CN105453703B - 一种电子镇流器控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电子镇流器控制电路，所述电子镇流器控制电路包括第一开关节点、第二开关节点、检测节点和判定电路。其中，判定电路监测检测节点的电压。在运行模式或稳态状态下且第二开关节点处于关闭状态时，判定电路检测到检测节点的电压上升到顶端，第一开关节点从关闭状态切换到开启状态。

Description

一种电子镇流器控制电路

技术领域

本发明涉及照明设备电源控制领域，尤其是一种电子镇流器控制电路。

背景技术

目前，许多像LED(发光二极管)灯、日光灯和节能灯之类的的照明设备由一个含有高频开关电路的电源控制装置操控。高频开关电路可能是直流－直流转换，频率转换或者电流控制。这种类型的电源控制装置通常被称为开关电源或SMPS。

电子镇流器是这种电源控制装置的一个范例。典型的电子镇流器包含一个高频开关电路，用以使电源输出转变成一个高频电源，去驱动一条日光灯。尽管日光灯能够在不同波形的交流电(AC)下工作，但是正弦交流电流被认为具有最高效率的。因此，日光灯通常被作为谐振负载电路的一部分与开关电源连接在一起。

日光灯被认为是一种具有负阻抗特性的单一的负载电阻R_L。一个典型的谐振负载电路包括一个与日光灯并联的谐振电容C_R，一个与电源串联的限流电感L_R，由日光灯、谐振电容(与单元串联的第一个隔直电容C_M，还有与单元连接的第二个隔直电容C_CSL)构成的单元，电源以及参考地如图1所示。谐振负载电路被用来增强日光灯电流源的正弦交流曲线特性并限制了瞬态电流。在使用过程中，镇流器控制电路控制电源逆变桥去驱动包含有日光灯的负载电路。

电源逆变桥包含了串联在一起的第一开关管和第二开关管，并定义了两个开关管的互联处为开关电源的输出端。第一开关管和第二开关管的另一端分别连接在电源的高电位端(或总线端)和低电位端(如参考地)。

电源通常是由主电源整流输出的一个直流电源。主电源通常为AC 110V或者AC220V。在对日光灯的控制上，功率MOSFETs(功率场效应管)大概是被应用得最广泛的开关器件，尽管绝缘栅双极型晶体管，二极管和其他的固态半导体开关元件都有被用到。

日光灯的工作电流是通过控制第一和第二开关管的交替导通并由它们之间互连的输出点流出，如图1所示。在图1所述例子中，称第一个开关管MHS为高压侧开关，称第二个开关管MLS为低压侧开关。

控制电路控制着第一和第二开关管并在输出节点产生方波脉冲交流电压。由于第一和第二开关管独立地连结整流电源的高电位端和低电位端，当第一开关管导通并且第二开关管关断的时候，输出节点会被拉到一个高电位。当第一开关管关断并且第二开关管导通的时候，输出节点会被拉到控制电路的参考地的低电位。第一和第二开关管都打开的情况是不合要求并且是要避免的，因为这种情况会产生一个高的“击穿”电流。击穿电流的典型值超过20A并且所形成的电压和电流尖脉冲会引起电路损坏和无法接受的EMI(电磁干扰)。

为了预防击穿，控制电路在一个开关管关断而另一个开关管将要打开的时候采用了一个“关闭时间”来减缓电源逆变桥的第一和第二开关管同时被打开的风险。当一个“关闭时间”被内置在开闭运作中，电源逆变桥的运作会被划分为四个输出状态，也就是“高”，“底”，“下降”和“上升”。

高状态指当输出节点连结到总线的时候的情况。低状态指当输出节点连结到参考地的时候的情况。下降状态指当输出节点没有连接到总线而连结到参考地的时候的情况。上升状态指当输出节点没有连接到参考地而连结到总线的时候的情况。

当由“高”状态进入到“下降”状态的时候，输出节点的输出电压开始下降，因为电荷被谐振电感L_RES从输出节点抽出到负载。如果关闭时间比下降时间短，低压侧开关MSL会在输出电压下降到零之前开启。如果关闭时间太长，输出电压会下降到零，因为隔直电容C_M通过电感放电，输出电压会进入上升状态。低压侧开关在输出电压不为零时也会开启。这种情况与当半桥在上升状态的时候是一样的。

下降时间，保持时间，上升时间取决于很多因素，比如总线电压，电感电流和电感系数，输出节点的总电容，包括谐振电容C_RES，隔直电容C_M和比如像外界温度那样影响电路部件的电学特性的参数。今后所要求的关闭时间是不恒定的并且需要一个调整电路去检测上升时间和下降时间，以达到零电压开关操作。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种电子镇流器控制电路，包括第一开关节点、第二开关节点、检测节点和判定电路，所述检测节点为第一开关节点、第二开关节点的公共连接输出节点，所述判定电路监测所述检测节点的电压，在运行模式或稳态状态下且所述第二开关节点处于关闭状态时，所述判定电路检测到所述检测节点的电压上升到顶端，所述第一开关节点从关闭状态切换到开启状态；还包括一个开关控制电路，所述开关控制电路在接收到所述检测节点电压上升到顶端的触发信号的时候，将所述第一开关节点从关闭状态切换到开启状态；当所述检测节点检测到电压上升到顶端的时候，所述判定电路将产生一个触发信号到所述开关控制电路；在运行模式或稳定工作状态且所述第一开关节点处于关闭状态时，当检测到所述检测节点电压下降到底端，所述第二开关节点从关闭状态切换到开启状态；所述开关控制电路在接收到所述检测节点电压下降到底端的触发信号的时候，将所述第二开关节点从关闭状态切换到开启状态；当所述检测节点检测到电压下降到底端的时候，所述判定电路将产生一个触发信号到所述开关控制电路。

所述一种电子镇流器控制电路用一列时钟脉冲使其工作，所述时钟脉冲频率决定了镇流器的开关频率。在检测到一个边沿过渡的时钟脉冲时，所述判定电路和所述开关控制电路的开关节点从开启状态切换到关闭状态；当所述第一开关节点和所述第二开关节点处于关闭状态时，交替设置所述第一开关节点和所述第二开关节点到开启状态。

