EP1467474A2 - Schnittstellenschaltung zum Betrieb von kapazitiven Lasten - Google Patents

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EP1467474A2
EP1467474A2 EP04006568A EP04006568A EP1467474A2 EP 1467474 A2 EP1467474 A2 EP 1467474A2 EP 04006568 A EP04006568 A EP 04006568A EP 04006568 A EP04006568 A EP 04006568A EP 1467474 A2 EP1467474 A2 EP 1467474A2
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EP
European Patent Office
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load
interface circuit
cfl
circuit
transistor
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EP04006568A
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EP1467474B1 (de
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Klaus Fischer
Josef Kreittmayr
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Osram GmbH
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Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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    • Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating capacitive loads using the example of electrical ballasts for lamps, in particular Low-pressure discharge lamps.
  • Circuit arrangements for operating low-pressure discharge lamps are known in various designs. I. d. They usually contain a rectifier circuit for rectifying an AC voltage supply and for charging a capacitor, often referred to as a smoothing capacitor. The DC voltage applied to this capacitor is used for Supply of an inverter or inverter (hereinafter referred to as inverter), who operates the low pressure discharge lamp. Similar designs are also known for other types of lamps, for example in the form of electronic ones Transformers for halogen lamps.
  • inverter inverter
  • Similar designs are also known for other types of lamps, for example in the form of electronic ones Transformers for halogen lamps.
  • the invention relates above also very generally circuit arrangements for operating capacitive loads, the term "capacitive" means the so-called smoothing capacitor at the input of the inverter thinks. Under capacitive loads in the following in particular Such lamps can be understood with an electrical ballast are equipped with capacitive properties.
  • the invention is based on the technical problem of a circuit arrangement to operate capacitive loads on the network, the extended Possible uses for the loads, especially for electrical ones Lamps, creates.
  • an interface circuit for operating a capacitive load on a power supply circuit especially one Leading edge dimmer, which is characterized in that the interface circuit has a first switch which is designed Short circuit the input of the load when there is no power supply to the The load is received.
  • the invention is directed to an electronic ballast for a lamp with an integrated interface circuit of the above Type of operation of the lamp on a leading edge dimmer.
  • the Lamp is preferably a low pressure discharge lamp, which is the invention however, on other types of lamps such.
  • CFL low-pressure discharge lamps
  • B constant power supply
  • the basic idea of the invention is the capacitive mentioned Loads compatible with dimmer circuits through an interface circuit to make and avoid the instabilities mentioned.
  • the invention is directed to operation on leading edge dimmers, the result of the inconsistent current consumption of the capacitive Load - if namely the instantaneous value of the AC voltage present is greater than the voltage across the capacitor - at capacitive loads encounter difficulties.
  • the interface circuit should also have a current flow in the remaining times enable by the leading edge dimmer, so that one in the This current flows through the dimmer contained timer.
  • a switch preferably a first transistor, of the interface circuit always switched on as soon as the AC mains voltage Zero crossing reached.
  • the transistor can also be switched on alternatively a short time after the zero crossing.
  • the first switch is preferred immediately switched off again as soon as the instantaneous value of the mains voltage is applied to the load.
  • the switch is preferably controlled via a second switch, preferably via a second transistor. This is preferably the second Transistor at the load input via two resistors with the mains supply itself (before the rectification). This allows the second Transistor practically "read out" the input voltage at the load and determine when power is supplied and the switch is switched on or off can be switched off without the rectifier circuit or filter capacities to be disturbed.
  • the interface circuit according to the invention can also be a control circuit have a signal provided by the mains supply, preferably evaluates the supply voltage itself. This can for example, the duty cycle of the first transistor is evaluated and on proportional signal are generated to regulate the power consumption the load can be used.
  • a preferred embodiment of this control circuit has a parallel connection from a series connection with a third resistor and one third transistor, the base of which is connected to the base of the first transistor is, a second smoothing capacitor and a fourth resistor on, the parallel connection being connected in series with a fifth resistor is, the tap of the control signal for controlling the power consumption the load between the fourth resistor and the fifth Resistance is provided.
  • the fifth resistor can be used in series with said parallel connection can be connected in parallel to the load. alternative it is possible to supply the fifth resistor for example in the Load integrated inverter. In contrast to the first case, in to which the fifth resistor must have high resistance, in the latter case the fifth resistor to be low-resistance, so that voltage losses are reduced can be.
  • the functional principle outlined above can be used for all common mains voltages regardless of the actual input circuitry of loads apply. It is suitable for loads with bridge rectification in the entrance and a single sieving or smoothing capacity as well for other input circuits e.g. at least two diodes and at least two smoothing capacitors (so-called “3D-2C circuit” see FIG. 4b or “Voltage doubler” cf. 4c). With the “2C-3D circuit” instead of a single smoothing capacitor, an arrangement of 2 Capacitors and 3 diodes used. With the voltage doubler two capacitors connected via two diodes on the mains side and with connected to the inverter circuit. This allows the total load double mains peak voltage are provided, for example what enables lamps that are designed for a 220 V network to be connected to a 110 V-mains supply to operate.
  • the interface circuit according to the invention can be in its own housing be carried out separately, for example in parallel to several to connect capacitive partial loads to a dimmer. This allows multiple capacitive loads without an integrated interface function on one Dimmers can be operated inexpensively.
  • FIG. 1 An example of the use of the interface circuit according to the invention is shown in Fig. 1.
  • the load CFL is from this voltage source via a leading edge dimmer (between the points N and P).
  • Phase control dimmer deliver a periodic power supply to the load that by firing a Triac circuit breaker via a variable timing element Diac, TR, TC is activated.
  • the timer can also be in the non-conductive state of the circuit breaker (if no mains voltage is applied to the load).
