DE10297588T5

DE10297588T5 - Halogen-Grundkonverter-IC

Info

Publication number: DE10297588T5
Application number: DE10297588T
Authority: DE
Inventors: Peter Redondo Beach Green; Julia Redondo Beach Rusu
Original assignee: International Rectifier Corp USA
Current assignee: Infineon Technologies Americas Corp
Priority date: 2001-12-31
Filing date: 2002-12-30
Publication date: 2004-11-18
Also published as: JP2005514756A; US20070069658A1; US7558081B2; TW200304339A; JP2007280973A; AU2002360849A1; US7321201B2; CN1618256A; US20040012346A1; WO2003059017A1

Abstract

Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst:
einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und
eine Soft-Start-Schaltung, die den Oszillator steuert, um einen übermäßigen Strom in der Lampe beim Einschalten zu vermeiden.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung basiert auf und beansprucht Priorität gegenüber den vorläufigen US-Anmeldungen mit der Seriennummer 60/343 236, eingereicht am 31. Dezember 2001, und der Seriennummer 60/398 298, eingereicht am 22. Juli 2002, deren Offenbarungen hier durch Bezug aufgenommen sind.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Schaltung (IC) zum Ansteuern einer Halogenlampe.
2. Kurzbeschreibung des Standes der Technik
1 zeigt eine herkömmliche Halogenkonverterschaltung 10 zum Ansteuern einer Halogenlampe (nicht gezeigt), die über Ausgangsanschlüsse 12 mit einer sekundären Spule eines Transformators 14 verbunden ist. Die Schaltung 10 empfängt Wechselstrom über Eingangsanschlüsse 16 und arbeitet als eine bipolare selbst-mitschwingende Grundschaltung jedoch mit begrenzter Leistung.
Integrierte Schaltungen (ICs) wurden entwickelt, um elektronische Ballast-Controller für Leuchtstofflampen herzustellen. Ein herkömmliches Ballast-IC kann beispielsweise einen schwingendenen Halbbrücken-Treiber, eine Fehlerlogik, die auf Signale anspricht, die Fehlerbedingungen angeben, und andere geeignete Schaltungsanordnungen zum Starten und Betrieben einer Leuchtstofflampe umfassen. Ein Beispiel ist das IC IR2156, das von International Rectifier Corporation (IR) vertrieben wird und in dem US-Patent Nr. 6 211 623 beschrieben ist, dessen Offenbarung hier durch Bezug in ihrer Vollständigkeit aufgenommen ist.
Ballast-ICs für Leuchtstofflampen sind jedoch nicht zum Ansteuern anderer Arten von Lampen, wie beispielsweise Halogenlampen und anderen Lampen mit Glühfäden (hier als "Glühfaden-Lampen" bezeichnet) geeignet. Es würde vorteilhaft sein, ein IC zum Ansteuern einer Glühfadenlampe und insbesondere einer Halogenlampe bereitzustellen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine vorzugsweise in einem Lampentreiber-IC implementierte neue Lampentreiberschaltung bereit, die zum Ansteuern von Glühfadenlampen, wie beispielsweise Halogenlampen, geeignet ist.
Die Schaltung der vorliegenden Erfindung spricht verschiedene Unterschiede zwischen Systemen zum Ansteuern von Glühfadenlampen und Leuchtstoff-Ballasten. Beispielsweise sind Halogenlampen und andere Glühfadenlampen Widerstandslasten, die keine Vorerwärmung und Zündung erfordern. Der Gleichstrom-Bus für eine Glühfadenlampe kann eine Vollweg-gleichgerichtete Leitung ohne Glättung sein. Ein Leistungsfaktor von 1 ist bei typischen Glühfadenlampensystemen inhärent. Glühfadenlampen können mit einem Triac-Dimmer heruntergeregelt werden, und das Herunterregeln kann durch Phasenabschneiden der Wechselstrom-Leitung erreicht werden. Die Ausgabe an eine Glühfadenlampe kann eine isolierte niedrige Spannung sein. Schutz ist gegen Ausgangskurzschluss oder Überlast erforderlich, und die Abschaltung sollte automatisch zurücksetzend (Hiccup-Modus) sein.
Die Schaltung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst einen Hochspannungs-Halbbrücken-Gate-Treiber und einen abstimmbaren Oszillator, der durch eine interne Spannungsreferenz und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) gesteuert wird. Die Schaltung stellt einen Ausgangsspannungs-Regler für einen Halogen-Konverter, wie beispielsweise einen elektronischen Transformator, bereit. Die Schaltung liefert einen internen Oszillator, Kippfrequenz-Soft-Start, um Lampen-Glühfadenspannung beim Anschalten zu verringern, einen automatisch zurücksetzenden Kurzschlussschutz, einen automatisch zurücksetzenden Überlastschutz, eine Ausgangsspannungsregelung mit veränderlicher Frequenz, eine adaptive Totzeit (oder weiches Schalten), um kalt arbeitende MOSFETs zu ermöglichen, ein Selbst-Dimming (oder Phase-Cut-Dimming) mit nacheilender Flanke, einen geregelten Spannungsausgang (wie beispielsweise 5 V für einen Mikrocontroller), eine interne thermische Begrenzung, eine Frequenzmodulation oder -Variation über Wechselstrom-Netzzyklus, ein Mikroleistungs-Einschalten, einen automatischen Neustart, eine Latch-Immunität und einen ESD-Schutz. Die Schaltung wird vorzugsweise in der Form einer integrierten Schaltung implementiert, die Dimming mit einem externen Phase-Cut-Dimmer bereitstellt.
Die Schaltung einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst einen Hochspannungs-Halbbrücken-Gate-Treiber und einen durchstimmbaren Oszillator, der durch eine interne Spannungsreferenz und einen Fehlerverstärker gesteuert wird. Die Schaltung stellt einen Ausgangsspannungs-Regler für einen Halogen-Konverter, wie beispielsweise einen elektronischen Transformator, bereit. Die Schaltung liefert einen internen Oszillator, Kippfrequenz-Soft-Start, um Lampen-Glühfadenspannung beim Anschalten zu verringern, einen automatisch zurücksetzenden Kurzschlussschutz, einen automatisch zurücksetzenden Überlastschutz, eine Ausgangsspannungsregelung mit veränderlicher Frequenz, eine adaptive Totzeit (oder weiches Schalten), um kalt arbeitende MOSFETs zu ermöglichen, ein Selbst-Dimming (oder Phase-Cut-Dimming) mit nacheilender Flanke, einen geregelten Spannungsausgang (wie beispielsweise 5 V für einen Mikrocontroller), eine interne thermische Begrenzung, eine Frequenzmodulation oder -Variation über Wechselstrom-Netzzyklus, ein Mikroleistungs-Einschalten, einen automatischen Neustart, eine Latch-Immunität und einen ESD-Schutz. Die Schaltung wird vorzugsweise in der Form einer integrierten Schaltung implementiert, die Mikrocontroller-kompatibel ist, wie beispielsweise mit DALI oder DMX512, und die ebenfalls Dimming mit einem externen Phase-Cut-Dimmer bereitstellt.
Die Schaltungen der vorliegenden Erfindung führen zu längerer Lampenlebensdauer und überdurchschnittlicher Produktzuverlässigkeit.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der Erfindung offensichtlich, die sich auf die begleitenden Zeichnungen bezieht.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt eine herkömmliche Halogen-Konverterschaltung.
2 ist ein Blockdiagramm einer integrierten Schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung.
3 zeigt eine Schaltung, die die integrierte Schaltung von 2 aufnimmt.
4 ist ein schematisches Diagramm, das die Oszillatorschaltung in 2 zeigt.
5 ist ein schematisches Diagramm, das die Soft-Start-Schaltung in 2 zeigt.
6 und 7 zeigen jeweils einen Anschaltlampenstrom vor und nach der Implementierung einer Soft-Start-Schaltung.
8 ist ein schematisches Diagramm, die eine in der integrierten Schaltung von 2 aufgenommene Spannungs-Kompensationsschaltung zeigt.
9 ist ein schematisches Diagramm, das eine adaptive Totzeitschaltung in dem IC von 2 zeigt.
10 ist ein Taktdiagramm, das Signale zum Darstellen des Betriebs der adaptiven Totzeitschaltung zeigt.
11 ist ein schematisches Diagramm, das die Abschaltschaltung in 2 zeigt.
12 und 13 sind Diagramme, die Signale zum Darstellen des Überlastbetriebs bzw. Kurzschlussbetriebs der Abschaltschaltung von 11 zeigen.