所述检测节点被连接到第一输入节点，以方便所述判定电路的电压检测，当所述检测节点的电压停止上升时，所述第一输入节点的电压会上升；当检测到所述第一输入节点的电压上升时，所述判定电路将产生一个触发信号。所述检测节点通过单向导电器件，包括二极管连接到所述第一输入节点，将所述检测节点的电压信息转发到所述判定电路。当所述检测节点的电压上升到顶端时，所述判定电路检测到所述第一输入节点的电压上升。

所述判定电路的所述第一输入节点通过单向导电器件，包括二极管，连接到所述判定电路的第一电源节点，所述二极管的导电性是从所述第一输入节点到所述第一电源节点，在所述判定电路中，所述第一电源节点被夹在第一工作电压，其中电容式电荷泵连接在所述第一输入节点和所述第一电源节点之间。当所述第一开关节点已经处于关闭状态，在所述检测节点的电压开始上升，由所述开关控制电路设置所述第二开关节点为关闭状态，电容式电荷泵的电压为第一电源节点电压处于第一工作电压，而且高于所述检测节点的电压。

所述一种电子镇流器控制电路包括振荡器产生的一列时钟脉冲，所述判定电路在所述时钟脉冲的边沿产生一个关闭信号，设置所述第一开关节点处于关闭状态，在所述时钟脉冲的边沿触发一个关闭的信号，所述信号通过第一电容耦合发送到所述判定电路的所述第一输入节点。

所述检测节点被连接到第二输入节点，以方便所述判定电路的电压检测，当所述检测节点的电压开始下降，所述第二个输入节点的电压CL下降，当所述检测节点的电压停止下降，所述第二个输入节点的电压CL将开始上升，当检测到所述第二输入节点的电压上升，所述判定电路将产生一个触发信号。在所述检测节点的电压下降到底端时，初始电压下降，所述判定电路在所述第二输入节点检测到一个上升的电压。所述第二输入节点连接到第一输入节点，然后检测到所述检测节点的电压下降，所述判定电路的所述第一个输入节点和所述第二输入节点通过第二耦合电容连接，即在所述检测节点上的电压变化信息，通过所述第二电容耦合从所述第一输入节点耦合到所述第二输入节点。

所述判定电路的所述第二输入节点通过单向导电器件，包括二极管，连接到第二电源节点，所述二极管的正向导电方向是从所述第二输入节点到所述第二电源节点，所述第二电源节点被钳在所述第二工作电压，其中电容式电荷泵连接在所述第二输入节点和所述第二电源节点之间。在所述第二输入节点电压CL与所述检测节点的电压下降之前，当所述第一开关节点由开启状态切换到关闭状态，所述判定电路的所述第二输入节点的电压被拉到第二工作电压V_CC。

所述一种电子镇流器控制电路中的第一耦合电容和第二耦合电容都是同一个电容器。所述判定电路中的所述第一开关节点和所述第二开关节点，所述第一输入节点和所述第二输入节点，还有所述检测节点都是集成在一块芯片上的，包括一个CMOS集成电路。所述电容式电荷泵是离散的电容，为判定电路和开关控制电路提供工作电源。

一种由半桥电路和镇流器控制电路构成的电子镇流器，该半桥电路包括一个高压侧半导体开关器件连接到高电位的电源，一个低压侧半导体开关器件连接到低电位的电源，高压侧半导体开关器件与低压侧半导体开关器件共同连接在输出节点。其中镇流器控制电路的第一开关节点连接到一个高压侧半导体开关器件，第二开关节点连接到一个低压侧半导体开关器件。镇流器控制电路的检测节点位于半桥电路的输出节点。

附图说明

下面结合附图和实例对本发明作进一步说明。

图1是一个日光灯通过一个电子镇流器连接到交流电源的简化方块图。

图2是包含一个日光灯的照明装置和本发明一个电子镇流器控制电路的示例电子镇流器原理图和电路图表。

图3是本发明一种电子镇流器控制电路低压侧驱动的放大原理图。

图4是本发明一种电子镇流器控制电路高压侧驱动的放大原理图。

图5是描述图3低压侧驱动示例运行的状态图。

图6是描述图4高压侧驱动示例运行的状态图。

图7是本发明一种电子镇流器控制电路的工作波形图。

图7A展示了图7波形图对应的细节放大图。

图7B展示了图7波形图对应的细节放大图。

其中，10是日光灯，100是电子镇流器，102是电源，110是半桥电路，112是第一半导体开关，14是第二半导体开关，116是输出节点，120是镇流器控制电路，130是高压侧驱动器，140是低压侧驱动器。

具体实施方式

所述的电子镇流器通常用于驱动电源装置，例如一个桥式或半桥式电源开关装置，以产生一个比输入电源更高的频率输出。一个典型的桥式或半桥式电源开关装置包括一个高压侧开关和与之串联的低压侧开关，输出节点在高压侧和低压侧开关管的互连处。开关管被如此命名，是因为高压侧开关管通常被连接到电源轨的高电位侧，而低压侧开关管通常被连接到电源轨的低电位侧。在操作中，电源装置的输出将在最大输出电压(等于或接近于最大电源电压)和最小输出电压(等于或接近于电源电压的最小值)之间周期性摆动。周期性电压通常是通过高侧开关管和低侧开关管交替导通来实现的。电子镇流器被广泛用于日光灯的工作电路上，同时对于需要电源的装置，设备或其他产品应用也是非常有用的。

如本文所公开，镇流器控制电路包括一个第一开关节点，一个第二开关节点，一个检测节点，和一个判定电路。在运行模式或稳定状态下，由于相应事件导致在检测节点上电压上升到顶端，判定电路检测到这个电压(或更确切说电压变化)，将把第一开关管从关断状态切换为导通状态，同时使第二个开关节点处于关断状态。

带有判定电路的镇流器，能够监控检测节点的电压，并在检测到电压的上升结束时激活第一开关节点，这对于开关电源的开关器件实现零电压开关(ZVS)或接近零电压开关非常有用。例如，该检测节点可以被用来监视电压，例如，检测高侧开关管输出端电压的上升。输出端的电压上升顶端意味着在高侧开关管的输出端电压已达到最大电压，接近电源最大电压，适合于开启高压侧开关管，将输出节点连接到电源的高电位。例如，稳定或运行模式工作下，由于一个谐振负载，例如日光灯的放电导致在高侧开关管导通之前电压上升。