  • the actual load is for the lack of power supply Timer not available, so the circuit arrangement of the actual Load has no influence on the ignition process of the circuit breaker. So can be avoided that about phase shifts occur that the Shift ignition times in every grid half-wave and ultimately with the load can lead to unwanted flickering or the like.
  • circuit breaker triac and the timer which consists of a diac, a capacitor TC and a variable resistor TR is formed, are usually still a fuse F and in the dimmer circuit Smoothing and radio interference suppression also a capacitor C and an inductor L provided.
  • the interface circuit can be in the ballast the lamp CFL can be integrated; this embodiment is detailed in Figure 4a and 4b to see.
  • the load CFL can also have a separate interface circuit operate.
  • Figure 3 shows schematically such a structure for the operation of several CFL lamps (CFL 1, CFL 2, CFL 3) on one Dimmer using a separate IF interface circuit.
  • FIG. 4a The function of the interface circuit is described with reference to FIG. 4a, in which an exemplary circuit structure is shown which describes the above Functional principle realized.
  • the mains AC voltage is converted into a pulsating one in a rectifier GL DC voltage converted.
  • a capacitor C1 is opened via a diode D1 and the rectifier GL the peak value of the input voltage applied to the load and represents, for example, an inverter INV (or Inverter), a DC voltage is available, which in this one high-frequency AC voltage for supplying a low-pressure discharge lamp CFL is converted with a predeterminable lamp current.
  • INV inverter
  • the interface circuit IF is shown in FIG Example through the resistors R1, R2, R3, R4, the diode D1, the resistors R5, R6, and transistors T1 and T2 are formed.
  • the switching path of the first transistor T1 runs in series with the diode D1 parallel to Smoothing capacitor C1, which for generating the inverter circuit INV a high-frequency alternating voltage required for the CFL lamp supplies.
  • the transistor shorts the load's supply inputs.
  • a second transistor T2 is used to switch transistor T1 on and off and is with its collector (via a resistor R5) with the base of the Transistor T1 connected.
  • the switching path of the second transistor T2 runs parallel to the series connection of the resistor R5 and Control path from the first transistor T1 (T2 thus switches T1 off and on). So the first transistor can be turned off by the second transistor is switched on.
  • the circuit works as follows:
  • the transistor T1 forms in switched on a short circuit via the bridge rectifier GL between the two network input connections.
  • the polarity of the diode D1 also prevents transistor T1 from turning on shorts the capacitor C1.
  • the input impedance is achieved the load (CFL) for both positive and negative half-waves the AC mains voltage (VS, see Figure 1) to a minimum (“Short shot”) is reduced.
  • the resistors R1, R2 and R3 represent the current input voltage formed of the circuit and via the resistor R4 to the Base of transistor T2 applied.
  • the arrangement of the resistors R1 and R2 according to the invention on the network side connected ensures that the zero crossings of the mains input voltage (Reversing the polarity of VS) safely and independently of filter capacities or parasitic capacities can be detected.
  • the transistor T1 is switched on via the resistors when the transistor T2 is switched off R5 and R6 switched on.
  • T1 can pass through R6 and R5 also by a continuous-time signal which is in the load and the Inverter INV available (for example the supply of one in the INV inverter control IC) is switched on.
  • T2 due to a positive, sufficiently large voltage drop at R3 is switched on via R4, the transistor T1 is switched off.
  • the resistances R4 and R5 serve to improve the switching behavior of T2 and T1.
  • T2 ensures that T1 is always during the time ta (see FIG. 2) is switched on, in which the instantaneous value of the Mains AC voltage VS applied across the dimmer and that in the dimmer as Switching element provided triac is not conductive.
  • a small power transistor can be used as the transistor T1 a breakdown voltage greater than the maximum mains voltage VS. must have, however, in terms of current carrying capacity and current amplification no critical requirements are made.
  • the transistor T2 which operates as a switching transistor, is usually connected to a operated small base / emitter voltage of about 0.6 V.
  • This tension is however temperature dependent, so that due to the operation of the circuit and the switching temperature vary the switching voltage can (for example between 0.4 V and 0.6 V). Therefore, measures could be taken if necessary be taken, the the temperature-dependent fluctuation of the Compensate control voltage.
  • a Zener diode connected in series to the resistor R4 shown in Figure 4a become.
  • the voltage drop across R3 e.g. around 20 V
  • the relative fluctuation of the switch of the transistor T2 required voltage is reduced.
  • the interface circuit according to the invention works independently of the input circuit used for the lamp.
  • Figure 4b shows a variant the input circuit, in which the single capacitor shown in Figure 4a C1 through a circuit of three diodes D2 - D4 and 2 capacitors C1a, C1b ("2C-3D circuit") is replaced. In operation takes place in this (Buffer) circuit a serial charging of the two capacitors.
  • the interface function as a separate device IF set up without load, it is necessary to switch on the Transistor T1 requires current through a resistor from an additional Feed capacitor. In this case, this capacitor have a relatively low capacity because it doesn't have the energy to dine a load but only provide the energy to control T1 via R6 got to.
  • An example of such a circuit is shown in Figure 4c.
  • the Load is via one of two diodes D2, D3 and two capacitors C1a, C1b existing input circuit serving as a "voltage doubler" connected to the network.
  • the interface circuit is parallel to it switched and contains a capacitor C3 (mentioned above).
  • Capacitors C1a and C1b become "voltage doubler" circuits alternating (i.e. one by the positive and the other by the negative Mains half-wave) is charged to the mains peak voltage. All in all the load INV, CFL therefore has double the mains peak voltage.
  • This circuit can be used, for example, lamps CFL, which are designed for 220 V networks, on a 110 V network (e.g. in the USA).
  • the invention can also be used to control the power consumption of a load be used.
