EP1467474B1 - Schnittstellenschaltung zum Betrieb von kapazitiven Lasten - Google Patents

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EP1467474B1
EP1467474B1 EP04006568A EP04006568A EP1467474B1 EP 1467474 B1 EP1467474 B1 EP 1467474B1 EP 04006568 A EP04006568 A EP 04006568A EP 04006568 A EP04006568 A EP 04006568A EP 1467474 B1 EP1467474 B1 EP 1467474B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
load
circuit
transistor
cfl
interface circuit
Prior art date
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EP04006568A
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English (en)
French (fr)
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EP1467474A2 (de
EP1467474A3 (de
Inventor
Klaus Fischer
Josef Kreittmayr
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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Publication of EP1467474A3 publication Critical patent/EP1467474A3/de
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    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for the operation of capacitive loads on the grid using the example of electrical ballasts for lamps, especially low-pressure discharge lamps.
  • Circuit arrangements for operating low-pressure discharge lamps are known in many designs.
  • I. d. R. include a rectifier circuit for rectifying an AC power supply and for charging a capacitor often referred to as a smoothing capacitor.
  • the voltage applied to this capacitor DC voltage is used to power an inverter or inverter (hereinafter inverter), which operates the low-pressure discharge lamp.
  • inverter inverter
  • Similar designs are also known for other lamp types, for example in the form of electronic transformers for halogen lamps.
  • the invention more generally relates to circuit arrangements for the operation of capacitive loads, the term "capacitive" meaning the so-called smoothing capacitor at the input of the inverter. Under capacitive loads in the following, in particular, those lamps are to be understood, which are equipped with an electrical ballast with capacitive properties.
  • the EP 1 045 623 A2 discloses a dimmer for a dimmable lighting system powered by a mains supply and connectable to at least one discharge lamp driver, the dimmer being configured to short-circuit or connect to the mains supply depending on the mains voltage.
  • the invention is based on the technical problem of specifying a circuit arrangement for the operation of capacitive loads on the grid, which creates extended possibilities of use for the loads, in particular for electric lamps.
  • an interface circuit for operating a capacitive load to a power supply circuit in particular a Phasenanroughsdimmer, provided, which is characterized in that the interface circuit comprises a first switch which is designed to short-circuit the input of the load when no mains supply to the input of Load takes place.
  • the invention is directed to an electronic ballast for a lamp with an integrated interface circuit of the type mentioned above for operating the lamp on a phase-angle dimmer.
  • the lamp is preferably a low-pressure discharge lamp, but the invention is applicable to other lamp types such. As high-pressure discharge lamps or halogen lamps transferable.
  • capacitive loads such as low-pressure discharge lamps (CFL), which are operated on mains supply circuits with a non-constant power supply, such. B. when dimming, instabilities. This manifests itself, for example, in CFLs by a flicker, which is generally perceived as disturbing.
  • CFL low-pressure discharge lamps
  • a further disadvantage is that in most pumping circuits, the pumping power depends on the instantaneous voltage of the DC intermediate circuit and thus asymmetries of the dimmer between two consecutive mains half-waves can increase due to positive feedback characteristics of the pumping circuit used, which can lead to significant flicker phenomena.
  • the basic idea of the invention is to make the mentioned capacitive loads compatible with dimmer circuits by means of an interface circuit and thereby to avoid the mentioned instabilities.
  • the invention is directed in particular to the operation of phase angle dimmers, which encounter difficulties in capacitive loads as a result of the temporally unsteady current consumption of the capacitive load - that is, the instantaneous value of the applied AC voltage is greater than the voltage applied to the capacitor.
  • the interface circuit according to the invention should also allow in the remaining times a current flow through the Phasenanterrorismsdimmer, so that a current contained in the dimmer timer is traversed by this stream.
  • a switch preferably a first transistor
  • the interface circuit is always turned on when the AC line voltage reaches its zero crossing.
  • the switching on of the transistor can alternatively be done a short time after the zero crossing.
  • the first switch is preferably immediately switched off again as soon as the instantaneous value of the mains voltage is applied to the load.
  • the control of the switch is preferably carried out via a second switch, preferably via a second transistor.
  • this second transistor is connected to the load input via two resistors to the mains supply itself (ie before the rectification).
  • the second transistor can practically "read" the input voltage at the load and determine when power is applied and the switch is to be turned on or off without being disturbed by the rectifier circuit or filter capacitances.