例如，镇流器控制电路可以包括一个开关控制电路，当其从判定电路收到一个电压上升完成的触发信号时，能够把第一开关节点从关断状态切换到开启状态，同时使低压侧开关管处于关断状态。

判定电路可包括一个检测电路，以检测相关检测节点的电压上升。当某一事件导致检测节点电压上升完成，检测电路将产生一个电压上升完成的触发信号给开关控制电路以激活第一开关节点。

判定电路可以监视检测节点的电压，尤其是电压变化。在运行模式或稳定状态下，在检测到电压下降完成后，产生一个电压下降完成的触发信号用以使第二开关节点从关断状态切换为开启状态，同时使第一开关节点处于关断状态。

例如，镇流器控制电路可包括一个开关控制电路，在接收到由判定电路发出的电压下降完成触发信号后，能够把第二开关节点从关断状态(简称关断)切换为开启状态(简称开启)，同时使高压侧开关处在截止状态。

为了让低压侧开关管更容易达到ZVS或接近ZVS开关，检测节点可用于监视低压侧开关管的输出端电压，尤其是电压的下降中。在应用中，输出端的电压下降完成意味着在低压侧开关管的输出端的电压已达到最小电压，接近电源轨电压的最小值，适合于开启低压侧开关管，通过低压侧开关管使输出节点连接到电源轨的低电位(它通常是一个参考地)。在运行模式或稳定状态下，由于谐振负载(如日光管)的放电作用使得在低压侧开关管导通之前电压已在下降。

镇流器控制电路将通过时钟脉冲进行工作，它定义了一个镇流器的开关频率。在一个实例中，判定电路和开关控制电路是在检测到一个时钟脉冲的边缘时将一个开关节点从开启状态切换为关断状态。当第一个开关节点和第二个开关节点都处于关断状态时候，交替地使第一开关节点和第二开关节点处于开启状态。

典型谐振负载的电压变化(即电压上升和电压下降)通常在大约100ns至200ns内完成，这个电压变化时间，如电压上升时间T₁和电压下降时间T₂，相当于的镇流器开关时钟脉冲的边沿跃迁的时间，在此公开的对变化电压的最终电压的检测方案是非常具有优势的，它减轻了与传统的镇流器控制相关的问题，因为电源轨之间的高低电压差通常是几百伏，例如，200至400V。

例如，镇流器控制电路包含第一开关节点用于发送一个开关信号去控制第一半导体开关管，和第二个开关节点用于发送一个开关信号去控制第二个半导体开关管，一个检测节点和一个判定电路用于确定在检测节点电压变化，一个开关控制电路，用于在稳定状态或运行模式下，向第一开关节点和第二开关节点发送开关信号以分别操作第一半导体开关管和第二半导体开关管；当第一和第二开关节点都处于关闭状态，并在检测到检测节点有一个电压上升完成或一个电压下降完成的一个对应条件时，此处的开关控制电路产生并发送一个开启信号给第一开关节点或产生并发送一个开启信号给第二开关节点。

开启信号对于促进ZVS(零电压开关)是非常有用的，因为在检测节点处的电压上升完成意味着检测节点已达到其最大电压，可以接通高压侧开关。此可以理解为，当检测节点已达到其最大电压，高压侧开关导电端的电压差即为最小。同样地，在检测节点的电压下降底部意味着检测节点上的电压已达到其最小电压，可以开启低压侧开关。当检测节点已达到其最小电压或参考接地电压，横跨在低压侧开关导电端的电压差将为最小值。

该电子镇流器包括一个电源装置，如本文公开的任何有关镇流器控制电路。

在图1至4所示的照明装置包括一个日光灯10和一个用于驱动日光灯10的电子镇流器100。电子镇流器100是用于控制日光灯10的全部工作，同时包括一个半桥110和镇流器控制电路120用于驱动半桥110。

半桥110连接到电源102，并且包括第一半导体开关MHS和与之串联的第二半导体开关MLS、两者的公共连接输出节点“OUT”。电源102是主电源的整流输出电压Vpp。由于操作该半桥电源是直流(DC)电源，连接到电源的高电位侧的半导体开关被称为“高压侧开关”，而连接到低电位侧的半导体开关被称为“低压侧开关”。

镇流器控制电路120包括开关控制电路和判定电路。开关控制电路用于驱动半桥110，在稳定状态下，由此半桥的高压侧开关和低压侧开关交替地导通，使得当一个开关接通时，另一个开关将被关闭，反之亦然。判定电路是操作开关的控制电路，使得两个开关在同一时间的稳定状态工作下只有一个导通，以减轻高压侧开关和低压侧开关都被导通的不利条件。

镇流器控制电路120在稳定状态下的开关操作，使得在半桥110的输出节点OUT电压将在电源电压和参考地之间以最佳合适的日光灯的额定或正常发光的频率摆动。当日光灯额定工作或正常发光时，所述镇流器控制电路120可以说是在稳定状态下工作或处于“运行模式”。

为了便于开关操作来产生电压摆动，开关控制电路需要产生高频开关信号来操作半桥，因此电源电压102中频率较低的电源电压V_pp被变换成高频率的输出电压V_out。

适用于日光灯最佳稳态运行的示例频率范围是在20kHz至50kHz之间，尽管在10kHz至100kHz范围的频率也在使用。术语“高频”或“更高频率”在本文中是指在10kHz至100kHz范围内的频率，与之相对的低频或较低频率即是在50Hz或60Hz之间。当然，日光灯工作的最优频率可能偶尔改变或者根据各种灯规格更新而不丧失其通用性。可以理解的是，本文描述的电子镇流器可以适用于其他类型的照明装置中工作，例如LED灯或卤素灯，而不丧失其通用性。

该示例半桥110包括第一半导体开关112(MHS)和第二半导体开关114(MLS)，它们串联并连接到为AC电源供给整流输出的直流电源102。输出节点OUT116是在第一和第二半导体开关之间的互连或连接上。

该半桥将电源电压102通过开关控制由低频输入转换到高频输出，这样输出节点电压将在高电压与低电压之间以开关频率摆动。该转换频率是通过在第二半导体开关关闭时打开第一半导体开关，和在第一半导体开关关闭时打开第二半导体开关，并在这两者间以开关频率交替转换而完成的。