  • CFL load
  • CFL low-pressure discharge lamp
  • CFL low-pressure discharge lamp
  • the size of the setpoint should preferably be inversely proportional be to the phase gating angle (large setpoint with low phase gating angle); in this way one obtains with the arrangement shown in FIG with "little" dimming (i.e. high brightness for a lamp) one high setpoint and vice versa. However, it is also generating one directly proportional relationship between phase angle and setpoint possible.
  • This duty cycle corresponds to the ratio of Times ta (triac switched off) and tb (triac partly switched on) within a network half-wave (see FIG. 2a).
  • FIG. 5 An exemplary circuit for implementing this control is shown in FIG. 5 shown.
  • An embodiment is shown in which the interface circuit IF (as in Figure 4) is integrated in the load and between rectifier GL and Smoothing capacitor C1 is switched.
  • a control circuit REG as part of the Interface circuit IF or switched separately from this.
  • the control unit comprises a third transistor T3, the base of which is connected to the collector of the second transistor T2 (via resistor R7) is connected and in Series with the resistor R9 part of a parallel connection from another Smoothing capacitor C2 and a resistor R10 is.
  • This parallel connection is connected in series with another resistor R8, so that this series circuit runs parallel to the smoothing capacitor C2.
  • the power consumption of the CFL lamp is controlled by the capacitor C2 smoothed voltage drop over a line as a control signal DL uncoupled.
  • the resistors R7, R8, R9 and R10 as well the smoothing capacitor C2 and the transistor T3 are used.
  • the ratio of the resistance values of R8 and R10 becomes a maximum value defined for the signal DL passed on to the inverter INV.
  • This Signal DL is used in the inverter as a setpoint value for control or Control of the power consumption of the load or the brightness of a lamp CFL.
  • This size DL can then in the inverter INV z. B. via an integrated Circuit are processed, the power consumption (brightness) of the CFL lamp controls accordingly.
  • the maximum value defined by R8 and R10 DL defines the maximum power consumption of the load or the maximum Brightness of the lamp.
  • transistor T3 If the transistor T3 is permanently on, by the ratio from the resistance value of R8 and the total resistance of the parallel connection from R10 and R9 a minimum value for that passed on to the inverter INV Signal DL defined.

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  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
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  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schnittstellenschaltung, die sich zum Betrieb von kapazitiven Lasten wie elektrische Vorschaltgeräte für Lampen an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, eignet. Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung schließt den Lasteingang kurz, wenn die Netzversorgungsschaltung keine Lastversorgung durchführt. <IMAGE>

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver Lasten am Netz am Beispiel von elektrischen Vorschaltgeräten für Lampen, insbesondere Niederdruckentladungslampen.
Stand der Technik
Schaltungsanordnungen zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen bekannt. I. d. R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung und zum Aufladen eines häufig als Glättungskondensator bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende Gleichspannung dient zur Versorgung eines Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die Niederdruckentladungslampe betreibt. Ähnliche Gestaltungen sind auch für andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen Transformatoren für Halogenlampen. Die Erfindung betrifft darüber hinaus ganz allgemein Schaltungsanordnungen zum Betrieb kapazitiver Lasten, wobei der Begriff "kapazitiv" den sog. Glättungskondensator am Eingang des Inverters meint. Unter kapazitiven Lasten sollen im folgenden insbesondere solche Lampen verstanden werden, die mit einem elektrischen Vorschaltgerät mit kapazitiven Eigenschaften ausgestattet sind.
Darstellung der Erfindung
Der Erfindung liegt das technische Problem zu Grunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver Lasten am Netz anzugeben, die erweiterte Einsatzmöglichkeiten für die Lasten, und zwar insbesondere für elektrische Lampen, schafft.
Erfindungsgemäß ist hierzu eine Schnittstellenschaltung zum Betrieb einer kapazitiven Last an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, vorgesehen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Schnittstellenschaltung einen ersten Schalter aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der Last kurzzuschließen, wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last erfolgt.
Beispielhaft richtet sich die Erfindung auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung der oben erwähnten Art zum Betrieb der Lampe an einem Phasenanschnittsdimmer. Die Lampe ist vorzugsweise eine Niederdruckentladungslampe, die Erfindung ist jedoch auf andere Lampentypen wie z. B. Hochdruckentladungslampen oder Halogenlampen übertragbar.
Die Erfinder sind von der Erkenntnis ausgegangen, dass die Möglichkeiten des Dimmens bzw. der Leistungsregulierung bei kapazitiven Lasten verbesserungswürdig sind. Insbesondere neigen kapazitive Lasten wie Niederdruckentladungslampen (CFL), die an Netzversorgungsschaltungen betrieben werden, bei nicht konstanter Leistungsversorgung, wie z. B. beim Dimmen, zu Instabilitäten. Dies äußert sich zum Beispiel bei CFLs durch ein Flackern, was allgemein als störend empfunden wird.
Zwar wurden bei CFLs bislang auch komplexe Pumpschaltungen (bekannt als Schaltungen zur Reduzierung der Netzstromoberschwingungen) eingesetzt, die längere Stromflusswinkel, also eine zeitlich verstetigte Stromaufnahme, und damit auch verbesserte Dimmmöglichkeiten ermöglichen. Als besonders störend wirkt sich dabei jedoch aus, dass diese Pumpschaltungen einen hohen Bauteileaufwand sowie eine deutlich komplexere Funkentstörung erforderlich machen. Nachteilig ist hierbei auch, dass die verwendeten Pumpschaltungen so ausgelegt sein müssen, dass beim Betrieb dieser Lampen ohne Dimmer die auftretenden Netzstromoberschwingungen die geltenden Grenzwerte nicht übersteigen. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass bei den meisten Pumpschaltungen die Pumpleistung von der momentanen Spannung des Gleichspannungszwischenkreises abhängt und sich somit Unsymmetrien des Dimmers zwischen zwei aufeinanderfolgenden Netzhalbwellen aufgrund von Mitkopplungseigenschaften der eingesetzten Pumpschaltung verstärken können, was zu deutlichen Flackererscheinungen führen kann.
Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, die erwähnten kapazitiven Lasten durch eine Schnittstellenschaltung mit Dimmerschaltungen kompatibel zu machen und dabei die erwähnten Instabilitäten zu vermeiden. Dabei richtet sich die Erfindung insbesondere auf den Betrieb an Phasenanschnittsdimmern, die in Folge der zeitlich unstetigen Stromaufnahme der kapazitiven Last - wenn nämlich der Momentanwert der anliegenden Wechselspannung größer als die an dem Kondensator anliegende Spannung ist - bei kapazitiven Lasten auf Schwierigkeiten stoßen. Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung soll dabei auch in den übrigen Zeiten einen Stromfluss durch den Phasenanschnittsdimmer ermöglichen, so dass ein in dem Dimmer enthaltenes Zeitglied von diesem Strom durchflossen wird.
Hierzu wird ein Schalter, vorzugsweise ein erster Transistor, der Schnittstellenschaltung immer eingeschaltet, sobald die Netzwechselspannung ihren Nulldurchgang erreicht. Das Einschalten des Transistors kann alternativ auch kurze Zeit nach dem Nulldurchgang erfolgen. Der erste Schalter wird vorzugsweise sofort wieder ausgeschaltet, sobald der Momentanwert der Netzspannung an die Last angelegt wird. Dadurch ist es bei Einsatz an einem Dimmer möglich, dass der zum Aufladen des dimmerinternen Zeitkondensators erforderliche Strom nur durch den Widerstandswert des Dimmerzeitglieds definiert wird und nahezu ungedämpft durch die Last fließen kann. Es entsteht insbesondere praktisch keine zusätzliche Stromdämpfung. Die Steuerung des Schalters erfolgt vorzugsweise über einen zweiten Schalter, vorzugsweise über einen zweiten Transistor. Vorzugsweise ist dieser zweite Transistor am Lasteingang über zwei Widerstände mit der Netzversorgung selbst (also vor der Gleichrichtung) verbunden. Hierdurch kann der zweite Transistor die Eingangsspannung an der Last praktisch "auslesen" und feststellen, wann eine Leistungsversorgung erfolgt und der Schalter ein- bzw. auszuschalten ist, ohne dabei von der Gleichrichterschaltung oder etwa Filterkapazitäten gestört zu werden.
Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann weiter eine Steuerschaltung aufweisen, die ein von der Netzversorgung zur Verfügung gestelltes Signal, vorzugsweise die Versorgungsspannung selbst, auswertet. Hierzu kann zum Beispiel das Tastverhältnis des ersten Transistors ausgewertet und ein hierzu proportionales Signal erzeugt werden, das zur Regelung der Leistungsaufnahme der Last eingesetzt werden kann.
Eine bevorzugte Ausgestaltung dieser Steuerschaltung weist eine Parallelschaltung aus einer Serienschaltung mit einem dritten Widerstand und einem dritten Transistor, dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, einem zweiten Glättungskondensator und einem vierten Widerstand auf, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals für die Steuerung der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstand vorgesehen ist. Der fünfte Widerstand kann dabei in Reihe mit der genannten Parallelschaltung parallel zur Last geschaltet sein. Alternativ ist es möglich, den fünften Widerstand beispielsweise im zur Versorgung der Last vorgesehenen Inverter zu integrieren. Im Gegensatz zum ersten Fall, in dem der fünfte Widerstand hochohmig sein muss, kann im letzteren Fall der fünfte Widerstand niederohmig sein, so dass Spannungsverluste reduziert werden können. Zur Erläuterung wird auf das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 verwiesen.
Das oben dargelegte Funktionsprinzip lässt sich für alle gängigen Netzspannungen unabhängig von der tatsächlichen Eingangsschaltung von Lasten anwenden. Sie eignet sich sowohl für Lasten mit einer Brückengleichrichtung im Eingang und einer einzelnen Sieb- oder Glättungskapazität als auch für andere Eingangsschaltungen, die z.B. mindestens zwei Dioden und mindestens zwei Glättungskondensatoren (sog. "3D-2C-Schaltung" vgl. Fig. 4b oder "Spannungsverdoppler" vgl. Fig. 4c) aufweisen. Bei der "2C-3D-Schaltung" wird anstelle eines einzelnen Glättungskondensators eine Anordnung aus 2 Kondensatoren und 3 Dioden verwendet. Beim Spannungsverdoppler werden zwei Kondensatoren über zwei Dioden netzseitig angeschlossen und mit der Inverterschaltung verbunden. Hierdurch kann der Last insgesamt die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung gestellt werden, was zum Beispiel ermöglicht, Lampen, die für ein 220 V-Netz ausgelegt sind an einer 110 V-Netzversorgung zu betreiben.
Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann in einem eigenen Gehäuse separat ausgeführt sein, um sie zum Beispiel parallel zu mehreren kapazitiven Teillasten an einem Dimmer anzuschließen. Dadurch können mehrere kapazitive Lasten ohne integrierte Schnittstellenfunktion an einem Dimmer kostengünstig betrieben werden.