  • the interface circuit according to the invention further comprises a control circuit which evaluates a signal provided by the mains supply, preferably the supply voltage itself. For this purpose, the duty cycle of the first transistor is evaluated and generates a signal proportional thereto, which is used to control the power consumption of the load.
  • the control circuit comprises a parallel connection of a series circuit having a third resistor and a third transistor whose base is connected to the base of the first transistor, a second smoothing capacitor and a fourth resistor, wherein the parallel circuit is connected in series with a fifth resistor, wherein the tap of the control signal for controlling the power consumption of the load between the fourth resistor and the fifth resistor is provided.
  • the fifth resistor can be connected in series with said parallel circuit parallel to the load.
  • it is possible to integrate the fifth resistor for example, in the inverter provided for supplying the load.
  • the fifth resistor can be low-impedance, so that voltage losses can be reduced.
  • the embodiment according to Fig. 5 directed.
  • the functional principle described above can be used for all common mains voltages independent of the actual input circuit of loads. It is suitable both for loads with a bridge rectification in the input and a single screening or smoothing capacitance as well as for other input circuits, for example at least two diodes and at least two smoothing capacitors (so-called “3D-2C circuit” cf. Fig. 4b or "voltage doubler” cf. Fig. 4c ) exhibit.
  • 3D-2C circuit cf. Fig. 4b or "voltage doubler” cf. Fig. 4c
  • an array of 2 capacitors and 3 diodes is used.
  • two capacitors are connected to the mains via two diodes and connected to the inverter circuit.
  • the load can be made available twice the total network peak voltage, which allows, for example, lamps that are designed for a 220 V network to operate on a 110 V mains supply.
  • the interface circuit according to the invention can be designed separately in a separate housing in order, for example, to connect it to a dimmer in parallel to a plurality of capacitive partial loads. As a result, several capacitive loads can be operated cost-effectively without integrated interface function on a dimmer.
  • Fig. 1 An example of the use of the interface circuit according to the invention is in Fig. 1 shown.
  • On display is a circuit in which a CFL compact fluorescent lamp is operated via an AC mains supply.
  • the load CFL is supplied from this voltage source via a phase gating dimmer (between points N and P).
  • Phase gating dimmers provide a periodic power supply to the load, which is enabled by firing a circuit breaker Triac via a variable timer Diac, TR, TC.
  • the timer can also in the non-conductive state of the circuit breaker (ie if no mains voltage is applied to the load) work.
  • phase shifts occur, for example, which shift the ignition times in each power half-wave and can ultimately lead to undesired flicker phenomena or the like in the load.
  • FIG. 3 shows schematically such a construction for the operation of several lamps CFL (CFL 1, CFL 2, CFL 3) on a single dimmer using a separate interface circuit IF.
  • FIG. 4a The function of the interface circuit is based on FIG. 4a in which an exemplary circuit structure is shown which realizes the above-described principle of operation.
  • the AC line voltage is converted in a rectifier GL into a pulsating DC voltage.
  • a capacitor C1 is charged via a diode D1 and the rectifier GL to the peak value of the input voltage applied to the load and provides, for example, a non-descript inverter INV (or inverter) a DC voltage available in this in a high-frequency AC voltage to supply a Low-pressure discharge lamp CFL with specified lamp current is converted.
  • INV inverter
  • the interface circuit IF is described in in FIG. 4 shown by the resistors R1, R2, R3, R4, the diode D1, the resistors R5, R6, and the transistors T1 and T2 formed.
  • the switching path of the first transistor T1 runs in series with the diode D1 in parallel with the smoothing capacitor C1, which supplies the voltage necessary for the inverter circuit INV to generate a high-frequency alternating voltage for the lamp CFL.
  • the transistor shorts the supply inputs of the load.
  • a second transistor T2 is used to turn on or off the transistor T1 and is connected to its collector (via a resistor R5) to the base of the transistor T1.
  • the switching path of the second transistor T2 runs parallel to the series circuit of the resistor R5 and the control path from the first transistor T1 (T2 thus turns off T1 and on).
  • the first transistor can be turned off by turning on the second transistor.
  • the operation of the circuit is the following:
  • the transistor T1 forms in the on state via the bridge rectifier GL a short circuit between the two power input terminals.
  • the polarity of the diode D1 prevents the transistor T1 in the on state also short-circuits the capacitor C1.
  • the arrangement of the transistor T1 at the output of the bridge rectifier GL ensures that the input impedance of the load (CFL) both positive and negative half cycles of the AC line voltage (VS, see FIG. 1 ) is reduced to a minimum ("short cut").