半导体开关112和114都是具有一个带有控制端口的三端口器件，在工作时该控制端控制另外两个端口之间的阻抗，控制端为“开”的状态下另外两个端口之间的阻抗非常低或可被忽略，而在控制端为“关”的状态下，另外两个端口之间的阻抗极為高或不导电。由于另外两个端口用于电流传导，它们在本文中也被称为“传导”或半导体开关的“导电”端。

当第一半导体开关导通，并且第二半导体开关关闭时，输出节点电压等于连接到第一半导体开关的电源电压，此称为电压一。另一方面，在第一半导体开关关断，并且第二半导体开关导通时，输出节点电压等于连接到第二半导体开关的电源，此称为电压二。将半桥在这两个状态间循环切换，输出节点的电压将以开关频率在电压一和电压二之间摆动，从而在输出节点产生方形或矩形高频周期电压脉冲。

对于电子镇流器，功率MOSFET可能是最常见和广泛应用的半导体开关器件，IGBT(绝缘栅双极晶体管)和双极晶体管也是常用的。

我们希望避免两个半导体开关在同时导通的情况，因为这会引起高达20A的脉冲电流。

为了日光灯以正弦交流电流波形达到高效率和长寿命，日光灯的谐振负载电路组成部分包括一个谐振电感L_R，将其与并联的日光灯与谐振电容C_R，电容C_M、C_SL串联。当阶梯形或方形周期电压脉冲作用于输出节点116，此负载电路将在日光灯产生正弦电流波形。

整流器控制电路120

图2至图4的镇流器控制电路图120包括检测电路，开关电路和开关控制电路。开关电路用于控制高压侧开关和低压侧开关，包括用于变换高压的高压开关电路和用于变换低压的低压开关电路，低压侧和高压侧开关两者都是由低压开关电路控制的。低压开关电路包括一个振荡器，例如压控振荡器(VCO)，用来产生高频脉冲信号，使得OUT节点将低频电源转换成高频电源。

检测电路用于检测半桥的工作状态，以及在两个半导体开关中的一个处于关断(不导通)状态下切换到导通半桥两个半导体开关中的另一个，每次导通半导体开关的两导电端电压差是零或接近零电压，达到俗称的“零电压开关”(ZVS)。特别指出，ZVS是指开关在等于或接近零电压差下工作，而不一定是零电压。

为了实现半桥导通下的ZVS工作模式，检测电路将监控半桥那侧的输出节点以确定发生零电压或接近零的电压时刻，使得半导体开关能准备导通。

在本文所示的示例中，检测电路用于监控OUT节点电压，以及触发转换电路，当OUT节点电压停止上升或者停止下降时，用来开启半导体开关进入下一个状态。

检测电路包括一个用于检测OUT节点电压下降至最低点的高压检测电路，以及用于检测OUT节点上升至最高点的低压检测电路。随着OUT节点电压开始下降，高压侧开关是从开启到关闭，检测电压下降至最低点将意味着，OUT节点电压达到了准备开启低压侧开关的电压。同样，随着OUT节点电压开始上升，低压侧开关是从开启到关闭，检测电压上升至顶点将意味着，OUT节点电压达到了准备开启高压侧开关的电压。开关控制电路用于接收来自检测电路的控制信号，并控制高压侧开关和低压侧开关。

镇流器控制电路120是由多芯片封装的集成电路(IC)构成实现的，IC用来驱动包含两个600V功率管MOSFET MLS和MHS半导体开关器件所组成的半桥。镇流器控制电路120用18V CMOS工艺制造，包括两个驱动电路，即一个高压侧驱动器130和一个低压侧驱动器140。高压侧驱动器包括一个用于控制高压侧开关MHS的高压控制节点GH，低压侧驱动器包括一个用于控制低压侧开关MLS的低压控制节点GL。镇流器控制电路120的OUT节点是以IC的一个接口引脚连接，以便于感测和监测半桥输出节点OUT的瞬时电压，此亦为日光灯的谐振负载电路的输入节点。

低压侧驱动器

如图2和图3所示的低压侧驱动器适用于开关或提供节点GL开关控制信号，以此操作半桥低压侧开关MLS及提供电子镇流器的整体工作。

低压侧驱动器包括一个电压控制振荡器(VCO)U12，该振荡器产生时钟脉冲CLK信号，该时钟频率在10kHz和100kHz之间。VCO U12包括与外部电阻R3连接的引脚节点RT和与外部电容C2连接的引脚节点CPH。

两组下降和上升检测器和一个缓冲器U9都连接到CLK线，即VCO的时钟输出。第一组的下降和上升探测器包括一个低压侧下降检测电路U5和低压侧上升检测电路U6。第二组的下降和上升探测器包括高压侧下降检测电路U8和高压侧上升检测电路U10。每一个下降检测电路U5，U8用于发送由下降沿触发的脉冲。每一个上升检测电路U6，U10用于发送由上升沿触发的脉冲。引脚节点CL通过串联连接电阻RP1以及缓冲器U9而连接到CLK线，缓冲器连接在电阻RP1和CLK线之间。

低压侧驱动器包括一个高压控制部分和一个低压控制部分。高压侧控制部分是给高压驱动器提供控制信号，通过高压驱动器驱动高压开关，包括上升检测U10，下降检测U8，一串联连接电阻RP1和缓冲器U9以及包括半导体开关MP1和MN1的反相半桥。MP1和MN1是串联连接的MOSFET半导体开关以构成一个半桥或反相半桥。MP1与MN1之间的互连节点连接到引脚节点CL。引脚节点CL通过电容CX连接到高压侧驱动器的引脚节点CH。引脚节点CL通过串联连接电阻RP1和缓冲器U9也连接到CLK线。引脚节点CL是连接在高压侧驱动器与低压侧驱动器之间，在本文也被称为接口节点。

MOSFET MP1的控制端连接到高压侧上升检测电路U10的输出，使得MP1的接通和断开是由高压侧上升检测电路U10决定。该控制端是MP1的栅极端口，而漏极和源极为导电端口。与MN1互连的MP1导电端是连接到电路电源Vcc，使得当MP1导通而MN1关闭时MP1与MN1之间的互连节点电压被上拉至V_cc。与MP1不互连的MN1导电端是连接到参考地，使得当MP1关断而MN1导通时MP1与MN1之间互连的节点电压被下拉到参考地。节点VCC电压是通过一个齐纳二极管DZ1钳位在16V。二极管D2是从节点CL到节点VCC正向连接，另一个二极管D1是从节点CL到低压侧驱动器的参考地反向连接。