Sie kann aber auch vorteilhaft mit einem elektronischen Vorschaltgerät und insbesondere in einer Kompaktleuchtstofflampe integriert sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden soll die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. Die Ausführungsbeispiele zeigen dabei den bevorzugten Einsatz der Schnittstellenschaltung zum Betrieb mit einer CFL an einem Phasenanschnittsdimmer. Es zeigen:
Figur 1
eine Schaltung eines herkömmlichen Phasenanschnittsdimmers, an dem eine kapazitive Last betrieben wird,
Figur 2
den Spannungs-Stromverlauf für eine Schnittstellenschaltung gemäß Figur 4a, wobei a) der Verlauf der Netzspannung der Last, b) der Ladestrom eines Glättungskondensators an der Last, c) die Steuerung des zweiten Transistors und d) der Spannungsverlauf am Kollektor des zweiten Transistors als Funktionen der Zeit zeigt,
Figur 3
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer separaten Schnittstellenschaltung,
Figur 4a
einen beispielhaften Aufbau für eine erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung,
Figur 4b
einen zu Figur 4a ähnlichen Aufbau der Schnittstellenschaltung, wobei der Glättungskondensator durch eine Kondensator/Dioden-Schaltungsanordnung ersetzt ist;
Figur 4c
eine für die Ausführungsform nach Fig. 3 beispielhafte Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Spannungsverdopplerschaltung;
Figur 5
eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung (REG) zu Bildung eines zum Phasenanschnittwinkel des Dimmers proportionalen Signals.
Bevorzugte Ausführungen der Erfindung
Ein Beispiel für den Einsatz der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung ist in Fig. 1 gezeigt. Zu sehen ist eine Schaltung, in der eine Kompakt-Leuchtstofflampe CFL über eine Wechselspannungs-Netzversorgung betrieben wird. Die Last CFL wird von dieser Spannungsquelle über einen Phasenanschnittsdimmer (zwischen den Punkten N und P) versorgt. Phasenanschnittsdimmer liefern eine periodische Netzversorgung an die Last, die durch Zünden eines Leistungsschalters Triac über ein variables Zeitglied Diac, TR, TC freigeschaltet wird. Durch die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann das Zeitglied auch im nicht leitenden Zustand des Leistungsschalters (wenn also keine Netzspannung an die Last gelegt wird) arbeiten. Die eigentliche Last ist bei nicht vorhandener Leistungsversorgung für das Zeitglied nicht vorhanden, so dass die Schaltungsanordnung der eigentlichen Last keinen Einfluss auf den Zündvorgang des Leistungsschalters hat. So kann vermieden werden, dass etwa Phasenverschiebungen auftreten, die die Zündzeitpunkte in jeder Netzhalbwelle verschieben und bei der Last letztlich zu unerwünschten Flackererscheinungen oder dergleichen führen können.
Neben dem Leistungsschalter Triac und dem Zeitglied, das aus einem Diac, einem Kondensator TC und einem regelbaren Widerstand TR gebildet wird, sind in der Dimmerschaltung üblicherweise noch eine Sicherung F und zur Glättung und Funkentstörung außerdem ein Kondensator C und eine Induktivität L vorgesehen. Die Schnittstellenschaltung kann in das Vorschaltgerät der Lampe CFL integriert werden; diese Ausführung ist detailliert in Figur 4a und 4b zu sehen. Die Last CFL kann auch mit separater Schnittstellenschaltung betrieben werden. Figur 3 zeigt schematisch einen solchen Aufbau für den Betrieb mehrerer Lampen CFL (CFL 1, CFL 2, CFL 3) an einem einzigen Dimmer unter Verwendung einer separaten Schnittstellenschaltung IF.
Die Funktion der Schnittstellenschaltung wird anhand von Figur 4a beschrieben, in der ein beispielhafter Schaltungsaufbau gezeigt ist, der das oben beschriebene Funktionsprinzip realisiert.
Die Netzwechselspannung wird in einem Gleichrichter GL in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt.
Ein Kondensator C1 wird über eine Diode D1 und den Gleichrichter GL auf den Spitzenwert der an die Last angelegten Eingangsspannung aufgeladen und stellt beispielsweise einem nicht näher beschriebenen Inverter INV (oder Wechselrichter) eine Gleichspannung zur Verfügung, die in diesem in eine hochfrequente Wechselspannung zur Versorgung einer Niederdruckentladungslampe CFL mit vorgebbarem Lampenstrom umgewandelt wird.
Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung IF wird im in Figur 4 gezeigten Beispiel durch die Widerstände R1, R2, R3, R4, die Diode D1, die Widerstände R5, R6, und die Transistoren T1 und T2 gebildet. Die Schaltstrecke des ersten Transistors T1 verläuft in Serie mit der Diode D1 parallel zum Glättungskondensator C1, der die für die Inverterschaltung INV zum Erzeugen einer Hochfrequenzwechselspannung für die Lampe CFL nötige Spannung liefert. Der Transistor schließt die Versorgungseingänge der Last kurz. Ein zweiter Transistor T2 dient zum Ein- bzw. Ausschalten des Transistors T1 und ist mit seinem Kollektor (über einen Widerstand R5) mit der Basis des Transistors T1 verbunden. Die Schaltstrecke des zweiten Transistors T2 verläuft dabei parallel zur Serienschaltung aus dem Widerstand R5 und der Steuerstrecke vom ersten Transistor T1 (T2 schaltet also T1 aus und ein). So kann der erste Transistor ausgeschaltet werden, indem der zweite Transistor eingeschaltet wird.
Die Funktionsweise der Schaltung ist die folgende: Der Transistor T1 bildet in eingeschaltetem Zustand über den Brückengleichrichter GL einen Kurzschluss zwischen den beiden Netzeingangsanschlüssen. Die Polung der Diode D1 verhindert, dass der Transistor T1 im eingeschalteten Zustand auch den Kondensator C1 kurzschließt. Durch die Anordnung des Transistors T1 am Ausgang des Brückengleichrichters GL wird erreicht, dass die Eingangsimpedanz der Last (CFL) sowohl bei positiven als auch bei negativen Halbwellen der Netzwechselspannung (VS, siehe Figur 1) auf ein Minimum ("Kurzschtuss") reduziert ist.