  • T1 is turned on when the transistor T2 is turned off via the resistors R5 and R6.
  • T1 can also be turned on by a time-continuous signal available in the load or inverter INV (for example, the supply of a control IC present in the inverter INV).
  • transistor T1 When T2 is turned on by a positive, sufficiently large voltage drop across R3 via R4, transistor T1 is turned off.
  • the resistors R4 and R5 serve to improve the switching behavior of T2 and T1.
  • T1 Due to the inverting function of T2 it is achieved that T1 always during the time ta (see. Fig. 2 ) is switched on, in which the instantaneous value of the mains AC voltage VS is present above the dimmer and the triac provided as a switching element in the dimmer is not conductive.
  • transistor T1 a low-power transistor may be used which, although it must have a breakdown voltage greater than the maximum mains voltage VS, to which, however, no critical requirements with respect to the current carrying capacity and current amplification.
  • the switching transistor transistor T2 is usually operated with a small base / emitter voltage of about 0.6 V.
  • this voltage is temperature dependent, so that as a result of the operation of the circuit and the associated temperature change, the switching voltage may vary (for example, between 0.4 V and 0.6 V). Therefore, if necessary, measures could be taken to compensate for the temperature-dependent fluctuation of the control voltage.
  • a Zener diode in series with that in FIG. 4a shown resistor R4 are switched. As a result, the voltage dropping across R3 (for example, around 20 V) can be increased so that the relative fluctuation of the voltage required to turn on the transistor T2 is reduced.
  • FIG. 4b shows a variant of the input circuit, in which the in FIG. 4a shown single capacitor C1 is replaced by a circuit of three diodes D2 - D4 and 2 capacitors C1a, C1b ("2C-3D circuit"). During operation, a serial charge of the two capacitors takes place in this (buffer) circuit.
  • the interface function as a separate device IF are constructed without load, it is necessary to feed the current required to turn on the transistor T1 via a resistor from an additional capacitor.
  • this capacitor may have a relatively small capacitance, since it does not have to provide the energy for feeding a load but only the power for controlling T1 over R6.
  • An example of such a circuit is shown in FIG Figure 4c shown.
  • the load is connected to the network via an input circuit consisting of two diodes D2, D3 and two capacitors C1a, C1b, serving as a "voltage doubler".
  • the interface circuit is connected in parallel and includes a capacitor C3 (mentioned above).
  • the invention can also be used to control the power consumption of a load.
  • CFL load
  • CFL low-pressure discharge lamp
  • the size of the setpoint should be inversely proportional to the phase angle (large setpoint with low phase angle); in this way you get at the in FIG. 5 shown arrangement with "little" dimming (ie high brightness in a lamp) a high target value and vice versa.
  • said signal is derived from the duty cycle of the transistor T1.
  • This duty cycle corresponds to the ratio of the times ta (triac off) and tb (triac partly switched on) within a network half-cycle (cf. FIG. 2a ).
  • FIG. 5 An exemplary circuit for implementing this control is shown in FIG. 5 shown. Shown is an embodiment in which the interface circuit IF (as in FIG. 4 ) is integrated in the load and is connected between rectifier GL and smoothing capacitor C1. Between interface circuit IF and smoothing capacitor C1, a control circuit REG is connected as part of the interface circuit IF or separately from this.
  • the control unit comprises a third transistor T3 whose base is connected to the collector of the second transistor T2 (via the resistor R7) and which is part of a parallel connection of a further smoothing capacitor C2 and a resistor R10 in series with the resistor R9. This parallel circuit is connected in series with a further resistor R8, so that this series connection is parallel to the smoothing capacitor C2.
  • To control the power consumption of the lamp CFL smoothed by the capacitor C2 voltage drop is coupled via a line as a control signal DL.
  • the resistors R7, R8, R9 and R10 and the smoothing capacitor C2 and the transistor T3 are used.
  • a maximum value for the signal DL propagated to the inverter INV is defined.
  • This signal DL is used in the inverter as a setpoint value for a regulation or control of the power consumption of the load or the brightness of a lamp CFL.
  • This size DL can then be in the inverter INV z. B. be processed via an integrated circuit that regulates the power consumption (brightness) of the lamp CFL accordingly.
  • the maximum value of DL defined by R8 and R10 defines the maximum power consumption of the load or the maximum brightness of the lamp.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver Lasten am Netz am Beispiel von elektrischen Vorschaltgeräten für Lampen, insbesondere Niederdruckentladungslampen.
