Eingängen 230 und 232.
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Eine
Dimmregelschaltung 248 reagiert auf die Eingänge 230 und 232,
auf das Ausgangssignal des Filters 246 und auf ein gemessenes
Lampenstromsignal aus der Leitung 249. Die Dimmregelschaltung 248 erzeugt
auf der Basis eines gemessenen Lampenstroms und eines an die Eingänge 230 und 232 angelegten Gleichspannungssignals
ein Frequenzsteuersignal. Die Dimmregelschaltung 248 ist
durch einen Optokoppler 250 an den Eingang 242 angekoppelt.
Die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 240 dimmt die Lampe 220 auf der
Basis des aus dem Optokoppler 250 empfangenen Frequenzsteuersignals.
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Der
Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244,
der Optokoppler 245, das Filter 246, die Dimmregelschaltung 248,
der Optokoppler 250 und die PFC- bzw. Wechselrichterschaltung 240 arbeiten
zusammen, um die Lampe 220 auf der Basis des durch den
Phasenanschnitts-Triak 226 erzeugten
Zündwinkels
zu dimmen. Die Dimmregelschaltung 248, der Optokoppler 250 und
die PFC- bzw. Wechselrichter schaltung 240 arbeiten zusammen, um
die Lampe 220 auf der Basis der Spannung zwischen den Eingängen 230 und 232 zu
dimmen.
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5 ist
ein Schaltbild einer Implementierung des Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244, des Optokoppler 245 und
des Filters 246 von 4. Der Zündwinkel-zu-PWM-Konverter 244 umfaßt eine
Mikrosteuerung 260. Die Mikrosteuerung 260 besitzt
einen mittels eines Widerstands 264 an den Gleichrichter 238 von 4 angekoppelten
Eingang 262. Der Eingang 262 ist durch eine Zenerdiode 270 an
Masse angekoppelt. Die Mikrosteuerung 260 ist dafür programmiert,
einen an dem Eingang 262 empfangenen Zündwinkel in ein an dem Ausgang 272 bereitgestelltes
impulsbreitenmoduliertes Signal umzusetzen. Der Ausgang 272 wird durch
eine Widerstand 292 an den Optokoppler 245 angekoppelt.
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Der
Optokoppler 245 besitzt einen an Vorschaltmasse angekoppelten
Emitterausgang und einen Kollektorausgang, der durch den Widerstand 294 an
eine 10-Volt-Versorgungsleitung angekoppelt ist. Ein Kondensator 296 koppelt
den Kollektorausgang des Optokopplers 245 an Vorschaltmasse.
Ein Widerstand 300 koppelt den Kollektorausgang des Optokopplers 245 an
eine Basis eines Transistors 302 an. Ein Emitter des Transistors 302 ist
mit Vorschaltmasse verbunden. Ein Kollektor des Transistors 302 ist
durch einen Widerstand 304 an die 10-Volt-Versorgungsleitung
angekoppelt.
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Der
Kollektor des Transistors 302 ist durch eine Reihenschaltung
aus einem Widerstand 306 und Dioden 310 und 312 an
den Eingang 230 angekoppelt. Der Verbindungspunkt der Dioden 310 und 312 ist
durch einen Kondensator 314 an Vorschaltmasse angekoppelt.
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Die
oben beschriebene Implementierung des Zündwinkel-zu-PWM-Konverters 244 erzeugt
an dem Ausgang 272 ein PWM-Signal, dessen Tastverhältnis als
Reaktion auf eine gleichgerichtete phasenangeschnittene Spannung
aus dem Gleichrichter 38 variiert.
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6 und 7 zeigen
Beispiele für
die gleichgerichtete Spannung, wenn ein Phasenanschnitts-Dimmer
in Reihe mit dem Vorschaltgerät
verwendet wird. 6 zeigt eine gleichgerichtete
Spannungssignalform 320 für einen Zustand von ungefähr voller
Leitung. In diesem Zustand beträgt
der Lampenstrom etwa 180 Milliamper. 7 zeigt
eine gleichgerichtete Spannungssignalform 322 für einen
Zustand mit ungefähr
90° Leitung.
In diesem Zustand beträgt
der Lampenstrom etwa 80 Milliamper.
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6 zeigt
ferner einer gepulste Signalform 324, die an dem Ausgang 272 auf
der Basis der gleichgerichteten Spannungssignalform 320 erzeugt
wird. 7 zeigt ferner einer gepulste Signalform 326,
die an dem Ausgang 272 auf der Basis der gleichgerichteten
Spannungssignalform 322 erzeugt wird. Der Optokoppler 245 und
die Schaltkreise einschließlich
des Transistors 302 arbeiten zusammen, um die an dem Ausgang 272 erzeugte
Signalform zu isolieren und zu regenerieren. Die an dem Kollektor
des Transistors 302 anwesende regenerierte Signalform besitzt
eine Amplitude von etwa 10 Volt. Die Spannung an dem Kondensator 314 besitzt
einen Gleichstrompegel, der auf der Impulsbreite der regenerierten
Signalform basiert. Der Gleichstrompegel variiert von etwa 10 VDC
(Signalform 330 in 6) bis zu
etwa 1 VDC (Signalform 332 in 7), um dadurch
das ausgegebene Licht einer dimmbaren Balastvorrichtung, die durch
0 bis 10 VDC gesteuert wird, zu dimmen.
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TABELLE
II zeigt bevorzugte Teilenummern und Komponentenwerte. Es wird jedoch
angemerkt, daß auch
alternative Ausführungsformen
mit alternativen Teilenummern und/oder alternativen Komponentenwerten
im Schutzumfang der vorliegenden Erfindung liegen.
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Es
wurden somit mehrere Ausführungsformen,
einschließlich
einer bevorzugten Ausführungsform
einer dimmbaren Vorschaltvorrichtung mit dualem Steuerungssignal,
beschrieben.
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Fachleuten
wird ersichtlich sein, daß die
offengelegte Erfindung auf zahlreiche Weisen modifiziert und viele
Ausführungsformen
außer
der oben spezifisch dargelegten und beschriebenen bevorzugten Form
annehmen kann. Zum Beispiel können
bei alternativen Ausführungsformen
bestimmte Komponentenpaare indirekt gekoppelt werden, statt wie
bei der bevorzugten Form direkt gekoppelt zu sein. Der hier verwendete
Begriff „gekoppelt" schließt deshalb
sowohl direkt gekoppelt als auch indirekt gekoppelt ein. Mit indirekt
gekoppelt ist gemeint, daß zwei
Komponenten durch eine oder mehrere Zwischenkomponenten gekoppelt
werden. Ferner können
alternative Phasensteuerdimmer die hier offengelegten Phasenanschnitts-Triaks
ersetzen.
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Es
ist deshalb beabsichtigt, daß die
angefügten
Ansprüche
alle Modifikationen der Erfindung abdecken, die in den wahren Gedanken
und Schutzumfang der Erfindung fallen.