14 ist ein Zustandsdiagramm zum Darstellen des Betriebs der Abschaltschaltung von 11.
15, 16 und 17 zeigen jeweils einen Treiber auf der H-Seite, eine PGEN-Schaltung und eine der adaptiven Totzeitschaltung zugeordnete Ausgangslogikschaltung.
18 ist ein Blockdiagramm eines ICs gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung.
19 zeigt eine Halogen-Konverterschaltung, die das IC von 18 aufnimmt.
20 zeigt eine Oszillatorschaltung in dem IC von 18.
21 zeigt eine Soft-Start-Schaltung in dem IC von 18.
22 und 23 zeigen Signale zum Darstellen von Lampenstrom vor bzw. nach der Implementierung der Soft-Start-Schaltung.
24 zeigt eine adaptive Totzeitschaltung in dem IC von 18.
25 zeigt Signalverläufe zum Darstellen des Betriebs der adaptiven Totzeitschaltung.
26 zeigt eine Abschaltschaltung in dem IC von 18.
27 und 28 zeigen den Betrieb der Abschaltschaltung als Reaktion auf einen Überlastzustand bzw. einen Kurzschlusszustand.
29 zeigt Signale zum Darstellen des Betriebs einer Dimmer-Schaltung in dem IC von 18.
30 zeigt die Dimmer-Schaltung und relevante Signale in dem IC von 18.
31 zeigt Signale zum Darstellen des Betriebs einer Dimmer-Schaltung in dem IC von 18.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Erste Ausführungsform
2 zeigt die Hauptfunktions-Bauteile einer 8-Pin-integrierten Schaltung (IC) 50, die IR Teilenummer IR2161, bei der die Schaltung der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Eine fortgeschrittene Implementierung wird in einer 14-Pin-integrierten Schaltung, Teilenummer IR2162, angedacht. Das IR2161 wird hier ausführlich erläutert und in der IR2162 enthaltene zusätzliche Funktionalität wird anderswo erläutert.
Ein Versorgungsspannungs-Pin (VCC) 52, ein Leistungs- und Signalerde-Pin (COM) 54, ein Stromabtast-Pin (CS) 56, ein Gate-Ansteuer-Floating-Versorgungs-Pin (VB) 58 auf der H-Seite, ein Gate-Treiber-Ausgangs-Pin (HO) 60 auf der H-Seite, eine Floating-Rückkehr (VS) 62 auf der H-Seite und einen Gate-Treiber-Ausgangs-Pin (LO) 64 auf der L-Seite führen im Wesentlichen die gleichen Funktionen aus und können im Wesentlichen auf die gleiche Art und Weise implementiert werden, wie auf ähnliche Weise gekennzeichnete Pins des IC IR2156 oder des IC IR2157(1), die Produkte der International Rectifier Corporation sind. Merkmale des IC IR2157(1) werden ebenfalls in dem US-Patent Nr. 6 211 623 beschrieben, dessen Offenbarung hier in ihrer Gesamtheit aufgenommen ist. Auf ähnliche Weise führen Treiber auf der H-Seite und L-Seite 70, eine Unterspannungs-Erfassungsschaltungsanordnung 72, eine Übertemperatur-Erfassungsschaltungsanordnung 74 und eine Fehlerlogik 76 im Wesentlichen die gleichen Funktionen durch und können im Wesentlichen auf die gleiche Art und Weise wie auf ähnliche Weise gekennzeichnete Schaltungsanordnungen in dem US-Patent Nr. 6 211 623 implementiert werden. Ein Oszillator-Bauteil 78 und weitere Bauteile des IC 50 können aus der nachstehenden Beschreibung verstanden werden.
3 zeigt eine Schaltung 80, bei der das IC 50, das als ein Produkt der International Rectifier Corporation implementiert ist, auf das mit IR2161 Bezug genommen wird, verbunden ist, um eine Halogenlampe (nicht gezeigt) anzusteuern, die mit Ausgangsanschlüssen 82 durch einen Transformator 84 verbunden ist, der auf ähnliche Weise wie der Transformator 14 in 1 arbeitet. Die Schaltung 80 empfängt Wechselstrom durch Eingangsanschlüsse 86, wobei eine Kapazität 90, eine Induktivität 92, Dioden 94 und 96, Widerstände 98 und 100 und Kapazitäten 102 und 104 die gleichen Funktionen wie die genau entsprechenden Bauteile bei der herkömmlichen Schaltung 10 in 1 durchführen. Die Schaltung 80 liefert ein schwingendes Signal an den Transformator 84 durch den Betrieb der Leistungs-MOSFETs auf der H- und der L-Seite 110 und 112. Das MOSFET auf der H-Seite 110 empfängt sein Gate-Ansteuersignal von dem Treiber 70 durch den HO-Pin 60, und der MOSFET auf der L-Seite 112 empfängt sein Gate-Ansteuersignal von dem Treiber 70 durch den LO-Pin 64. Bei dieser Konfiguration verändert sich die Ausgangsspannung abhängig von der Last aufgrund der Lastregelung des Ausgangstransformators 84 und ebenfalls der System-Betriebsfrequenz. Da der Transformator 84 eine primäre Streuinduktivität aufweist, wird die Ausgangsspannung abfallen, wenn die Frequenz ansteigt.
Oszillator
Um das Oszillator-Bauteil 78 in 2 zu implementieren, liefert die Oszillator-Schaltungsanordnung in 4 ein Ausgangssignal OO an den Treiber 70; dieses Signal wird in 10 gezeigt. Das Ausgangssignal umfasst eine Reihe von Impulsen von dem Ausgang des Komparators CMP 6. Das Signal OO ist während der Totzeit auf dem H-Pegel und auf dem L-Pegel, wenn der Treiber 70 einen Impuls an einen der MOSFETs 110 und 112 liefert.
Mit Bezug auf 4 liefert der Komparator CMP6 ein H-Ausgangssignal, wenn die von einer gesteuerten Stromquelle geladene Kapazität C1 die Schwellenspannung Vth1 erreicht. Das H-Ausgangssignal schaltet ebenfalls einen Shunt-Transistor MN9 an, um die Kapazität C1 mit einem vorbestimmten Strom zu entladen. Das H-Ausgangssignal veranlasst ebenfalls, dass eine Schwellenlogik Vth1 durch Anschalten von MN89 einstellt, um die Schwelle von 5 V auf 0,6 V zu verringern. Der Komparatorausgang bleibt im H-Zustand, bis die Spannung an C1 unter 0,6 V gefallen ist. Die Zeit, die benötigt wird, damit dies stattfindet, hängt von der Totzeit ab, bei der weder der MOSFET 110 noch 112 angeschaltet wird. C1 kann jedoch sofort auf 0 V über MN8 entladen werden, was sofort veranlasst, das der Komparatorausgang auf den L-Zustand umschaltet und der nächste Zyklus beginnt, wenn ein Impuls an den Eingang RSET angelegt wird. Dieser Impuls wird von der adaptiven Totzeitschaltung gesendet, die später erläutert wird.
Die Oszillatorschaltung wird von einer Gleichstrom-Steuerspannung in dem Bereich von 0 bis +5 V spannungsgesteuert, die am Eingang des VCO angelegt wird. Der Eingang des VCO ist mit dem externen CSD-Pin 272 über ein Übertragungs-Gate TGATE_SWITCH1 innerhalb der in 11 gezeigten Abschaltschaltung verbunden. Dieses Übertragungs-Gate wird zu allen Zeiten mit Ausnahme während eines von der Abschaltschaltung erfassten Fehlerzustands aktiviert sein. Der von dem Pin CSD mit COM 54 verbundene externe Kondensator 270 umfasst drei getrennte Betriebszustände, die hier ausführlich erläutert werden, wobei diese kurz gesagt sind: (1) Soft-Start-Zeitsteuerung, (2) Glätten des verstärkten CS-Pin-Signals im Spannungs-Kompensationsmodus und (3) Abschalt- und Auto-Restart-Zeitsteuerung.
Der logische Eingang SSN (soft start not) bestimmt die obere Frequenz des Betriebs, die auftritt, wenn der Eingang des VCO auf 0 V gesetzt ist. Die untere Frequenz wird die gleiche ohne Rücksicht auf den Zustand von SSN sein. Die Frequenz verändert sich ungefähr linear, wenn sich die Spannung des VCO ändert. Der Frequenzbereich des VCO ist während des Soft-Starts, wenn SSN im H-Zustand ist, größer als während des Normalbetriebs, wenn es im Spannungs-Kompensationsmodus arbeitet. Das IR2161 bestimmt die Last an dem Konverterausgang 80 durch Abtasten des Stroms in dem MOSFET 110, 112 Halbbrücke über den eine Spannung in den CS-Pin 56 speisenden Stromabtast-Widerstand.