在稳定状态中，高压侧上升检测电路U10在检测到CLK线从低到高向上过渡时将产生一个触发脉冲用来开启MP1，从而上拉节点CL电压至接近Vcc。另一方面，高压侧下降检测电路U9在检测到CLK线由高变低向下过渡时生成一个触发脉冲来开启MN1，从而下拉节点CL电压非常接近低压侧驱动器的参考接地。

低压侧控制部分包括一个上升检测U6，下降检测U5，连接到U5和U6输出的锁存器U3以及连接到锁存器U3输出的缓冲器U2，由锁存器的输出到达节点GL时将信号放大以驱动MLS。U6的节点1和点2分别连接到CLK线和上升检测电路U10的输出。上升检测U6的输入节点是连接到节点CL用于监控节点CL的电压变化。

通过上述的连接，检测电路U6在没有施加消隐信号时，当检测到节点CL电压上升，低压侧上升检测电路U6將生成一个触发信号。当CLK线是低压或上升检测电路U10输出为低电平时，上升检测电路U6的输出无效。触发信号将开启MLS。

低压侧下降检测电路U5用于当检测到标志着CLK脉冲从高电平过渡到低电平的下降电压时，产生一触发信号来关闭低压侧开关。

在稳态操作中，在检测到CLK线从高电平到低电平向下过渡时，低压下降检测电路U5将发送一个触发脉冲FD到锁存器U3，并且锁存器U3将在接收到FD触发脉冲时关闭MLS。另一方面，低压上升检测电路U6将在检测到CLK从低电平到高电平变化时发送一个触发脉冲RD到锁存器U3。

高压侧驱动器

如图2和图4中所示的高压侧驱动器包括一个通过缓冲器U13连接到高压控制节点的反转触发器U14。反转触发器U14的输入节点通过缓冲器U17连接到节点CH。节点CH经正向连接的二极管D4连接到节点VB。节点OUT经正向连接的二极管D3连接到节点CH。节点VB是经由比较器U19连接到反转触发器U14至另一个输入节点R2，偏置电压源V3串联连接到节点VB与比较器U19的负输入端之间。U19的正输入端连接到节点CH。节点VB连接到电压比较器U18的负输入端，电压比较器U18的输出端连接到反转触发器U14的另一个输入节点R3。电压比较器U18的正极端连接到一个电压源V2。偏置电压V2在该电路例子中设定为12V。反转触发器U14的输出节点通过串联连接反相器U16和电阻RP2连接到节点CH，RP2是连接到节点CH与U16之间。反转触发器U14的输出节点也经由一个“最大导通时间”模块连接到U14的输入节点R1。高压驱动器的参考地是在OUT节点，这意味着高压驱动器的参考地遵循节点OUT的电压。高压驱动器用于提供高压控制节点GH开关信号来驱动高压开关MHS。

工作模式

电子镇流器在多种模式下工作，例如在图5和图6所示的欠压锁定(“UVLO”)模式，预热模式和运行模式。

UVLO模式

在上电过程中，电压VPP总线断电或电源故障时，电子镇流器将进入欠压锁定(UVLO)模式，该电路电源电压Vcc是低于关断阈值，本例使用10V。在此模式下输入和输出引脚RT，CPH，GL和CL被拉到参考地V_SS。总电流耗损小于50uA。在正常情况下，启动电阻R1将拉动供应电压Vcc。一旦电源电压已达到开启阈值，本例使用12V，电子镇流器将进入预热模式。当这种情况发生时，电子镇流器具有足够的电压来驱动MOSFET MLS并执行其他基本功能。电路电源电压Vcc将通过由一个齐纳二极管DZ1所构成的并联稳压器钳位在16V。

预热模式

在预热模式下，引脚RT首先调节到5V，预热电流I_PH(1uA)供应到U12的引脚CPH。预热频率F_PH和运行频率F_RUN是由连接到引脚RT的电阻R3确定的。预热时间T_PH由连接到引脚CPH的电容器C2确定的，如下：

f_PH＝1.5×f_RUN

当VCO U12产生振荡，节点CL和低压侧开关MLS将开始开关橾作。然而，由于高压侧开关MHS仍然关闭，节点OUT目前还没有开关电压输出。在预热模式时，OUT通过低压侧开关MLS被拉到参考地。高压侧驱动器的高压电源电压VB通过高压启动电阻R2和连接电容器C_X上拉。在一些实现方式中，高压的启动电阻R2可以断开，高压电源电压可以完全依靠开关电容C_X回复上升到开启阈值(12V)。

运行模式或稳态工作模式

一旦高压驱动器进入运行模式，半桥将启动电压开关操作以产生电压摆动。其结果是，节点OUT将在电压Vpp总线和参考地之间振荡，此电容式电荷泵将工作在最大功率。电子镇流器的电容式电荷泵提供主要电源给供高压侧驱动器和低压侧驱动器工作之用。例如，在输出上升中，电荷将被输送到低侧储存电容C1，在输出下降中，电荷将被输送到高压储存电容C3。C1和C3在该电路例子中大约是在100nF的数值范围。

图5和图6是描绘高压侧和低压侧驱动器操作的状态图。平均充电电流I_CHRG主要由开关频率，电容C_X和电压V_PP总线确定，如下：

I_CHRG≈f_SWC_XV_PP

平均充电电流设置为大于低压侧驱动器的工作电流。充电泵的转换效率(从总线到电容)取决于一系列的因素，并且可以大于90％。限制输出的上升和下降斜率可以减少功率消耗，此相当于是减少C_X，C_SL，C_R和C_M之间的串联电阻

OUT节点的上升和下降斜率主要取决于电容C_X，C_SL，电感L_R和总线电压。C_X主要用于设置充电电流。增加C_SL可以调整上升和下降的速率以至有更好的电磁干扰性能。由于C_X会影响到纳秒脉冲或脉冲的瞬态时间变化，一般取值为几百pF，在本应用电路中取100pF，这是由于脉冲和脉冲的瞬变时间在100ns范围。