Mit den Widerständen R1, R2 und R3 wird ein Abbild der momentanen Eingangsspannung der Schaltung gebildet und über den Widerstand R4 an die Basis des Transistors T2 angelegt.
Die Anordnung der Widerstände R1 und R2, die erfindungsgemäß netzseitig angeschlossen sind, stellt sicher, dass die Nulldurchgänge der Netzeingangsspannung (Umkehrung der Polarität von VS) sicher und unabhängig von eventuell vorhandenen Filterkapazitäten oder auch parasitären Kapazitäten detektiert werden können.
Der Transistor T1 wird bei ausgeschaltetem Transistor T2 über die Widerstände R5 und R6 eingeschaltet. Allerdings kann T1 statt von C1 über R6 und R5 auch durch ein zeitkontinuierliches Signal, das in der Last bzw. dem Inverter INV verfügbar (beispielsweise die Versorgung eines im Inverter INV vorhandenen Steuer-IC) ist, eingeschaltet werden.
Wenn T2 durch einen positiven, ausreichend großen Spannungsabfall an R3 über R4 eingeschaltet wird, wird der Transistor T1 ausgeschaltet. Die Widerstände R4 und R5 dienen dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens von T2 und T1.
Durch die invertierende Funktion von T2 wird erreicht, dass T1 immer während der Zeit ta (vgl. Fig. 2) eingeschaltet ist, in der der Momentanwert der Netzwechselspannung VS über dem Dimmer ansteht und der im Dimmer als Schaltelement vorgesehene Triac nicht leitend ist. Sobald der Triac im Dimmer gezündet wird (Zeitpunkt t2 in Figur 2) und dadurch der Momentanwert der Netzwechselspannung VS an die Last (CFL) gelegt wird, wird T1 ausgeschaltet und der Kondensator C1 wird über D1 auf den Spitzenwert der Eingangsspannung der Last (CFL) aufgeladen (vgl. Zeit tb in Figur 2b).
Als Transistor T1 kann ein Kleinleistungstransistor verwendet werden, der zwar eine Durchbruchsspannung größer als die maximale Netzspannung VS aufweisen muss, an den jedoch bezüglich der Stromtragfähigkeit und Stromverstärkung keinerlei kritische Anforderungen gestellt werden.
Der als Schalttransistor arbeitende Transistor T2 wird üblicherweise mit einer kleinen Basis/Emitterspannung von etwa 0,6 V betrieben. Diese Spannung ist jedoch temperaturabhängig, so dass infolge des Betriebs der Schaltung und der damit verbundenen Temperaturänderung die Schaltspannung variieren kann (beispielsweise zwischen 0,4 V und 0,6 V). Deshalb könnten ggf. Maßnahmen ergriffen werden, die die temperaturabhängige Schwankung der Steuerspannung kompensieren. Beispielsweise kann zu diesem Zweck eine Zenerdiode in Serie zu dem in Figur 4a gezeigten Widerstand R4 geschaltet werden. Dadurch kann die über R3 abfallende Spannung (beispielsweise um 20 V) erhöht werden, so dass die relative Schwankung der zum Einschalten des Transistors T2 erforderlichen Spannung verkleinert wird.
Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung funktioniert unabhängig von der verwendeten Eingangsschaltung für die Lampe. Figur 4b zeigt eine Variante der Eingangsschaltung, bei der der in Figur 4a gezeigte einzelne Kondensator C1 durch eine Schaltung aus drei Dioden D2 - D4 und 2 Kondensatoren C1a, C1b ("2C-3D-Schaltung") ersetzt ist. Im Betrieb erfolgt in dieser (Puffer-) Schaltung eine serielle Aufladung der beiden Kondensatoren.
Soll, wie in Figur 3 gezeigt, die Schnittstellenfunktion als separates Gerät IF ohne Last aufgebaut werden, ist es erforderlich, den zum Einschalten des Transistors T1 erforderlichen Strom über einen Widerstand aus einem zusätzlichen Kondensator zu speisen. In diesem Fall kann dieser Kondensator eine relativ geringe Kapazität haben, da er nicht die Energie zum Speisen einer Last sondern nur die Energie zur Steuerung von T1 über R6 bereitstellen muss. Ein Beispiel für eine derartige Schaltung ist in Figur 4c gezeigt. Die Last ist dabei über eine aus zwei Dioden D2, D3 und zwei Kondensatoren C1a, C1b bestehende, als "Spannungsverdoppler" dienende Eingangsschaltung mit dem Netz verbunden. Die Schnittstellenschaltung ist parallel dazu geschaltet und enthält einen (oben erwähnten) Kondensator C3. Bei dieser "Spannungsverdoppler"-Schaltung werden die Kondensatoren C1a und C1b abwechselnd (d. h. einer durch die positive und der andere durch die negative Netzhalbwelle) auf die Netzspitzenspannung aufgeladen. Insgesamt steht der Last INV, CFL damit die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung. Diese Schaltung kann ausgenutzt werden, um beispielsweise Lampen CFL, die für 220 V-Netze ausgelegt sind, an einem 110 V-Netz (wie z. B. in den USA) zu betreiben.
Die Erfindung kann auch zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last eingesetzt werden. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last (CFL) bzw. zur Helligkeitssteuerung einer Niederdruckentladungslampe (CFL) ist es erforderlich, ein zu dem am Dimmer eingestellten Phasenanschnittwinkel proportionales Signal zu erzeugen, das beispielsweise für eine Regelung des Lampenstroms in einem Inverter als Sollwert benötigt wird.