Soft-Start
Ein Soft-Start wird stattfinden, wenn der Konverter zuerst angeschaltet wird. Wenn der Lampenglühfaden kalt ist, weist er einen niedrigeren Widerstandswert auf, als wenn er heiß ist, was zu einer hohen Einschaltsteuerspitze führen würde, wie in 6 gezeigt. Dadurch wurde ein falsches Triggern der Abschalt-Schaltungsanordnung bei einigen gegenwärtig in Gebrauch befindlichen Systemen erzeugt, was dazu führte, dass die Lampen mehrere Male auf- und ableuchteten, bevor sie einen stationären kontinuierlichen Betrieb erreichten.
Die Soft-Start-Schaltung vermeidet dieses Problem und verringert zur gleichen Zeit die Spannung an dem Glühfaden beim Einschalten, was die Lebensdauer der Lampe verlängern kann. Die Soft-Start-Schaltung von 5 arbeitet, wenn der VCC-Pin des IC 52 über die Schwellen der Unterspannungssperre (UVLO) angehoben wird. Die UVLO-Funktion ist bei Beleuchtungsballast-Steuer-ICs von International Rectifier, wie beispielsweise dem IR2156, üblich. An diesem Punkt beginnt der Oszillator bei einer höheren Frequenz, und der externe Kondensator CSD 270 beginnt sich von einer Stromquelle innerhalb des ICs zu laden, die nur während des Soft-Starts aktiviert ist. Wenn die Spannung an dem Pin CSD ansteigt, wird die Frequenz abfallen, und wenn sie es tut, desto mehr Leistung wird an die Lampe angelegt. Wenn die Spannung bei CSD eine Schwelle von 5 V erreicht, wird die Frequenz auf das Minimum bei etwa 30 kHz abgefallen sein. Die Implementierung der Soft-Start-Schaltung innerhalb des ICs ist in 5 ersichtlich. Die Ausgabe des Latching-Komparators CMPLTCH1 ist das am Ende der Soft-Start-Zeitspanne von L auf H umschaltende Logiksignal SSN, das in den Oszillator gespeist wird, der den Frequenzbereich bestimmt. Die Wirkung der Lampeneinschalt-Stromspitze ist in 7 ersichtlich.
Spannungs-Kompensationsmodus
Zusätzlich zu der Soft-Start-Steuerung kann die Oszillatorfrequenz ebenfalls als Reaktion auf eine Ausgangsstrom-Abtastung gesteuert werden. Der Strom an dem Pin CS wird in den Eingang CSF der Spannungs-Kompensationsschaltung von 8 optional über ein Tiefpassfilter gespeist, das unerwünschtes Hochfrequenzrauschen entfernt. Die Schaltung in 8 nimmt einen Operationsverstärker PMOS_OP1 auf, der einen festen Verstärkungsfaktor für die positive Spannung aufweist. Die Ausgabe wird über eine Diode Q1 und ein Übertragungs-Gate TGATE_SWITCH1 an den externen Kondensator CSD und an den Eingang des Oszillators VCO geliefert. Das Übertragungs-Gate ist aktiviert, wenn das System nicht im Soft-Startmodus und nicht im Abschaltmodus ist, was der Normalbetriebsmodus ist, wobei zu dieser Zeit die Spannungs-Kompensationsfunktion aktiv ist. Die Spannungs-Kompensation beschreibt ein Schema zum Kompensieren von Änderungen in der Ausgangsspannung des Konverters aufgrund von Variationen in der Last. Ein Halogenkonverter weist eine maximale Leistung auf, wobei er jedoch mit einer etwas leichteren Last verwendet werden kann, was zu einer erhöhten Ausgangsspannung führt. Beispielsweise kann ein 100 W Konverter, der zwei parallele 50 W Lampen ansteuert, eine RMS-Ausgangsspannung von 11,5 V erzeugen, wobei jedoch, wenn eine Lampe entfernt oder in den Leerlauf geht, die Spannung auf 12 V ansteigen könnte. Natürlich würde eine höhere Spannung eine höhere Lampenleistung erzeugen, die die Lampentemperatur anhebt und ihre Lebensdauer verringert. Bei maximaler Last wird die Spannung an dem CSD-Kondensator ungefähr 5 V betragen. Die Spannung am PMOS_OP1 besteht aus Impulsen bei der Oszillatorfrequenz, die innerhalb einer Vollweg-gleichgerichteten sinusförmigen Umhüllung enthalten ist, wobei die Diode Q1 eine Spitzengleichrichtung und der CS-Kondensator ein Glätten liefert, um einen Gleichstrompegel zu erzeugen, der der Spitze proportional ist. Wenn die Last verringert wird, wird sich der CSD-Kondensator langsam über viele Zyklen über die Stromquelle MN1 entladen. Eine schnelle Reaktion ist bei dieser Schaltung unnötig.
Abschaltschaltung
Die Abschaltschaltung in dem IR2161 wird in 11 gezeigt. Der Eingang CS ist mit dem externen CS-Pin des ICs verbunden. Während Normalbetrieb wird der Stromabtast-Widerstand ausgewählt, um einen Spitzenstrom von ungefähr 0,4 V bei maximaler Last bereitzustellen. Dies wird 5 V an dem CSD-Pin während des Spannungs-Kompensationsmodus bereitstellen, was den Oszillator veranlassen wird, bei minimaler Frequenz zu arbeiten, wie erforderlich. Wenn die Last auf 150% der maximalen Nennleistung erhöht wird, wird die Spitzenspannung an dem CS-Pin folglich 0,5 V erreichen, was veranlassen wird, dass der Ausgang CMP1 auf H umschaltet, wobei MP8 über INV2 angeschaltet wird. Aufgrund der Hochfrequenz-Komponente des Signals an den CS-Pin, wird CMP1 Hochfrequenzimpulse an der Spitze des Netzspannungs-Halbzyklus erzeugen. Auf ähnliche Weise wird, wenn eine hohe Überlast oder ein Kurzschluss des Ausgangs auftritt, die Spitzenspannung bei CS die Schwelle von INV14 überschreiten, was dazu führt, dass sein Ausgang auf L umschaltet, was veranlasst, dass MP4 anschaltet.
Wenn CMP1 auf H umschaltet, wird das Flipflop RRS1 gesetzt. Dies aktiviert das Übertragungs-Gate TGATE_SWITCH2, das den CSD-Pin mit der Abschaltschaltung verbindet; und sperrt TGATE_SWITCH1, wobei der CSD-Pin von der Spannungs-Kompensationsschaltung getrennt wird. Zur gleichen Zeit wird MP44 angeschaltet, was den CSD-Kondensator veranlasst, ungefähr 4 V durch MN70 zu laden, womit gewährleistet wird, dass MN1 gehalten wird, wobei die Eingänge R2 von RRS1 und RRS2 auf L gehalten werden. Dies dient dazu, ein zyklusweises Anschalten von CSD zwischen den Spannungs-Kompensations- und den Abschaltschaltungen zu verhindern.