检测电路将检测输出节点116的上升电压和下降电压的最后阶段，并发送一个“稳定状态”或者“工作模式”的信号到开关控制电路。开关电路会产生一个高频的脉冲来驱动半桥，使低频电源产生高频电源输出。开关脉冲通常是等波长周期的脉冲。开关控制电路开启第一个半导体开关还是第二半导体开关是取决于输出节点116电压是上升末端还是下降末端。

在日光灯稳定的状态下，当日光灯启动时，日光灯将被输出节点116的高频电压驱动，电子镇流器将处于“工作模式”，第一和第二个半导体开关将按照下图的开关状态进行循环操作，直到日光灯关闭。

表1

在这个例子中，第一个半导体开关器件MHS也是“高压侧开关”，这是由于它连接总线的V_PP电压。第二个半导体开关器件MLS也是“低压侧开关”，这是由于他连接地或者零电位。半桥的一个完整开关循环由上面连续的1到4开关状态组成，半桥的“运行模式“例子将在下面讲述。

在这个例子中，第一个半导体开关器件MHS也是“高压侧开关”，这是由于他连接总线的V_PP电压。第二个半导体开关器件MLS也是“低压侧开关”，这是由于他连接地或者零电位。半桥的一个完整开关循环由上面连续的1到4开关状态组成，半桥的“运行模式“例子将在下面讲述。

当半桥在状态1时，MHS处于on，MLS处于off，输出端OUT116的电位是V_PP。

当半桥在状态3时，MHS处于off，MLS处于on，输出端OUT116的电位是零电位或者是对应的地V_SS。

当半桥从状态1切换到状态3时，半桥将先进入MHS和MLS都是off的状态2，这是为了避免MLS和MHS同时为on。当半桥从状态1切换到状态3时，输出端116的电压逐渐从V_PP下降到V_SS，这是由于电磁电路的磁阻作用。状态2是“关闭时间”，也可以说是“关闭时间1”或者“下降的关闭时间”

同样的，当半桥从状态3切换到状态1，半桥将先进入MHS和MLS都是off的状态4，这是为了避免MLS和MHS同时为on.当半桥从状态3切换到状态1时，输出端116的电压逐渐从V_SS上升到V_PP，这是由于电磁电路的磁阻作用。状态4是“关闭时间”，也可以说是“关闭时间2”或者“上升的关闭时间”。

以下给出几个端口在非转换状态下的电压情况。

表格2

由于进入关闭时间时，MHS和MLS同时开启，电流会缓慢减少。下面将会介绍如何准确控制关闭时间。

例如，假如“关闭时间1”的时间比关闭高压侧开关后输出端116电压的真实下降时间还要短，低压侧开关将会在输出电压到达零之前开启。另一方面，假如关闭时间太长，输出电压可能已经又从零电位开始上升，这是由于通过电容、电感L_res让其上升到V_PP的一半值。关闭时间2的状态也是类似上面的关闭时间1.

当精确的关闭时间控制符合要求时，真实的电路下降时间，保持时间和上升时间是变化的，并且依赖于一系列的因素，例如总线电压，电感电流和电感值，输出节点的总电容，包括电容C_RES和C_M，还有外围温度引起的电路部分性能的改变。

另外一个因素让关闭时间变复杂的是输出端116非对称的上升和下降时间。

电子镇流器的高频开关电路组成一个压控振荡器(VCO)，它产生一个时钟脉冲CLK，用于控制半桥的半导体开关，在半桥的低频电源输入端转换成高频电源以供日光灯工作之用，每个时钟脉冲要么处在逻辑高电平，要么处在逻辑低电平。

在本例子，当时钟脉冲为高电平时，开关控制电路将高压侧开关设置为关断状态，相反，当时钟脉冲为低电平时，开关控制电路将低压侧开关设置为关断状态。为了避免高压和低压开关同时工作，开关电路需要做以下设置：

第一，当时钟脉冲从低电平转换成高电平时，高压开关将会处于关断状态。也就是说当CLK在高电平时高压开关处于关断状态，但是仅当输出节点的电压停止下降时，低压开关才会开启。

第二，当时钟脉冲从高电平转换成低电平时，低压开关将会处于关断状态。

也就是说当CLK在低电平时低压开关处于关闭状态，但是仅当输出节点的电压停止上升时，高压开关才会开启。

以上开关控制的执行例子将在图2到4中说明，镇流器处在工作模式。

状态1(高压“开”，低压“关”)

当半桥在状态1，高压侧开关开启并工作，低压侧开关关闭，时钟信号CLK为低电平，节点OUT的电压V_OUT被置为V_PP(更加准确的说是V_PP－V_ON，V_ON是MHS开启时的电阻压降)，由于CLK信号通过电阻RP1和缓冲器U8，节点CL的电压V_CL被设置为低电位V_SS，V_B等于V_PP+16V，节点CH的电压V_CH由于电阻RP2和反相器U16的作用而被设置为V_OUT。

状态1到状态2(将高压侧开关从“开”到“关”)

当半桥处于状态1，时钟信号CLK从低电平变成高电平，半桥将会从状态1切换到高压侧开关和低压侧开关都是关闭的状态2。

当CLK产生一个从低电平到高电平的上升信号，上升沿检测电路U10将会发送一个短的开启脉冲来开启半导体开关MP1，这个短脉冲的数量级是100ns。因此，节点CL的电压将会上升到V_CC(这是由于节点CL的最大电压被固定在V_CC)，由于电容C_X的耦合作用，节点CH的电压也会跟随CL而上升。节点CH电压上升后也会通过缓冲器U7发送一个短脉冲信号到触发器U14，从而令高压侧开关MHS关闭进入状态2。

状态2(高压侧关闭，低压侧关闭，低压侧转换到下一状态)

在状态2，高压侧和低压侧开关都处于关闭状态。在状态2的开始阶段，节点OUT的电压为V_PP(准确是V_PP–V_ON)，节点VB的电压是V_PP+16V，节点CH电压是V_PP+16V；节点CL电压是V_CC。参考有效值V_PP＝300V，V_CC＝16V，V_ON～0.2V，脉冲持续时间大约是100ns，MP1和MP2是MOSFET开关。

状态2到状态3(检测OUT电压的下降并在电压下降的最后阶段开启低压侧开关)