    • Stand der Technik
  • Schaltungsanordnungen zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen bekannt. I. d. R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung und zum Aufladen eines häufig als Glättungskondensator bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende Gleichspannung dient zur Versorgung eines Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die Niederdruckentladungslampe betreibt. Ähnliche Gestaltungen sind auch für andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen Transformatoren für Halogenlampen. Die Erfindung betrifft darüber hinaus ganz allgemein Schaltungsanordnungen zum Betrieb kapazitiver Lasten, wobei der Begriff "kapazitiv" den sog. Glättungskondensator am Eingang des Inverters meint. Unter kapazitiven Lasten sollen im folgenden insbesondere solche Lampen verstanden werden, die mit einem elektrischen Vorschaltgerät mit kapazitiven Eigenschaften ausgestattet sind.
  • Die EP 1 045 623 A2 offenbart einen Dimmer für ein dimmbares Beleuchtungssystem, der von einer Netzversorgung gespeist wird und an mindestens ein Betriebsgerät für Entladungslampen anschließbar ist, wobei der Dimmer dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von der Netzspannung den Eingang der Last kurzzuschließen oder mit der Netzversorgung zu verbinden.
    • Darstellung der Erfindung
  • Der Erfindung liegt das technische Problem zu Grunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb kapazitiver Lasten am Netz anzugeben, die erweiterte Einsatzmöglichkeiten für die Lasten, und zwar insbesondere für elektrische Lampen, schafft.
  • Erfindungsgemäß ist hierzu eine Schnittstellenschaltung zum Betrieb einer kapazitiven Last an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, vorgesehen, die dadurch gekennzeichnet ist, dass die Schnittstellenschaltung einen ersten Schalter aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der Last kurzzuschließen, wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last erfolgt.
  • Beispielhaft richtet sich die Erfindung auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung der oben erwähnten Art zum Betrieb der Lampe an einem Phasenanschnittsdimmer. Die Lampe ist vorzugsweise eine Niederdruckentladungslampe, die Erfindung ist jedoch auf andere Lampentypen wie z. B. Hochdruckentladungslampen oder Halogenlampen übertragbar.
  • Die Erfinder sind von der Erkenntnis ausgegangen, dass die Möglichkeiten des Dimmens bzw. der Leistungsregulierung bei kapazitiven Lasten verbesserungswürdig sind. Insbesondere neigen kapazitive Lasten wie Niederdruckentladungslampen (CFL), die an Netzversorgungsschaltungen betrieben werden, bei nicht konstanter Leistungsversorgung, wie z. B. beim Dimmen, zu Instabilitäten. Dies äußert sich zum Beispiel bei CFLs durch ein Flackern, was allgemein als störend empfunden wird.
  • Zwar wurden bei CFLs bislang auch komplexe Pumpschaltungen (bekannt als Schaltungen zur Reduzierung der Netzstromoberschwingungen) eingesetzt, die längere Stromflusswinkel, also eine zeitlich verstetigte Stromaufnahme, und damit auch verbesserte Dimmmöglichkeiten ermöglichen. Als besonders störend wirkt sich dabei jedoch aus, dass diese Pumpschaltungen einen hohen Bauteileaufwand sowie eine deutlich komplexere Funkentstörung erforderlich machen. Nachteilig ist hierbei auch, dass die verwendeten Pumpschaltungen so ausgelegt sein müssen, dass beim Betrieb dieser Lampen ohne Dimmer die auftretenden Netzstromoberschwingungen die geltenden Grenzwerte nicht übersteigen. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass bei den meisten Pumpschaltungen die Pumpleistung von der momentanen Spannung des Gleichspannungszwischenkreises abhängt und sich somit Unsymmetrien des Dimmers zwischen zwei aufeinanderfolgenden Netzhalbwellen aufgrund von Mitkopplungseigenschaften der eingesetzten Pumpschaltung verstärken können, was zu deutlichen Flackererscheinungen führen kann.
  • Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, die erwähnten kapazitiven Lasten durch eine Schnittstellenschaltung mit Dimmerschaltungen kompatibel zu machen und dabei die erwähnten Instabilitäten zu vermeiden. Dabei richtet sich die Erfindung insbesondere auf den Betrieb an Phasenanschnittsdimmern, die in Folge der zeitlich unstetigen Stromaufnahme der kapazitiven Last - wenn nämlich der Momentanwert der anliegenden Wechselspannung größer als die an dem Kondensator anliegende Spannung ist - bei kapazitiven Lasten auf Schwierigkeiten stoßen. Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung soll dabei auch in den übrigen Zeiten einen Stromfluss durch den Phasenanschnittsdimmer ermöglichen, so dass ein in dem Dimmer enthaltenes Zeitglied von diesem Strom durchflossen wird.
  • Hierzu wird ein Schalter, vorzugsweise ein erster Transistor, der Schnittstellenschaltung immer eingeschaltet, sobald die Netzwechselspannung ihren Nulldurchgang erreicht. Das Einschalten des Transistors kann alternativ auch kurze Zeit nach dem Nulldurchgang erfolgen. Der erste Schalter wird vorzugsweise sofort wieder ausgeschaltet, sobald der Momentanwert der Netzspannung an die Last angelegt wird. Dadurch ist es bei Einsatz an einem Dimmer möglich, dass der zum Aufladen des dimmerinternen Zeitkondensators erforderliche Strom nur durch den Widerstandswert des Dimmerzeitglieds definiert wird und nahezu ungedämpft durch die Last fließen kann. Es entsteht insbesondere praktisch keine zusätzliche Stromdämpfung. Die Steuerung des Schalters erfolgt vorzugsweise über einen zweiten Schalter, vorzugsweise über einen zweiten Transistor. Vorzugsweise ist dieser zweite Transistor am Lasteingang über zwei Widerstände mit der Netzversorgung selbst (also vor der Gleichrichtung) verbunden. Hierdurch kann der zweite Transistor die Eingangsspannung an der Last praktisch "auslesen" und feststellen, wann eine Leistungsversorgung erfolgt und der Schalter ein- bzw. auszuschalten ist, ohne dabei von der Gleichrichterschaltung oder etwa Filterkapazitäten gestört zu werden.
  • Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung weist weiter eine Steuerschaltung auf, die ein von der Netzversorgung zur Verfügung gestelltes Signal, vorzugsweise die Versorgungsspannung selbst, auswertet. Hierzu wird das Tastverhältnis des ersten Transistors ausgewertet und ein hierzu proportionales Signal erzeugt, das zur Regelung der Leistungsaufnahme der Last eingesetzt wird.
  • Die Steuerschaltung weist eine Parallelschaltung aus einer Serienschaltung mit einem dritten Widerstand und einem dritten Transistor, dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, einem zweiten Glättungskondensator und einem vierten Widerstand auf, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals für die Steuerung der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand und dem fünften Widerstand vorgesehen ist. Der fünfte Widerstand kann dabei in Reihe mit der genannten Parallelschaltung parallel zur Last geschaltet sein. Alternativ ist es möglich, den fünften Widerstand beispielsweise im zur Versorgung der Last vorgesehenen Inverter zu integrieren. Im Gegensatz zum ersten Fall, in dem der fünfte Widerstand hochohmig sein muss, kann im letzteren Fall der fünfte Widerstand niederohmig sein, so dass Spannungsverluste reduziert werden können. Zur Erläuterung wird auf das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 verwiesen.
  • Das oben dargelegte Funktionsprinzip lässt sich für alle gängigen Netzspannungen unabhängig von der tatsächlichen Eingangsschaltung von Lasten anwenden. Sie eignet sich sowohl für Lasten mit einer Brückengleichrichtung im Eingang und einer einzelnen Sieb- oder Glättungskapazität als auch für andere Eingangsschaltungen, die z.B. mindestens zwei Dioden und mindestens zwei Glättungskondensatoren (sog. "3D-2C-Schaltung" vgl. Fig. 4b oder "Spannungsverdoppler" vgl. Fig. 4c) aufweisen. Bei der "2C-3D-Schaltung" wird anstelle eines einzelnen Glättungskondensators eine Anordnung aus 2 Kondensatoren und 3 Dioden verwendet. Beim Spannungsverdoppler werden zwei Kondensatoren über zwei Dioden netzseitig angeschlossen und mit der Inverterschaltung verbunden. Hierdurch kann der Last insgesamt die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung gestellt werden, was zum Beispiel ermöglicht, Lampen, die für ein 220 V-Netz ausgelegt sind an einer 110 V-Netzversorgung zu betreiben.
  • Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann in einem eigenen Gehäuse separat ausgeführt sein, um sie zum Beispiel parallel zu mehreren kapazitiven Teillasten an einem Dimmer anzuschließen. Dadurch können mehrere kapazitive Lasten ohne integrierte Schnittstellenfunktion an einem Dimmer kostengünstig betrieben werden.
  • Sie kann aber auch vorteilhaft mit einem elektronischen Vorschaltgerät und insbesondere in einer Kompaktleuchtstofflampe integriert sein.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Im Folgenden soll die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. Die Ausführungsbeispiele zeigen dabei den bevorzugten Einsatz der Schnittstellenschaltung zum Betrieb mit einer CFL an einem Phasenanschnittsdimmer. Es zeigen:
    • Figur 1
    eine Schaltung eines herkömmlichen Phasenanschnittsdimmers, an dem eine kapazitive Last betrieben wird,
    Figur 2
    den Spannungs-Stromverlauf für eine Schnittstellenschaltung gemäß Figur 4a, wobei a) der Verlauf der Netzspannung der Last, b) der Ladestrom eines Glättungskondensators an der Last, c) die Steuerung des zweiten Transistors und d) der Spannungsverlauf am Kollektor des zweiten Transistors als Funktionen der Zeit zeigt,
    Figur 3
    eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer separaten Schnittstellenschaltung,
    Figur 4a
    einen beispielhaften Aufbau für eine erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung,
    Figur 4b
    einen zu Figur 4a ähnlichen Aufbau der Schnittstellenschaltung, wobei der Glättungskondensator durch eine Kondensator/Dioden-Schaltungsanordnung ersetzt ist;
    Figur 4c
    eine für die Ausführungsform nach Fig. 3 beispielhafte Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Spannungsverdopplerschaltung;
    Figur 5
    eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einer Steuerschaltung (REG) zu Bildung eines zum Phasenanschnittwinkel des Dimmers proportionalen Signals.
    Bevorzugte Ausführungen der Erfindung
  • Ein Beispiel für den Einsatz der erfindungsgemäßen Schnittstellenschaltung ist in Fig. 1 gezeigt. Zu sehen ist eine Schaltung, in der eine Kompakt-Leuchtstofflampe CFL über eine Wechselspannungs-Netzversorgung betrieben wird. Die Last CFL wird von dieser Spannungsquelle über einen Phasenanschnittsdimmer (zwischen den Punkten N und P) versorgt. Phasenanschnittsdimmer liefern eine periodische Netzversorgung an die Last, die durch Zünden eines Leistungsschalters Triac über ein variables Zeitglied Diac, TR, TC freigeschaltet wird. Durch die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung kann das Zeitglied auch im nicht leitenden Zustand des Leistungsschalters (wenn also keine Netzspannung an die Last gelegt wird) arbeiten. Die eigentliche Last ist bei nicht vorhandener Leistungsversorgung für das Zeitglied nicht vorhanden, so dass die Schaltungsanordnung der eigentlichen Last keinen Einfluss auf den Zündvorgang des Leistungsschalters hat. So kann vermieden werden, dass etwa Phasenverschiebungen auftreten, die die Zündzeitpunkte in jeder Netzhalbwelle verschieben und bei der Last letztlich zu unerwünschten Flackererscheinungen oder dergleichen führen können.
  • Neben dem Leistungsschalter Triac und dem Zeitglied, das aus einem Diac, einem Kondensator TC und einem regelbaren Widerstand TR gebildet wird, sind in der Dimmerschaltung üblicherweise noch eine Sicherung F und zur Glättung und Funkentstörung außerdem ein Kondensator C und eine Induktivität L vorgesehen. Die Schnittstellenschaltung kann in das Vorschaltgerät der Lampe CFL integriert werden; diese Ausführung ist detailliert in Figur 4a und 4b zu sehen. Die Last CFL kann auch mit separater Schnittstellenschaltung betrieben werden. Figur 3 zeigt schematisch einen solchen Aufbau für den Betrieb mehrerer Lampen CFL (CFL 1, CFL 2, CFL 3) an einem einzigen Dimmer unter Verwendung einer separaten Schnittstellenschaltung IF.
  • Die Funktion der Schnittstellenschaltung wird anhand von Figur 4a beschrieben, in der ein beispielhafter Schaltungsaufbau gezeigt ist, der das oben beschriebene Funktionsprinzip realisiert.
  • Die Netzwechselspannung wird in einem Gleichrichter GL in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt.