Während der Zeitspanne, wenn RRS1 gesetzt ist, ist das System im Fehler-Zeitsteuerung-Modus oder Fehlermodus, wie es in dem in 14 gezeigten Zustandsdiagramm dargestellt ist. In diesen Betriebsarten wird die Spannungs-Kompensationsschaltung, die offensichtlich nicht erforderlich ist, inaktiv, und die Frequenz bleibt statisch. Wenn der INV14-Ausgang im L-Zustand ist, wird Strom in den externen CSD-Kondensator 270 über MP3 und MP4 abgegeben, und wenn CMP1 im H-Zustand ist, wird Strom in den Kondensator über MP2 und MP8 abgegeben. Die Ladungsraten unterscheiden sich, so dass INV14 veranlassen wird, dass sich der Kondensator viel schneller als CMP1 laden wird, da INV14 einen sehr hohen Halbbrückenstrom erfasst, der die externe Leistung der MOSFETs 110 und 112 innerhalb einer kurzen Zeit zerstören würde. CMP1 lädt den Kondensator langsam, da die MOSFETs im Stande sein würden, diesem Strom für einige Zeit ohne Schaden standzuhalten. Wenn die Spannung CSD auf einem Punkt in die Nähe von VCC ansteigt (in dem IC als APWR bezeichnet), schaltet die PMOS-Vorrichtung MP6 ab, und der Eingang von INV4 schaltet von H auf L um, wobei er durch MN2 heruntergezogen wird. Der Ausgang von INV4 stellt das Flipflop RRS2 ein, was veranlasst, dass das Logiksignal SD auf H umschaltet. Wenn dieses Signal im H-Zustand ist, ist das System deaktiviert, wobei beide Halbbrücken-MOSFETs aus sind, was Leistung an dem Ausgang vollständig entfernt. Folglich fällt der Strom an dem Pin CS auf Null, und der Ausgang INV14 schaltet auf H und der Ausgang CMP1 auf L um, wobei jedoch RRS1 und RRS2 gesetzt bleiben, und das System im Fehlermodus bleibt. Im Fehlermodus wird MN3 angeschaltet und entlädt CSD durch die Stromsenke MN4, was veranlasst, dass die Spannung allmählich abfällt. Wenn sie auf nahe Null abfällt, schaltet MN1 ab, und der Eingang R2 von RRS2 wird über MP6 in den H-Zustand gesetzt, was SD erneut in den L-Zustand einstellt und somit dem Oszillator ermöglicht, mit dem Arbeiten erneut zu beginnen, und die Ausgabe treibt die zu aktivierenden MOSFETs. SDN schaltet zur gleichen Zeit auf H um und setzt das Flipflop RRS1, wenn der Ausgang von INV2 im H-Zustand ist, durch AND1 zurück. Der Ausgang von INV2 wird im H-Zustand ein, wenn es einen bei CS erfassten Überstromfehler gibt. Wenn RRS1 zurückgesetzt wird, wird TGATE_SWITCH2 deaktiviert, und TGATE_SWITCH1 wird aktiviert, womit CSD mit der Spannungs-Kompensationsschaltung verbunden und von der Abschaltschaltung getrennt wird. Wenn der Oszillator neu startet und der Fehler noch vorhanden ist, wird sich die gesamte Sequenz wiederholen, bis der Fehlerzustand nicht länger vorhanden ist. Dies wird in dem Zustandsdiagramm von 14 dargestellt.
Zusammenfassend, wenn eine Überlast auftritt, dann wird sich das System nach einer Verzögerung von ungefähr 0,5 Sekunden abschalten. Wenn ein Kurzschluss auftritt, wird das System nach einer Verzögerung von ungefähr 50 mS abschalten. In beiden Fällen wird das System für ungefähr 0,5 Sekunden aus bleiben und dann automatisch neu starten. Wenn der Überlast oder Kurzschlusszustand verbleibt, dann wird sich die Sequenz kontinuierlich wiederholen. Es wird in 12 und 13 dargestellt. Auf diese Art und Weise kann der Konverter einen Fehlerzustand ohne Überhitzen oder Bauteilschaden beliebig lange tolerieren.
Adaptive Totzeit
Ein auf bipolare Leistungstransistoren basierender selbstschwingender Halogenkonverter wird inhärent effizient sein, da das System immer weich schaltend sein wird. Wenn sich der Gleichstrom-Bus während des Netzspannungs-Halbzyklus verändert, wird sich die Totzeit natürlich verändern. Um ein ähnlichen Wirkungsgrad zu erreichen, wird sich die Totzeit ebenfalls bei dem vorliegenden System einstellen, um ein ähnliches weiches Schalten bereitzustellen.
Das IR2161 umfasst eine adaptive Totzeitfunktion, die durch Abtasten der Spannung an dem Halbbrücken-Mittelpunkt des MOSFET bei dem VS-Pin in 3 arbeitet. Wenn der MOSFET auf der H-Seite 110 abgeschaltet wird, wird die Spannung bei VS auf 0 V aufgrund der Streuinduktivität des Transformators 84 und der Drain-Source-Kapazitäten der MOSFETs 110 und 112 abfallen. Wenn die Spannung VS 0 V erreicht, ist es für den unteren MOSFET 112 die richtige Zeit, anzuschalten.
Der Treiber-Ausgang HO auf der H-Seite, der das Gate des MOSFET 110 ansteuert, wird durch einen negativ gehenden Impuls, der an den Eingang SPN der in 15 gezeigten Schaltung gespeist wird, in den H-Zustand eingestellt. Er wird in den L-Zustand mit einem negativ gehenden Impuls eingestellt, der an den Eingang RPN gespeist wird. Der Impuls SNP stellt das Flipflop RS1 ein und setzt das Flipflop DF1 vom D-Typ zurück, was veranlasst, dass MP30 abgeschaltet wird. Der Impuls RPN veranlasst, dass der Ausgang QDN von DF1 auf L umschaltet, wobei MP30 zur gleichen Zeit angeschaltet wird, da HO in den L-Zustand am Anfang des H-L-Übergangs von VS gesetzt wird. Wenn MP30 angeschaltet wird, wird Strom an ZC von dem VB-Pin abgegeben, der auf dem Potential von VS plus VCC ist. Strom wird in den in 15 gezeigten Spiegel von MN37 und MN38 fließen, der zu dieser Zeit aktiviert ist, wenn HIN im L-Zustand ist. Dies veranlasst, dass der Drain von MN38, das in 10 gezeigte Signal D, im L-Zustand ist. Wenn sich die Spannung VS zu Null hin bewegt, wird ein Punkt erreicht, wo es keinen Strom mehr in dem Spiegel gibt, und der Drain von MN38 wird auf H umgeschaltet. An diesem Punkt wird ein Impuls am Ausgang ADT erzeugt, der in 10 gezeigt ist. Der Impuls ADT wird in OR4 gespeist, das MN31 treibt, was einen zweiten negativ gehenden Impuls an dem Eingang RPN der Treiber-Schaltung auf der H-Seite in 15 erzeugt. Er wird keine Auswirkung auf HSRS5 haben, da er bereits zurückgesetzt ist; er wird jedoch DF1 zurücksetzen, da der RS1 zurückgesetzt wurde, wenn DF1 gesetzt wurde. Diese Logik wird MP30 abschalten, und kein Strom wird mehr an ZC geliefert werden. Das Ergebnis ist, dass MP30, der dimensioniert wurde, nur einen begrenzten Strom abzugeben, nur während der H-L-Nachführungszeit von VS angeschaltet wird.
Der Signalverlauf VS wird in 10 gezeigt, die ebenfalls die Impulse zeigt, die die Gates von MN30 und MN31 von 16 speisen, die die Eingänge SPN und RPN für 15 erzeugen. Mit Bezug auf 10 ist ersichtlich, dass ein Impuls bei LTRIG am Anfang des H-L-Übergangs von VS auftritt, und ein Impuls bei ADT auftritt, wenn die Spannung bei der VS-Nachführung nahe bei 0 V ist. Die Zeitspanne zwischen diesen Impulsen wird die Totzeit bestimmen. Diese Signale werden in die adaptive Totzeitschaltung von 9 gespeist. RRS1 wird durch LTRIG gesetzt und durch ADT oder OON von dem Oszillator zurückgesetzt, wenn aus einem Grund ein H-L-Übergang nicht erfasst wird, wobei das System standardmäßig zu einer festen Totzeit geht. Wenn RRS1 eingestellt ist, wird veranlasst, dass MP11 abschaltet und der durch MP9 und MP10 aufgebaute Stromspiegel Strom an den Kondensator CB abgibt. Folglich wird eine Spannung an CB vorhanden sein, die proportional der erfassten H-L-Nachführungszeit von VS ist.
Da es nicht möglich ist, die L-H-Nachführungszeit auf die gleiche Art und Weise abzutasten, bestimmt das System die richtige Totzeit durch Reproduzieren der H-L-Nachführungszeit, die als ähnlich angenommen werden kann. Wenn die Gate-Ansteuerung L0 für den MOSFET 112 auf L umschaltet, tritt ein Impuls HTRIG auf, der das in 9 gezeigte Flipflop RRS2 setzt. An diesem Punkt wird eine weitere identische Stromquelle aktiviert, die aus MP13 und MP14 aufgebaut ist, und CB beginnt zu laden. Wenn die Spannung an CA die Spannung an CB überschreitet, wird der Ausgang des Komparators CMP3 auf H umschalten, womit die Nachführungszeit dupliziert ist. Wenn der Ausgang von CMP3 auf H umschaltet, wird das Flipflop RRS2 zurückgesetzt, womit der richtige Totzeitimpuls für den L-H-Übergang am Ausgang Q von RRS2 erzeugt wird. Die Ausgaben Q von den Flipflops RRS1 und RRS2 werden in das NOR-Gate NOR7 gespeist, um die Ausgabe ADTO zu erzeugen, die aus einem Signal aufgebaut ist, das während jeder der beiden Totzeiten im L-Zustand ist, und, wenn einer der beiden Ausgänge des MOSFET 110 oder 112 angeschaltet ist, im H-Zustand ist. Das ADTO-Signal erzeugt einen Impuls an dem Ausgang RSET am Ende jeder Totzeit, das zu dem Oszillator von 4 zurückgeführt wird, um C1 zu entladen und den neuen Zyklus zu beginnen. Auf diese Art und Weise wird der in 10 gezeigte Oszillatorausgang OO der adaptiven Totzeitschaltung folgen und kann invertiert und dann an die in 17 gezeigte Ausgangslogikschaltung über das Signal OON gespeist werden, das ein Austasten von LO und HO über die AND-Gates AND2 und AND3 bereitstellt.