Vorzugsweise soll dabei die Größe des Sollwerts umgekehrt proportional zum Phasenanschnittwinkel sein (großer Sollwert bei geringem Phasenanschnittwinkel); auf diese Weise erhält man bei der in Figur 5 gezeigten Anordnung bei "wenig" Dimmen (d. h. hoher Helligkeit bei einer Lampe) einen hohen Sollwert und umgekehrt. Es ist jedoch auch die Erzeugung eines direkt proportionalen Verhältnisses zwischen Phasenanschnittwinkel und Sollwert möglich.
Erfindungsgemäß wird das genannte Signal aus dem Tastverhältnis des Transistors T1 abgeleitet. Dieses Tastverhältnis entspricht dem Verhältnis der Zeiten ta (Triac ausgeschaltet) und tb (Triac teilweise eingeschaltet) innerhalb einer Netzhalbwelle (vgl. Figur 2a).
Eine beispielhafte Schaltung zur Realisierung dieser Steuerung ist in Figur 5 gezeigt. Gezeigt ist eine Ausführungsform, bei der die Schnittstellenschaltung IF (wie in Figur 4) in die Last integriert ist und zwischen Gleichrichter GL und Glättungskondensator C1 geschaltet ist. Zwischen Schnittstellenschaltung IF und Glättungskondensator C1 ist eine Steuerschaltung REG als Teil der Schnittstellenschaltung IF oder separat von dieser geschaltet. Die Steuereinheit umfasst einen dritten Transistor T3, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors T2 (über den Widerstand R7) verbunden ist und der in Serie mit dem Widerstand R9 Teil einer Parallelschaltung aus einem weiteren Glättungskondensator C2 und einem Widerstand R10 ist. Diese Parallelschaltung ist in Reihe mit einem weiteren Widerstand R8 geschaltet, so dass diese Reihenschaltung parallel zum Glättungskondensator C2 verläuft. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Lampe CFL wird der durch den Kondensator C2 geglättete Spannungsabfall über eine Leitung als Steuersignal DL ausgekoppelt.
Zur Bildung eines Gleichspannungssignals, dessen Größe proportional zum Tastverhältnis ta / tb ist, werden die Widerstände R7, R8, R9 und R10 sowie der Glättungskondensator C2 und der Transistor T3 verwendet.
Durch das Verhältnis der Widerstandswerte von R8 und R10 wird ein Maximalwert für das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert. Dieses Signal DL dient im Inverter als Sollwertgröße für eine Regelung oder Steuerung der Leistungsaufnahme der Last bzw. der Helligkeit einer Lampe CFL. Diese Größe DL kann dann im Inverter INV z. B. über eine integrierte Schaltung verarbeitet werden, die die Leistungsaufnahme (Helligkeit) der Lampe CFL entsprechend regelt. Der durch R8 und R10 definierte Maximalwert von DL definiert die maximale Leistungsaufnahme der Last bzw. die maximale Helligkeit der Lampe.
Wenn der Transistor T3 dauerhaft eingeschaltet ist, wird durch das Verhältnis aus dem Widerstandswert von R8 und dem Gesamtwiderstand der Parallelschaltung von R10 und R9 ein Minimalwert für das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert.
Durch das Schalten des Transistors T3, das zeitlich dem von T1 entspricht, stellt sich für DL eine vom Tastverhältnis von T1 bzw. T3 abhängige und durch den Kondensator C2 geglättete Gleichspannung ein. Der Widerstand R7 dient dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens von T3.
Anstelle der Speisung des Signals DL über R8 aus dem Kondensator C1 kann auch ein anderes Signal verwendet werden, das in der hier nicht näher beschriebenen Inverterschaltung INV vorhanden ist.

Claims (12)

  1. Schnittstellenschaltung (IF) zum Betrieb einer kapazitiven Last (CFL) an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstellenschaltung einen ersten Schalter (T1) aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der Last (CFL) kurzzuschließen, wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last (CFL) erfolgt.
  2. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Schalter zum Kurzschließen ein erster Transistor (T1) vorgesehen ist.
  3. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass weiter ein zweiter Schalter (T2) vorgesehen ist, der ausgelegt ist, den Kurzschluss des Eingangs der Last (CFL) aufzuheben, wenn eine Netzversorgung an den Eingang der Last (CFL) erfolgt.
  4. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 3 dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter ein zweiter Transistor (T2) ist.
  5. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des zweiten Transistors (T2) über einen ersten und einen zweiten Widerstand (R1, R2) mit jeweils einem netzseitigen Eingang eines Gleichrichters (GL) verbunden ist.
  6. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerschaltung (REG) vorgesehen ist, die ausgelegt ist, ein von der Netzversorgungsschaltung erzeugtes Signal auszuwerten und ein Signal (DL) zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Last (CFL) zu erzeugen.
  7. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Signal der Netzversorgungsschaltung um die Versorgungsspannung (VS) handelt.
  8. Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (REG) ausgelegt ist, auf der Grundlage des Tastverhältnisses des Schalters (T1) ein dazu proportionales Signal (DL) zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Last (CFL) zu erzeugen.
  9. Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (REG) eine Parallelschaltung aus einer Serienschaltung aus einem dritten Widerstand (R9) und einem dritten Transistor (T3), dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors (T1) verbunden ist, einem Glättungskondensator (C2) und einem vierten Widerstand (R10) aufweist, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand (R8) in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals (DL) für die Steuerung der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand (R10) und dem fünften Widerstand (R8) vorgesehen ist.
  10. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, die separat von Last (CFL1, CFL2, CFL3) und Netzversorgung in einem getrennten Aufbau ausgeführt ist.
  11. Schaltungsanordnung zum Betrieb von kapazitiven Lasten, insbesondere Niederdruckentladungslampen, am Netz mit einem Phasenanschnittsdimmer, der einen Leistungsschalter (Triac) und ein Zeitglied (Diac, TR, TC) aufweist, und der kapazitiven Last (CFL), dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Last (CFL) und dem Phasenanschnittsdimmer eine Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10 vorgesehen ist.