  • Ein Kondensator C1 wird über eine Diode D1 und den Gleichrichter GL auf den Spitzenwert der an die Last angelegten Eingangsspannung aufgeladen und stellt beispielsweise einem nicht näher beschriebenen Inverter INV (oder Wechselrichter) eine Gleichspannung zur Verfügung, die in diesem in eine hochfrequente Wechselspannung zur Versorgung einer Niederdruckentladungslampe CFL mit vorgebbarem Lampenstrom umgewandelt wird.
  • Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung IF wird im in Figur 4 gezeigten Beispiel durch die Widerstände R1, R2, R3, R4, die Diode D1, die Widerstände R5, R6, und die Transistoren T1 und T2 gebildet. Die Schaltstrecke des ersten Transistors T1 verläuft in Serie mit der Diode D1 parallel zum Glättungskondensator C1, der die für die Inverterschaltung INV zum Erzeugen einer Hochfrequenzwechselspannung für die Lampe CFL nötige Spannung liefert. Der Transistor schließt die Versorgungseingänge der Last kurz. Ein zweiter Transistor T2 dient zum Ein- bzw. Ausschalten des Transistors T1 und ist mit seinem Kollektor (über einen Widerstand R5) mit der Basis des Transistors T1 verbunden. Die Schaltstrecke des zweiten Transistors T2 verläuft dabei parallel zur Serienschaltung aus dem Widerstand R5 und der Steuerstrecke vom ersten Transistor T1 (T2 schaltet also T1 aus und ein). So kann der erste Transistor ausgeschaltet werden, indem der zweite Transistor eingeschaltet wird.
  • Die Funktionsweise der Schaltung ist die folgende: Der Transistor T1 bildet in eingeschaltetem Zustand über den Brückengleichrichter GL einen Kurzschluss zwischen den beiden Netzeingangsanschlüssen. Die Polung der Diode D1 verhindert, dass der Transistor T1 im eingeschalteten Zustand auch den Kondensator C1 kurzschließt. Durch die Anordnung des Transistors T1 am Ausgang des Brückengleichrichters GL wird erreicht, dass die Eingangsimpedanz der Last (CFL) sowohl bei positiven als auch bei negativen Halbwellen der Netzwechselspannung (VS, siehe Figur 1) auf ein Minimum ("Kurzschtuss") reduziert ist.
  • Mit den Widerständen R1, R2 und R3 wird ein Abbild der momentanen Eingangsspannung der Schaltung gebildet und über den Widerstand R4 an die Basis des Transistors T2 angelegt.
  • Die Anordnung der Widerstände R1 und R2, die erfindungsgemäß netzseitig angeschlossen sind, stellt sicher, dass die Nulldurchgänge der Netzeingangsspannung (Umkehrung der Polarität von VS) sicher und unabhängig von eventuell vorhandenen Filterkapazitäten oder auch parasitären Kapazitäten detektiert werden können.
  • Der Transistor T1 wird bei ausgeschaltetem Transistor T2 über die Widerstände R5 und R6 eingeschaltet. Allerdings kann T1 statt von C1 über R6 und R5 auch durch ein zeitkontinuierliches Signal, das in der Last bzw. dem Inverter INV verfügbar (beispielsweise die Versorgung eines im Inverter INV vorhandenen Steuer-IC) ist, eingeschaltet werden.
  • Wenn T2 durch einen positiven, ausreichend großen Spannungsabfall an R3 über R4 eingeschaltet wird, wird der Transistor T1 ausgeschaltet. Die Widerstände R4 und R5 dienen dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens von T2 und T1.
  • Durch die invertierende Funktion von T2 wird erreicht, dass T1 immer während der Zeit ta (vgl. Fig. 2) eingeschaltet ist, in der der Momentanwert der Netzwechselspannung VS über dem Dimmer ansteht und der im Dimmer als Schaltelement vorgesehene Triac nicht leitend ist. Sobald der Triac im Dimmer gezündet wird (Zeitpunkt t2 in Figur 2) und dadurch der Momentanwert der Netzwechselspannung VS an die Last (CFL) gelegt wird, wird T1 ausgeschaltet und der Kondensator C1 wird über D1 auf den Spitzenwert der Eingangsspannung der Last (CFL) aufgeladen (vgl. Zeit tb in Figur 2b).
  • Als Transistor T1 kann ein Kleinleistungstransistor verwendet werden, der zwar eine Durchbruchsspannung größer als die maximale Netzspannung VS aufweisen muss, an den jedoch bezüglich der Stromtragfähigkeit und Stromverstärkung keinerlei kritische Anforderungen gestellt werden.