Phase-Cut-Dimming-Vorgang
Ein Halogenkonverter kann durch ein Triac- oder Transistor-basiertes Phase-Cut-Dimmmsystem hauptsächlich aufgrund der nicht geglätteten Gleichstrom-Busspannung betrieben werden. Im Fall des IR2161 wurde berücksichtigt, dass während der Zeitspannen, wenn der Triac oder Transistor in dem Dimmer aus ist, die Gleichstrom-Busspannung auf Null abfallen wird. Dies kann dazu führen, dass die Spannung bei VCC unter die negativ gehende UVLO-Schwelle fällt, da Strom weiterhin abgezogen wird. Um die Möglichkeit zu vermeiden, dass die Soft-Start-Schaltung jeden Halbzyklus während des Phase-Cut-Dimming-Vorgangs erneut getriggert wird, wurde eine zweite negativ gehende Schwelle zu der Unterspannungssperrschaltung hinzugefügt, sodass VCC unter diese untere Schwelle fallen muss, damit die Soft-Start-Schaltung zurückgesetzt wird. Diese zweite Schwelle liegt ungefähr 2 V unter der ersten. Wenn VCC unter die erste Schwelle fällt, wird das IC in den Mikroleistungsmodus gehen und nur einen sehr kleinen Strom von der VCC des Kondensators ziehen. Es wird somit länger als ein Netzspannungshalbzyklus für diesen Kondensator bei VCC benötigt, um um weitere 2 V zu entladen, und folglich wird die Soft-Start-Schaltung nicht zurückgesetzt.
Zusätzliche Funktionen
Der IR2161 weist zusätzliche Funktionen (wie beispielsweise eine Übertemperaturabschaltung) auf, die ebenfalls in anderen von International Rectifier hergestellten ICs, wie beispielsweise dem IR2157 (1), implementiert sind.
Zweite Ausführungsform
18 zeigt die Hauptfunktions-Bauteile einer zweiten Ausführungsform einer integrierten Schaltung (IC) 50, bei der die Schaltung der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Ein Versorgungsspannungs-Pin (VCC) 52, ein Leistungs- und Signalerde-Pin (COM) 54, ein Stromabtast-Pin (CS) 56, ein Gate-Treiber-Floating-Versorgungs-Pin (VB) 58 auf der H-Seite, ein Gate-Treiberausgangs-Pin (HO) 60 auf der H-Seite, Floatingrückkehr-Pin (VS) 62 auf der H-Seite und ein Gate-Treiberausgangs-Pin (LO) 64 auf der L-Seite führen im Wesentlichen die gleichen Funktionen durch und können im Wesentlichen auf die gleiche Art und Weise wie ähnlich gekennzeichnete Pins des IC IR2156 oder des IC IR2157 implementiert werden, die Produkte der International Rectifier Corporation sind. Merkmale des ICs IR2157 werden ebenfalls in dem US-Patent Nr. 6 211 623 beschrieben, dessen Offenbarung hier in ihrer Gesamtheit aufgenommen ist. Auf ähnliche Weise führen Treiber auf der H- und L-Seite 70, eine Unterspannungserfassungsschaltungsanordnung 72, eine Übertemperaturerfassungsschaltung 74 und eine Fehlerlogik 76 im Wesentlichen die gleichen Funktionen durch und können im Wesentlichen auf die gleiche Art und Weise wie eine ähnlich gekennzeichnete Schaltungsanordnung im US-Patent Nr. 6 211 623 implementiert werden. Das Oszillatorbauteil 78 und weitere Bauteile des IC 50 können aus der nachstehenden Beschreibung verstanden werden.
19 zeigt eine Schaltung 80, bei der ein IC 50, das als ein mit IR 2162 IC bezeichnetes Produkt von International Rectifier Corporation implementiert ist, ist geschaltet, um eine Halogenlampe (nicht gezeigt) anzusteuern, die mit Ausgangsanschlüssen 82 durch den Transformator 84 verbunden ist, der auf ähnliche Weise wie der Transformator 14 in 1 arbeitet. Die Schaltung 80 empfängt Wechselstrom durch Eingangsanschlüsse 86, wobei die Kapazität 90, die Induktivität 92, die Dioden 94 und 96, Widerstände 98 und 100 und Kapazitäten 102 und 104 die gleichen Funktionen wie die genau entsprechenden Bauteile bei der herkömmlichen Schaltung 10 in 1 durchführen. Die Schaltung 80 liefert ein schwingendes Signal an den Transformator 84 durch den Betrieb der Leistungs-MOSFETs auf der H- und L-Seite 110 und 112. Das MOSFET auf der H-Seite 110 empfängt sein Gatetreibersignal vom Treiber 70 durch den HO-Pin 60, und der MOSFET auf der L-Seite 112 empfängt sein Gatetreibersignal von dem Treiber 70 durch den LO-Pin 64.
Um das Oszillatorbauteil 78 in 18 zu implementieren, liefert die Oszillatorschaltungsanordnung 120 in 20 ein Ausgangssignal OSC an den Treiber 70. Der Ausgangssignalverlauf 122 veranschaulicht, dass das Ausgangssignal eine Reihe von Impulsen von dem Ausgang des Komparators 124 umfasst. Das OSC-Signal ist während der Totzeit im H-Zustand und im L-Zustand, wenn der Treiber 70 einen Impuls an einen der beiden MOSFETs 110 und 112 liefert.
Der Komparator 124 liefert ein H-Ausgangssignal, wenn die Kapazität 130, die durch die gesteuerte Stromquelle 132 geladen wird, die Schwellenspannung Vth erreicht. Das H-Ausgangssignal schaltet ebenfalls einen Shunt-Transistor 134 an, um die Kapazität 130 zu entladen. Das H-Ausgangssignal veranlasst ebenfalls, dass die Schwellenwertlogik 136 Vth einstellt, um zu gewährleisten, dass der Komparator 124 auf L und dann erneut auf H zu geeigneten Zeiten umschaltet.
Eine gesteuerte Stromquelle 132 wird auf verschiedene Arten gesteuert, einschließlich Steuerung durch Rückkopplungsspannung und Steuerung während des Soft-Startens. Ein Ändern der Rate, mit der die Stromquelle 132 ihrerseits die Kapazität 130 lädt, ändert die Frequenz der Schwingung. Die Laderaten durch die Stromquelle 132 haben daher keine genau entsprechenden Frequenzbereiche.
Für die Rückkopplungsspannungssteuerung wird die Rate, mit der die Stromquelle 132 die Kapazität 130 lädt, durch eine Ausgabe von dem Komparator 142 gesteuert. Beispielsweise kann die Stromquelle 132 einen minimalen Strompegel aufweisen, der eine minimale Frequenz des Ausgangssignalverlaufs 122, wie beispielsweise 40 KHz, gewährleistet. Wenn jedoch die Rückkopplungsspannung am Ladungspumpen-Eingangs-Pin (VFB) 144 eine Bandabstandreferenzspannung Vref überschreitet, lädt der Komparator 142 die externe Kapazität 146 durch einen Fehlerverstärkungskompensations-Pin (COMP) 148, was verursacht, dass die Spannung an der Stromquelle 132 und die Laderate der Kapazität 130 ansteigt, womit die Frequenz des Ausgangssignalverlaufs 122 ansteigt. Die Rate des Anstiegs wird durch die Größe der Kapazität 146 bestimmt.