当半桥已经进入状态2，节点OUT将会处于悬空状态，这是由于她将分别被高压侧开关和低压侧开关与V_PP和V_SS隔离。进入状态2后，节点OUT的电压V_OUT将会从电压V_PP开始下降，电压下降速率取决于震荡电路的特性。

当V_OUT下降，在电容C₃的耦合作用下，V_B也会跟着下降，V_CH由于二极管D4的存在也会跟着V_B下降，由于耦合电容C_X作用，V_CL跟着V_CH下降。由于节点CL电压V_CL被设定不能低于V_SS－V_DIODE，V_CL将从V_CC下降到V_SS－V_DIODE(近似等于－0.6V)，同时V_OUT从300V的V_PP下降到284V，而V_CL将会由于MOSFET MN1内建二极管D1的作用保持在V_SS－V_DIODE。当节点OUT的电压下降时，节点CH电压也会下降，电容C_X从节点CL放电。节点OUT电压会被固定不低于V_SS－V_DIODE，V_DIODE是低压侧开关MLS的衬底二极管电压。当节点OUT电压停止下降，电容将不会再从节点CL处放电，节点CL电压由于高电平的CLK和电阻RP1、缓冲器U9的作用而开始上升。

检测器件U5将会检测CL电压上升，并且发出信号给触发器U3，从而开启MLS，在这种情况下，V_OUT接近0V，低压侧可以实现零电压开关。图7和图7B是电压下降转换相关的波形。

状态3(高压侧关闭，低压侧开启)

当半桥处于状态3，CLK是高电平，低压侧开关开启，高压侧开关关闭，节点OUT电压被拉到地V_SS。这种状态下，节点CL被电阻RP1和缓冲器U9拉到高电位V_CC，节点CH被电阻RP2和反相器U16拉到V_B电位。

状态3到状态4(低压侧开关从“开启”到“关闭”)

在状态3中，当CLK产生一个高电平到底电平的脉冲，下降沿检测器U5将会检测到这种信号，然后关闭低压侧开关，半桥将会进入MHS和MLS都是处于关闭的状态4。

状态4(高压侧关闭，低压侧关闭，高压侧进入下一个状态)

当半桥进入状态4，OUT节点将会与V_PP和V_SS隔离，这时OUT节点将会处于悬空状态，它的电压将会取决于震荡电路电压。在状态4的开始阶段，节点OUT的电压V_OUT为地V_SS，节点CL通过电阻RP1，缓冲器U9，MOSFET MN1接到地，节点CH通过C_X接到对应的高压侧地。状态4到状态1(检测OUT点电压上升，在上升的最后阶段开启高压侧开关)

半桥进入状态4之后，由于震荡电路电流流出，节点OUT的电压V_OUT将开始上升，上升的速率取决于电路特性。当节点OUT电压上升后，节点CH电压V_CH也会跟着上升到V_OUT－V_DIODE，V_DIODE是二极管D3的压降。由于齐纳二极管DZ2的作用，节点VB的电压会一直保持比V_OUT大16V，此时OUT节点是高压侧驱动的地电位。

由于振荡电路放电，节点OUT电压上升，由于二极管D3，V_CH电压也将上升，节点CH和CL之间的电容C_X也让节点CL电压跟着上升。电压上升意味着节点CH通过电容C_X放电，这部分电流来自二极管D3和连接在反相器U16的电阻RP2。当V_OUT上升到V_PP+V_DIODE(高压侧开关MHS的体二极管)，这时不会有电流流过D3，触发器U14的输出通过电阻RP2和反向器U16，让节点CH也趋向V_B。需要注意的是V_B是高电势，V_OUT是低电势或者是高压侧驱动的地。节点CH电压的上升与高压侧驱动的地电位相关，并且会被阈值电压检测器U17所检测。U17会检测节点CH对应节点OUT的电压，并发送一个开启的信号到U14，从而开启高压侧开关。随着U17电压上升，高压侧开关也会实现零电位开关。图7和图7A是电压上升转换的相关波形。

当V_OUT从最低电位V_SS(准确值V_SS+V_ON)上升到最高电位V_PP(准确值V_PP－V_ON)，由于节点CH和CL之间的电容C_X的耦合作用，节点CL的电位也会随之上升。CL被与电源V_CC正向连接的二极管D2的作用钳位在固定电位，并且V_CC由于齐纳二极管DZ1的作用钳位在16V，则CL的电位会固定在V_CC+V_DIODE。随着时间变化，V_OUT继续上升，V_CL被固定，C_X的大部分(90％)电流将会流过二极管D2，一小部分(10％)将会流过RP1和缓冲器U9。当CH上升到它的最大值时，将不会有电流从C_X流出，CL电压由于电流继续通过RP1流到缓冲器U9而开始下降。

相对于开关的频率，节点OUT电压下降时间T₁和上升时间T₂都很小。因此T₁和T₂都属于纳秒的范围，在这里是100ns到200ns之间。在此处描述，“ON”和“on”都是表示开关是属于开的状态。同样的，“OFF”和“off”都是表示开关属于关闭状态。

另外，当半桥开关启动时过电流保护也将启动。这个功能由电流检测器U1和电流测试电阻RCS(0.8Ω)来执行。检测器会对异常的情况和其他一些故障作出反应。当低压侧开关开启，检测器将会检查CS端口的节点电压是否大于阈值电压VSC(1V)。当大于1V时，意味着谐振电感电流大于1.25A(1V/RCS)，则检测器将会产生一个短路电流故障信号。IC将会关闭低压侧开关。在每一个循环的最后，检测器将检查CS端口电压是否低于COPEN(0.01V)，或者高于VOC(0.4V)。这两个结果将会保存32个循环周期。假如他们存在32个循环周期，检测器将会发出相应的故障提示(开路和过电流)。在预备模式和点火模式下这三个错误信号不会发送给U4。只有在工作模式下才会设置U4，并且检测器在其他非开关模式下不会开启(UVLO模式和故障模式)。

虽然电子镇流器被描述为一个例子，但应该理解的是镇流器仅仅是一个公开说明的例子，不应该用来限制其适用范围。例如，时钟信号CLK高电平对应高压侧开关关闭和时钟信号CLK低电平对应低压侧开关关闭，一般情况下信号可以切换或修改，具体的电路将作相应的修改。

Claims (16)