  12. Elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 zum Betrieb an einem Phasenanschnittsdimmer.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1465330A2 (de) * 2003-04-04 2004-10-06 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Verfahren zum Variieren der Leistungsaufnahme von kapazitiven Lasten
WO2006120629A2 (en) 2005-05-09 2006-11-16 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and circuit for enabling dimming using triac dimmer
WO2009121956A1 (en) * 2008-04-04 2009-10-08 Lemnis Lighting Patent Holding B.V. Dimmer triggering circuit, dimmer system and dimmable device
NL2002602C2 (en) * 2009-03-09 2010-09-13 Ledzworld B V Power driver for a light source.

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7126287B2 (en) * 2004-10-16 2006-10-24 Osram Sylvania Inc. Lamp with integral voltage converter having phase-controlled dimming circuit with fuse-resistor network for reducing RMS load voltage
DE102005018793A1 (de) * 2005-04-22 2006-10-26 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät mit Phasendimmererkennung
WO2009014418A1 (en) * 2007-07-24 2009-01-29 A.C. Pasma Holding B.V. Method and current control circuit for operating an electronic gas discharge lamp
US8829812B2 (en) * 2008-04-04 2014-09-09 Koninklijke Philips N.V. Dimmable lighting system
EP2257124B1 (de) * 2009-05-29 2018-01-24 Silergy Corp. Schaltung zur Ankopplung einer Niedrigstromlichtschaltung an einem Dimmer
DE102009033280A1 (de) * 2009-07-15 2011-03-24 Tridonic Gmbh & Co Kg Niedervoltversorgung für Betriebsgeräte im Standby-Zustand
DE102009051968B4 (de) 2009-11-04 2013-02-21 Insta Elektro Gmbh Verfahren zur Übertragung einer Steuerinformation von einem Steuergerät zu einer Lampeneinheit, ein dafür geeignetes Beleuchtungssystem, sowie Lampeneinheit
WO2011141905A1 (en) * 2010-04-29 2011-11-17 Victor Tzinker Ac-dc converter with unity power factor
KR100995996B1 (ko) 2010-05-20 2010-11-22 심규상 전자식 스위치의 동작 전원공급장치
EP2636135B1 (de) * 2010-11-04 2017-01-11 Philips Lighting Holding B.V. Sondierung des tastverhältnisses eines triac-dimmers
US8319451B2 (en) * 2011-02-10 2012-11-27 Osram Sylvania Inc. Two light level control circuit
CN104851726B (zh) * 2015-05-11 2018-03-30 广东小天才科技有限公司 按键结构及具有该按键结构的电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4876497A (en) * 1988-09-20 1989-10-24 Hc Power, Inc. Power factor corrector
JPH1022078A (ja) * 1996-07-06 1998-01-23 Horiuchi Denshi Sekkei:Kk 蛍光灯用リモートスイッチ
EP1045623A2 (de) * 1999-04-13 2000-10-18 Ein Hashofet Electrical Accessories Dimmer und Beleuchtungssystem zum Dimmen
JP2001052886A (ja) * 1999-08-12 2001-02-23 Toshiba Lighting & Technology Corp 点灯装置および照明装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3532760B2 (ja) * 1998-04-01 2004-05-31 松下電器産業株式会社 放電ランプ点灯装置
JP4505944B2 (ja) * 2000-05-11 2010-07-21 パナソニック電工株式会社 電源装置
IL147578A (en) * 2002-01-10 2006-06-11 Lightech Electronics Ind Ltd Lamp transformer for use with an electronic dimmer and method for use thereof for reducing acoustic noise

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4876497A (en) * 1988-09-20 1989-10-24 Hc Power, Inc. Power factor corrector
JPH1022078A (ja) * 1996-07-06 1998-01-23 Horiuchi Denshi Sekkei:Kk 蛍光灯用リモートスイッチ
EP1045623A2 (de) * 1999-04-13 2000-10-18 Ein Hashofet Electrical Accessories Dimmer und Beleuchtungssystem zum Dimmen
JP2001052886A (ja) * 1999-08-12 2001-02-23 Toshiba Lighting & Technology Corp 点灯装置および照明装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Bd. 1998, Nr. 05, 30. April 1998 (1998-04-30) & JP 10 022078 A (HORIUCHI DENSHI SEKKEI:KK), 23. Januar 1998 (1998-01-23) *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Bd. 2000, Nr. 19, 5. Juni 2001 (2001-06-05) & JP 2001 052886 A (TOSHIBA LIGHTING & TECHNOLOGY CORP), 23. Februar 2001 (2001-02-23) *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1465330A2 (de) * 2003-04-04 2004-10-06 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Verfahren zum Variieren der Leistungsaufnahme von kapazitiven Lasten
EP1465330A3 (de) * 2003-04-04 2011-04-13 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Verfahren zum Variieren der Leistungsaufnahme von kapazitiven Lasten
WO2006120629A2 (en) 2005-05-09 2006-11-16 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and circuit for enabling dimming using triac dimmer
WO2006120629A3 (en) * 2005-05-09 2007-03-08 Koninkl Philips Electronics Nv Method and circuit for enabling dimming using triac dimmer
WO2009121956A1 (en) * 2008-04-04 2009-10-08 Lemnis Lighting Patent Holding B.V. Dimmer triggering circuit, dimmer system and dimmable device
US8212494B2 (en) 2008-04-04 2012-07-03 Lemnis Lighting Patents Holding B.V. Dimmer triggering circuit, dimmer system and dimmable device
NL2002602C2 (en) * 2009-03-09 2010-09-13 Ledzworld B V Power driver for a light source.

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Publication number Publication date
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