Wie in 19 gezeigt, ist der Pin VFB 144 geschaltet, um eine Spannung von dem Knoten 150 zu empfangen, der geschaltet ist, um das an die Halogenlampe durch Ausgangsanschlüsse 82 bereitgestellte Signal anzugeben. Der Transformator 84 umfasst eine zusätzliche Sekundärspule 154, wobei ein Anschluss dieser mit Erde durch die Diode 156, Widerstände 158 und 160 und eine über den Widerstand 160 verbundene Kapazität 162 verbunden ist. Wenn die Spule 154 beginnt, ein Signal in der leitenden Richtung der Diode 156 zu empfangen, lädt Strom durch den Widerstand 158 anfangs die Kapazität 162, wobei die Spannung am Knoten 150 erhöht und Strom durch den Widerstand 160 erzeugt wird. Wenn sich das Signal in die nicht leitende Richtung der Diode 156 ändert, hält der Strom durch den Widerstand 158 an, und die Kapazität 162 entlädt sich durch den Widerstand 160, was ermöglicht, dass die Spannung am Knoten 150 abfällt. Als Ergebnis wird die Spannung an dem Pin VFB 144 Vref während eines Teils jedes Zyklus des Ausgangssignals überschreiten.
Die Größe der Kapazität 146 bestimmt somit die Ausgangssignalfrequenz: Wenn die Kapazität 146 groß ist, lädt die Stromquelle 132 die Kapazität 130 ungefähr mit der Rate für die minimale Frequenz; wenn jedoch eine kleinere Kapazität 146 gewählt wird, lädt die Stromquelle 132 die Kapazität 130 mit einer schnelleren Rate, wobei eine höhere Ausgangssignalfrequenz erzeugt wird.
Auf ähnliche Weise kann die Ausgangssignalfrequenz von einer hohen Frequenz zu der minimalen Frequenz durch ein Signal von der Soft-Start-Schaltungsanordnung 180 zu der Stromquelle 142 nach unten gebracht werden. Das in 21 gezeigte Flipflop 182 wird vor dem Einschalten durch eine geeignete Schaltungsanordnung (nicht gezeigt) zurückgesetzt, sodass der Transistor 184 anfangs beim Einschalten angeschaltet wird, was ermöglicht, dass Strom durch die Widerstände 186 und 188 fließt, um die externe Kapazität 190 durch den Dimming-Rampen-Pin (CDIM) 192 zu laden. Da die Spannung am Knoten 194 anfangs niedrig ist, wird der Transistor 196 ebenfalls anfangs angeschaltet, sodass Strom durch den Transistor 184 aufgeteilt wird, wobei etwas Strom durch den Widerstand 198 zu der Stromquelle 132 und von dort zu dem Kondensator 130 fließt, was ein schnelles Laden und eine höhere Ausgangssignalfrequenz ermöglicht.
Wenn die Spannung an dem Knoten 194 aufgrund des Ladens der Kapazität 19D ansteigt, wird der Transistor 196 abgeschaltet, und der Kondensator 130 lädt sich langsamer, was das Ausgangssignal zu seiner minimalen Frequenz herunterbringt. Dann steigt die Spannung an dem CDIM-Pin 192 an, bis sie die Schwellenspannung Vth überschreitet. Zu dieser Zeit liefert der Komparator 200 ein H-Signal, das das Flipflop 182 setzt und somit den Transistor 184 ausschaltet, sodass die Soft-Start-Schaltungsanordnung 180 vollständig ausgeschaltet ist und keine weitere Wirkung auf die Ausgangssignalfrequenz bis zum nächsten Mal aufweist, wenn das Flipflop 182 beim Einschalten zurückgesetzt wird.
22 und 23 veranschaulichen die Wirkung der Soft-Start-Schaltungsanordnung 180 auf den Lampenstrom beim Einschalten. 22 zeigt Lampenstrom ohne die Soft-Start-Schaltungsanordnung 180, und 23 zeigt Lampenstrom mit der Soft-Start-Schaltungsanordnung 180. In 22 beginnt ein Lampenstrom bei einem höheren Anfangswert und fällt zu einem stationären Zustand ab. In 23 startet Lampenstrom andererseits bei einem niedrigeren Anfangswert, der nur geringfügig über dem stationären Zustand ist, und fällt langsamer ab, damit Stress auf den Glühfaden der Lampe beim Anschalten verringert wird. Der niedrigere Anfangswert in 23 tritt auf, da die höhere Ausgangssignalfrequenz den Stromfluss verringert.
Zusätzlich zu der Spannungsrückkopplung und der Soft-Start-Steuerung kann eine gesteuerte Stromquelle 132 ebenfalls als Reaktion auf Ausgangsstrom-Abtasten gesteuert werden. Und die Frequenz des Signals OSC kann ebenfalls während der Totzeiteinstellung gesteuert werden, was durch einen über die Kapazität 130 verbundenen Rücksetztransistor 210 erreicht wird.
24 zeigt die Schaltungsanordnung der adaptiven Totzeit (ADT-Schaltungsanordnung) 220, ein Teil der Oszillatorschaltungsanordnung 120, die Totzeit an einem H-L-Übergang erfasst und das Ergebnis verwendet, um ein gepulstes Rücksetz-Signal (RST-Signal) bereitzustellen, um die Totzeit auf einen L-H-Übergang zu korrigieren, was kalt arbeitende Leistungs-MOSFETs ermöglicht. 25 zeigt verschiedene Signalverläufe, die den Betrieb der Schaltungsanordnung 220 darstellen.
Die ADT-Schaltungsanordnung 220 empfängt das Ausgangssignal (OSC-Signal) von der Oszillatorschaltungsanordnung 120 und empfängt ebenfalls L- und H-Triggerimpulse, die ansteigende Flanken von abwechselnden OSC-Impulsen angeben. Die L- und H-Triggerimpulse werden von dem OSC-Signal durch eine geeignete Schaltungsanordnung (nicht gezeigt) hergeleitet. Das OSC-Signal wird an das Gate des Transistors 222 geliefert, während die L- und H-Triggersignale geschaltet werden, um das Flipflop (RS1) 224 bzw. Flipflop (RS2) 226 einzustellen.
Das OSC-Signal schaltet auf H um, um eine Totzeit zwischen Ansteuersignalen bereitzustellen, wobei es jedoch auf L schaltet, um zu beginnen, ein Ansteuersignal zu liefern. Die ansteigende Flanke eines Impuls in dem OSC-Signal, das den Anfang der Totzeit angibt, schaltet den Transistor 222 an; die Schaltungsanordnung 220 kann eine Logik (nicht gezeigt) umfassen, sodass die ansteigende Flanke eines Impuls in dem OSC-Signal nur den Transistor 222 während eines H-L-Übergangs von VS anschaltet, d.h. während jedes zweiten Impuls in dem OSC-Signal. Während eines H-L-Übergangs, der links in 25 gezeigt ist, macht die Spannung am VS-Pin 62 einen Übergang von der VBUS-Spannung zu der COM-Spannung, und Strom fließt in dem Transistor 228; daher wird der Transistor 230 ebenfalls angeschaltet und schaltet das ADT-Signal auf L. Wenn die VS-Spannung vollständig zu der COM-Spannung nachgeführt wird, schaltet der Transistor 230 ab, und das ADT-Signal schaltet als Reaktion auf einen durch den Widerstand 234 geschaltete Versorgungsspannung auf H um.
Das ADT-Signal im H-Zustand setzt das Flipflop 224 zurück, das am Anfang des H-L-Übergangs durch einen L-Triggerimpuls eingestellt wurde. Der L-Trigger schaltet auf H um, wenn HO am Anfang der Totzeit abschaltet. Folglich ist das ADT OUT-Signal nur während der H-L-Totzeit im H-Zustand. Wenn das Flipflop 224 zurückgesetzt wird, beginnt sein Ausgabe Q ein ADT Out-Signal im L-Zustand bereitzustellen, und ein NOR-Gate 232 reagiert durch Liefern eines RST-Signals im H-Zustand, um den Transistor 210 in 20 zurückzusetzen, wobei der Oszillator 60 zurückgesetzt wird, sodass der OSC-Impuls auf L umschaltet, wobei die Totzeit beendet und eine neue Oszillatorzyklus/Zeitsteuer-Rampe begonnen wird.
Wenn das Flipflop 224 durch den L-Triggerimpuls am Start dieser Totzeit gesetzt wird, liefert sein Ausgang QN ein L-Signal an den Eingang ENN_B der Schaltungsanordnung 236, die durch Liefern eines Ladestroms an die Kapazität (CB) 240 durch ihren Anschluss OUT_B reagiert.
Die Schalterschaltung 236 empfängt Strom an ihrem Eingang IN von einer geeigneten Stromquelle (nicht gezeigt) und arbeitet wie folgt: Wenn ihre Eingänge ENN_A und ENN_B beide im H-Zustand sind, verbindet die Schalterschaltung 236 ihren Eingang IN mit ihrem Ausgang COM. Wenn ENN_A im L-Zustand ist, verbindet die Schalterschaltung 236 ihren Eingang IN mit ihrem Ausgang OUT_A; wenn ENN_B im L-Zustand ist, verbindet die Schalterschaltung 236 ihren Eingang IN mit ihrem Ausgang OUT_B; die ADT-Schaltungsanordnung 220 gewährleistet, dass ENN_A und ENN_B nie zur gleichen Zeit im L-Zustand sind, da mindestens eines der Flipflops 224 und 226 zu allen Zeiten zurückgesetzt ist.