1.一种电子镇流器控制电路，包括第一开关节点、第二开关节点、检测节点和判定电路，其特征在于，所述检测节点为第一开关节点、第二开关节点的公共连接输出节点，所述判定电路监测所述检测节点的电压，在运行模式或稳态状态下且所述第二开关节点处于关闭状态时，所述判定电路检测到所述检测节点的电压上升到顶端，所述第一开关节点从关闭状态切换到开启状态；所述一种电子镇流器控制电路用一列时钟脉冲使其工作，所述时钟脉冲频率决定了镇流器的开关频率；在检测到一个边沿过渡的时钟脉冲时，所述判定电路和所述开关控制电路的开关节点从开启状态切换到关闭状态；当所述第一开关节点和所述第二开关节点处于关闭状态时，交替设置所述第一开关节点和所述第二开关节点到开启状态；所述检测节点(OUT)被连接到第一输入节点(CH)，以方便所述判定电路的电压检测，当所述检测节点的电压停止上升时，所述第一输入节点的电压会上升；当检测到所述第一输入节点的电压上升时，所述判定电路将产生一个触发信号；所述判定电路的所述第一输入节点(CH)通过二极管(D4)，连接到所述判定电路的第一电源节点(VB)，所述二极管(D4)的导电性是从所述第一输入节点(CH)到所述第一电源节点(VB)，在所述判定电路中，所述第一电源节点(VB)被拉到第一工作电压(VB)，其中电容式电荷泵(C3)连接在所述第一输入节点(CH)和所述第一电源节点(VB)之间；还包括开关控制电路，当所述第一开关节点已经处于关闭状态，在所述检测节点的电压开始上升，由所述开关控制电路设置所述第二开关节点为关闭状态，电容式电荷泵(C3)的电压为第一电源节点电压(VB)，而且高于所述检测节点的电压。

2.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述开关控制电路在接收到所述检测节点电压上升到顶端的触发信号的时候，将所述第一开关节点从关闭状态切换到开启状态；当所述检测节点检测到电压上升到顶端的时候，所述判定电路将产生一个触发信号到所述开关控制电路。

3.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述判定电路是监测所述检测节点的电压，在运行模式或稳定工作状态且所述第一开关节点处于关闭状态时，当检测到所述检测节点电压下降到底端，所述第二开关节点从关闭状态切换到开启状态。

4.根据权利要求3所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述开关控制电路在接收到所述检测节点电压下降到底端的触发信号的时候，将所述第二开关节点从关闭状态切换到开启状态；当所述检测节点检测到电压下降到底端的时候，所述判定电路将产生一个触发信号到所述开关控制电路。

5.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，通过单向导电器件，包括二极管(D3)，将所述检测节点(OUT)连接到所述第一输入节点(CH)，将所述检测节点的电压信息转发到所述判定电路。

6.根据权利要求5所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，当所述检测节点的电压上升到顶端时，所述判定电路检测到所述第一输入节点(CH)的电压上升。

7.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述一种电子镇流器控制电路包括振荡器产生的一列时钟脉冲，所述判定电路在所述时钟脉冲的边沿产生一个关闭信号，设置所述第一开关节点处于关闭状态，在所述时钟脉冲的边沿触发一个关闭的信号，所述信号通过第一电容耦合发送到所述判定电路的所述第一输入节点。

8.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述检测节点(OUT)被连接到第二输入节点(CL)，以方便所述判定电路的电压检测，当所述检测节点的电压开始下降，所述第二输入节点的电压(CL)下降，当所述检测节点的电压停止下降，所述第二输入节点的电压(CL)将开始上升，当检测到所述第二输入节点(CL)的电压上升，所述判定电路将产生一个触发信号。

9.根据权利要求8所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，在所述检测节点的电压下降到底端时，初始电压下降，所述判定电路在所述第二输入节点(CL)检测到一个上升的电压。

10.根据权利要求8所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述第二输入节点(CL)连接到第一输入节点(CH)，然后检测到所述检测节点(OUT)的电压下降，所述判定电路的所述第一输入节点和所述第二输入节点通过第二耦合电容连接，即在所述检测节点上的电压变化信息，通过所述第二耦合电容从所述第一输入节点耦合到所述第二输入节点(CL)。

11.根据权利要求9所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，所述判定电路的所述第二输入节点(CL)通过单向导电器件，包括二极管(D2)，连接到第二电源节点(VCC)，所述二极管(D2)的正向导电方向是从所述第二输入节点(CL)到所述第二电源节点(VCC)，所述第二电源节点(VCC)被钳在第二工作电压(V_CC)，其中电容式电荷泵(C1)连接在所述第二输入节点(CL)和所述第二电源节点(VCC)之间。

12.根据权利要求11所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，在所述第二输入节点电压(CL)与所述检测节点的电压下降之前，当所述第一开关节点由开启状态切换到关闭状态，所述判定电路的所述第二输入节点(CL)的电压被拉到第二工作电压(V_CC)。

13.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，还包括第一耦合电容和第二耦合电容，所述第一耦合电容和所述第二耦合电容都是同一个电容器(C_X)。

14.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，还包括第一输入节点和第二输入节点，所述判定电路中的所述第一开关节点和所述第二开关节点，所述第一输入节点和所述第二输入节点，还有所述检测节点都是集成在一块芯片上的，包括一个CMOS集成电路。

15.根据权利要求1所述的一种电子镇流器控制电路，其特征在于，还包括电容式电荷泵(C1，C3)，所述电容式电荷泵(C1，C3)是离散的电容，为判定电路和开关控制电路提供工作电源。

16.一种由半桥电路和如权利要求1所述的电子镇流器控制电路构成的电子镇流器，其特征在于，半桥电路包括一个高压侧半导体开关器件连接到高电位的电源，一个低压侧半导体开关器件连接到低电位的电源，高压侧半导体开关器件与低压侧半导体开关器件共同连接在输出节点，其中镇流器控制电路的第一开关节点连接到一个高压侧半导体开关器件，第二开关节点连接到一个低压侧半导体开关器件；镇流器控制电路的检测节点位于半桥电路的输出节点，镇流器控制电路监测所述检测节点的电压，在运行模式或稳态状态下且所述第二开关节点处于关闭状态时，所述判定电路检测到所述检测节点的电压上升到顶端，所述第一开关节点从关闭状态切换到开启状态。