Wenn das ADT-Signal auf H umschaltet, schaltet ENN_B ebenfalls auf H um, sodass die Schalterschaltung 236 das Laden der Kapazität 240 anhält. Wie in 25 gezeigt, stoppt das Ansteigen der Spannung über die Kapazität (CB) 240 und bleibt ungefähr konstant, womit Informationen über die Dauer der Totzeit während des Impulses OSC links in 25 gespeichert wird.
Die ansteigende Flanke des anschließenden L-H-Impulses OSC, der rechts in 25 gezeigt ist, gibt den Anfang der Totzeit während eines L-H-Übergangs in der Spannung an dem VS-Pin 62 an. Wenn die VS-Spannung ansteigt, fließt Strom durch die Transistoren 222 und 228, was den Transistor 230 anschaltet, was ermöglicht, dass das ADT-Signal auf L umschaltet. Ein durch die Kapazität 242 empfangener H-Triggersignalimpuls setzt jedoch zur gleichen Zeit das Flipflop 226, sodass sein Ausgang Q ein COMP-Signal Out im H-Zustand liefert. Das NOR-Gate 232 beginnt als Reaktion ein RST-Signal im L-Zustand bereitzustellen.
Wenn das Flipflop 226 gesetzt ist, liefert sein Ausgang QN ein L-Signal an den Eingang ENN_A der Schalterschaltung 236, was die Schalterschaltung 236 veranlasst, einen Ladestrom an die Kapazität (CA) 244 zu liefern. Die Kapazitäten CA 244 und CB 240 sind jeweils mit den nicht invertierenden und invertierenden Eingängen eines Komparators 246 verbunden. Daher beginnt, wenn die Spannung an der Kapazität 244 die Spannung an der Kapazität 240 überschreitet, der Komparator 246 ein COMP-Signal im H-Zustand an seinem Ausgang bereitzustellen, das das Flipflop 226 zurücksetzt, sodass COMP Out auf L umschaltet. Das Signal COMP Out im L-Zustand veranlasst das NOR-Gate 232 ein Signal RST im H-Zustand zu liefen, um den Transistor 210 zurückzusetzen. Als Ergebnis schaltet der OSC-Impuls auf L um, womit die Totzeit beendet und eine neue Oszillatorzyklus/Zeitsteuerungs-Rampe begonnen wird.
Wenn das Flipflop 226 durch das COMP-Signal im H-Zustand zurückgesetzt wird, schaltet sein Ausgang QN auf H um. Daher umfasst die Schalterschaltung 236 Eingänge im H-Zustand bei sowohl ENN_A und ENN_B, und keiner der Kondensatoren 240 und 244 wird geladen. Der Ausgang QN im H-Zustand liefert einen Impuls durch die Kapazität 254 an die Gates von Transistoren 250 und 252, um beide Kapazitäten 240 und 244 auf 0 V zu entladen. Als Ergebnis wird die Dauer der Totzeit während eines L-H-Übergangs VS lediglich durch in der Kapazität 240 während der direkt vorhergehenden Totzeit des H-L-Übergangs gespeicherte Ladung bestimmt. Wie oben angegeben, gibt die gespeicherte Ladung die Dauer der H-L-Übergang-Totzeit an, sodass die Totzeitdauern durch die ADT-Schaltungsanordnung 220 ohne die Verwendung von Bauteilen außerhalb von dem IC 250 koordiniert werden.
26 zeigt eine Abschaltschaltung 250, die ein Spitzenpegelerfassungsbauteil 252 und ein Zeitsteuerbauteil 254 in 18 umfasst. Wenn ein Überlast- oder ein Kurzschlusszustand erfasst wird, liefert die Abschaltschaltung 250 ein Deaktivierungssignal, das, wenn im H-Zustand, die Fehlerlogik 76 veranlasst, die Ausgangssignale im H- und L-Zustand HO und LO zu sperren. Wenn der Überlast- oder der Kurzschlusszustand endet, führt die Abschaltschaltung 250 ein automatisches Rücksetzen durch.
Die Spannung an dem Stromabtastpin CS 56 wird durch einen Stromabtastwiderstand 260 empfangen und durch eine Kapazität 262 gefiltert, um Hochfrequenzspitzen zu entfernen. Das gefilterte Ergebnis wird an die "+"-Eingänge von Komparatoren 264 und 266 geliefert. Der Komparator 264 erfasst Kurzschlusszustände durch Vergleichen seines "+"-Eingangs mit 1,2 V, während der Komparator 266 Überlastzustände durch Vergleichen seines "+"-Eingangs mit 0,6 V erfasst. Ein H-Ausgangssignal von einem der beiden Komparatoren veranlasst das Laden der in 19 gezeigten externen Kapazität 270 durch den Abschalt-Zeitsteuer-Kondensator-Pin (CSD) 272. Der Komparator 264 lädt jedoch die Kapazität 270 durch den Widerstand 274, der beispielhaft 50 kΩ beträgt, während der Komparator 266 durch den Widerstand 276 lädt, der beispielhaft 500 kΩ beträgt. Als Ergebnis der Differenz in den Widerstandswerten 274 und 276 lädt der Komparator 264 die Kapazität 270 schneller als es der Komparator 266 tut. Mit anderen Worten weist die Erfassung eines Kurzschlusszustands eine kurze Verzögerung auf, während die Erfassung eines Überlastzustands eine lange Verzögerung umfasst.
Bis einer der Komparatoren 264 und 266 die Kapazität 270 auf mehr als 1V lädt, liefert der Komparator 280 ein H-Ausgangssignal, und das Flipflop 282 wird in seinem Rücksetz-Zustand gehalten. Wenn der Komparator 280 1 V überschreitet, liefert er ein L-Ausgangssignal, das es ermöglicht, das das Flipflop 282 gesetzt wird. Wenn die Kapazität 270 5 V überschreitet, liefert der Komparator 284 ein H-Ausgangssignal, das das Flipflop 282 setzt, und liefert ein H-Deaktivierungssignal, das die Ausgänge HO und LO deaktiviert. Das H-Deaktivierungssignal schaltet ebenfalls den Transistor 290 an, was der Kapazität 270 ermöglicht, sich durch den Widerstand 292, der beispielhaft 1 MΩ beträgt, zu entladen, um die Kapazität 270 am Entladen zu hindern, während einer der Komparatoren 264 und 266 ein H-Ausgangssignal bereitstellt. Wenn die Kapazität 270 erneut unter 1 V fällt, liefert der Komparator 280 erneut ein H-Ausgangssignal, das das Flipflop 282 zurücksetzt, sodass das Deaktivierungsausgangssignal auf L umschaltet und die Ausgänge HO und LO nicht länger deaktiviert sind.
27 und 28 vergleichen den Betrieb der Abschaltschaltung 250 als Reaktion auf einen in 27 gezeigten Überlastzustand und einen in 28 gezeigten Kurzschlusszustand. Jede Figur vergleicht einen Signalverlauf einer Spannung über einen Stromabtastwiderstand 260 (hellgrau) mit einem Signalverlauf einer Spannung über die. Kapazität 270 (dunkelgrau), wie es durch die Spannung am CSD-Pin 272 gemessen wurde. Wie es ersichtlich ist, ist das Abschalten für einen Überlastzustand relativ langsam, während das Abschalten für einen Kurzschlusszustand relativ schnell ist. Die Verzögerung vor dem Neustarten ist jedoch in beiden Fällen die gleiche feste Zeit.
Wie in 19 gezeigt, empfängt ein Dim-Steuereingangs-Pin (VDIM) 300 ein Dim-Steuersignal, das eine Gleichstrom-Steuerspannung sein kann, die von einem Mikrocontroller (nicht gezeigt) oder einer anderen Quelle außerhalb des ICs bereitgestellt wird. Ein Abtast-Wechselstrom-Netzspannungs-Pin (SYNC) 302 empfängt ein von der Wechselstrom-Netzspannung hergeleitetes Signal, die an Eingangs-Pins 86 durch die Schaltung 80 empfangen wird. Als Reaktion auf diese Signale führt das in 18 gezeigte Phase-Cut-Dim-Bauteil 304 ein Selbst-Dimming mit nachlaufenden Flanke durch.
Nach dem Filtern, das beispielhaft durch die Kapazität 90 und die Induktivität 92 durchgeführt wurde, wird die Wechselstrom-Netzspannung von den Pins 86 durch Dioden 94 und 96 gleichgerichtet und mit Bezug auf die Spannung am COM-Pin 54 abgetastet. 29 zeigt die resultierenden Wechselstrom-Halbwellensignale, die durch Widerstände 310 und 312 bereitgestellt werden, wobei jeder dieser beispielhaft 220 kΩ betragen kann. Die beiden Halbwellensignale werden am Knoten 314 summiert, um das Signal zu dem SYNC-Pin 302 zu liefern.
Das summierte Halbwellensignal von dem SYNC-Pin 302 wird von einer Dimming-Rampenschaltung 340 empfangen, wie es durch den Signalverlauf 342 in 30 dargestellt ist. Die Schaltung 340 ist Teil des Phase-Cut-Dimmbauteils 304 in 18, die ein Rampensignalverlauf bereitstellt, der mit der Wechselstrom-Netzspannung synchronisiert ist. Dieser Rampensignalverlauf wird an einen Anschluss eines Komparators (nicht gezeigt) geliefert, und das Dim-Steuersignal von dem VDIM-Pin 300 wird an den anderen geliefert, um ein zerhacktes Hochfrequenzausgangssignal zu erzeugen, das als ein Freigabesignal dienen kann, wie es nachstehend ausführlicher beschrieben ist. Diese einfache und effiziente Dimming-Technik ist für Glühfadenlampen ideal.
Das Halbwellensignal von dem SYNC-Pin 302 steuert die Spannung über den Widerstand 344, der beispielhaft 5 kΩ beträgt. Diese Spannung schaltet den Transistor 346 ab, wenn das Halbwellensignal am Ende eines Halbzyklus abfällt, und dann wieder an, wenn das Halbwellensignal am Anfang des nächsten Halbzyklus ansteigt. Wenn der Transistor 346 abgeschaltet wird, steigt die Spannung am Knoten 348 an, wobei sie erneut abfällt, wenn der Transistor 346 angeschaltet wird, womit ein gepulstes Signal an das Gate des Transistors 350 geliefert wird, wie es durch den Signalverlauf 352 dargestellt wird.
Während der relativ langen Zeitspanne, wenn der Transistor 350 aus ist, lädt eine Stromquelle 360 die externe Kapazität 190 durch ein Dimming-Rampen- Pin (CDIM) 192. Da die Kapazität 190 ebenfalls von der Soft-Start-Schaltung 180 verwendet wird, kann die Stromquelle 360 nur nach Abschluss eines Soft-Starts aktiviert werden, der oben mit Bezug auf 21 bis 23 beschrieben ist. Während des Ladens steigt die Spannung am Knoten 362 nach oben, wie es im Signalverlauf 364 dargestellt ist. Wenn jedoch der Transistor 350 durch einen Impuls im Signalverlauf 352 angeschaltet wird, entlädt sich die Kapazität 190 durch den Transistor 350, wobei eine abfallende Flanke im Signalverlauf 364 erzeugt wird. Nach dem Impuls im Signalverlauf 352, beginnt das Laden erneut.
Der Knoten 362 kann mit den "+"-Anschluss eines Komparators (nicht gezeigt) und ein VDIM-Pin 300 kann mit dem "–"-Anschluss verbunden werden. Als Ergebnis liefert der Komparator einen Rechtecksignalverlauf, der mit der Netzfrequenz synchronisiert ist. Beispielsweise kann der Rechtecksignalverlauf im L-Zustand bleiben, bis der Rampensignalverlauf das Dim-Steuersignal überschreitet, und dann bis zur nächsten abfallenden Flanke in dem Rampensignalverlauf auf H umschalten, sodass sein Schaltverhältnis von dem Dim-Steuersignal an dem VDIM-Pin 300 abhängt. Die Komparatorausgabe kann an ein geeignetes Gate (nicht gezeigt) geliefert werden, um die Ausgänge HO und LO von dem Treiber 70 zu aktivieren oder zu deaktivieren. Bei dieser Implementierung schaltet die von dem Treiber 70 gesteuerte Halbbrücke nur während des Anfangsteils jedes Netzzyklus an und stoppt das Schalten danach, sodass die Spannung am VS-Pin 62 nur während des Anfangsabschnitts, wobei es danach einen Abfallpfad folgt.
Die Signalverläufe in 31 stellen den Betrieb des Phase-Cut-Dim-Bauteils 304 dar, wobei der untere Signalverlauf die Rampensignalverlaufspannung an den CDIM-Pin 192 und der – obere Signalverlauf die zerhackte Hochfrequenzausgangspannung am VS-Pin 62 zeigt. Durch Einstellen des an den VDIM-Pin 300 gelieferten Dim-Steuersignals wird das Schaltverhältnis des rechteckigen Signalverlaufs verändert, wobei die durchschnittliche Ausgangsspannung am VS-Pin 62 zwischen 0% und 100% ihres Maximalwerts eingestellt wird. Inzwischen beeinflussen die Netzspannungsnulldurchgänge nicht die Spannung an dem Gleichstrom-Bus, der auf der Spannung bleibt, bei der die Netzspannung auch immer wahr, wenn der Ausgang durch das Phase-Cut-Dimming deaktiviert wurde, verbleibt, da es nicht länger irgendeine Last gibt. Als Ergebnis muss das Signal Sync vor dem Brückengleichrichter erfasst werden.
Die Bandabstandreferenz 380 in der Schaltung 50 in 18 kann Vref, die Referenzspannung für den Komparator 142, sowie auch verschiedene andere Referenzspannungen bereitstellen. Ein 5 V-Regler 382 in der Schaltung 50 liefert eine geregelte 5 V-Ausgangsspannung für einen Mikrocontroller durch einen geregelten 5 V-Ausgangs-Pin (5VOUT) 384.
Ein einfacheres kostengünstigeres 8-Pin-Gegenstück des ICs 50 wurde ebenfalls hergestellt, das die oben beschriebenen Merkmale jedoch mit einem einfacheren Regelungsschema aufweist.
Es wird erwartet, dass die oben beschriebenen neuen ICs die ersten handelsüblichen verfügbaren ICs zum Ansteuern von Halogenlampen sein werden und ihre Anwendungen auf andere Glühfadenlampen erweiterbar sein können. Eine Implementierung dieser neuen ICs kann hochzuverlässig sein, eine größere Funktionalität als existierende Schaltungen aufweisen und möglicherweise mit niedrigen Kosten hergestellt werden. Gute experimentelle Ergebnisse wurden erhalten.
Zusammenfassung
Eine Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals umfasst. Die Ansteuerschaltung kann ferner umfassen: eine Soft-Start-Schaltung (180), die den Oszillator steuert, um übermäßigen Strom in der Lampe beim Einschalten zu vermeiden; eine Spannungskompensationsschaltung, die den Oszillator steuert, um Veränderungen in der Last auszugleichen; eine Abschaltschaltung (254) zum Abschalten und automatischen Neustarten des Oszillators als Reaktion auf einen Fehlerzustand; eine adaptive Totzeitschaltung (78), die den Oszillator zum Vorsehen eines kalten Arbeitens der Leistungshalbleitervorrichtung steuert; und/oder eine Dimmerschaltung, die den Oszillator zum Ansteuern der Lampe steuert. Die Ansteuerschaltung und ihre Steuerschaltungsanordnung können in einer integrierten Schaltung (50) implementiert sein.
(2)

Claims

Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine Soft-Start-Schaltung, die den Oszillator steuert, um einen übermäßigen Strom in der Lampe beim Einschalten zu vermeiden.
Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine Spannungskompensationsschaltung, die den Oszillator steuert, um Änderungen in der Last auszugleichen.
Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine Abschaltschaltung zum Abschalten und automatischen Neustarten des Oszillators als Reaktion auf einen Fehlerzustand.
Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine adaptive Totzeitschaltung, die den Oszillator zum Bereitstellen eines kalten Arbeitens der Leistungshalbleitervorrichtung steuert.
Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine Dimming-Schaltung, die den Oszillator zum Dimming der Lampe steuert.
Ansteuerschaltung zum Liefern eines Steuersignals an eine Leistungshalbleitervorrichtung zum Liefern von Leistung an eine Glühfadenlampe, wobei die Ansteuerschaltung umfasst: einen Oszillator zum Erzeugen des Steuersignals; und eine Steuerschaltungsanordnung für den Oszillator, wobei die Ansteuerschaltung in einer integrierten Schaltung implementiert ist.