  • Der als Schalttransistor arbeitende Transistor T2 wird üblicherweise mit einer kleinen Basis/Emitterspannung von etwa 0,6 V betrieben. Diese Spannung ist jedoch temperaturabhängig, so dass infolge des Betriebs der Schaltung und der damit verbundenen Temperaturänderung die Schaltspannung variieren kann (beispielsweise zwischen 0,4 V und 0,6 V). Deshalb könnten ggf. Maßnahmen ergriffen werden, die die temperaturabhängige Schwankung der Steuerspannung kompensieren. Beispielsweise kann zu diesem Zweck eine Zenerdiode in Serie zu dem in Figur 4a gezeigten Widerstand R4 geschaltet werden. Dadurch kann die über R3 abfallende Spannung (beispielsweise um 20 V) erhöht werden, so dass die relative Schwankung der zum Einschalten des Transistors T2 erforderlichen Spannung verkleinert wird.
  • Die erfindungsgemäße Schnittstellenschaltung funktioniert unabhängig von der verwendeten Eingangsschaltung für die Lampe. Figur 4b zeigt eine Variante der Eingangsschaltung, bei der der in Figur 4a gezeigte einzelne Kondensator C1 durch eine Schaltung aus drei Dioden D2 - D4 und 2 Kondensatoren C1a, C1b ("2C-3D-Schaltung") ersetzt ist. Im Betrieb erfolgt in dieser (Puffer-) Schaltung eine serielle Aufladung der beiden Kondensatoren.
  • Soll, wie in Figur 3 gezeigt, die Schnittstellenfunktion als separates Gerät IF ohne Last aufgebaut werden, ist es erforderlich, den zum Einschalten des Transistors T1 erforderlichen Strom über einen Widerstand aus einem zusätzlichen Kondensator zu speisen. In diesem Fall kann dieser Kondensator eine relativ geringe Kapazität haben, da er nicht die Energie zum Speisen einer Last sondern nur die Energie zur Steuerung von T1 über R6 bereitstellen muss. Ein Beispiel für eine derartige Schaltung ist in Figur 4c gezeigt. Die Last ist dabei über eine aus zwei Dioden D2, D3 und zwei Kondensatoren C1a, C1b bestehende, als "Spannungsverdoppler" dienende Eingangsschaltung mit dem Netz verbunden. Die Schnittstellenschaltung ist parallel dazu geschaltet und enthält einen (oben erwähnten) Kondensator C3. Bei dieser "Spannungsverdoppler"-Schaltung werden die Kondensatoren C1a und C1b abwechselnd (d. h. einer durch die positive und der andere durch die negative Netzhalbwelle) auf die Netzspitzenspannung aufgeladen. Insgesamt steht der Last INV, CFL damit die doppelte Netzspitzenspannung zur Verfügung. Diese Schaltung kann ausgenutzt werden, um beispielsweise Lampen CFL, die für 220 V-Netze ausgelegt sind, an einem 110 V-Netz (wie z. B. in den USA) zu betreiben.
  • Die Erfindung kann auch zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last eingesetzt werden. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme einer Last (CFL) bzw. zur Helligkeitssteuerung einer Niederdruckentladungslampe (CFL) ist es erforderlich, ein zu dem am Dimmer eingestellten Phasenanschnittwinkel proportionales Signal zu erzeugen, das beispielsweise für eine Regelung des Lampenstroms in einem Inverter als Sollwert benötigt wird.
  • Vorzugsweise soll dabei die Größe des Sollwerts umgekehrt proportional zum Phasenanschnittwinkel sein (großer Sollwert bei geringem Phasenanschnittwinkel); auf diese Weise erhält man bei der in Figur 5 gezeigten Anordnung bei "wenig" Dimmen (d. h. hoher Helligkeit bei einer Lampe) einen hohen Sollwert und umgekehrt. Es ist jedoch auch die Erzeugung eines direkt proportionalen Verhältnisses zwischen Phasenanschnittwinkel und Sollwert möglich.
  • Erfindungsgemäß wird das genannte Signal aus dem Tastverhältnis des Transistors T1 abgeleitet. Dieses Tastverhältnis entspricht dem Verhältnis der Zeiten ta (Triac ausgeschaltet) und tb (Triac teilweise eingeschaltet) innerhalb einer Netzhalbwelle (vgl. Figur 2a).
  • Eine beispielhafte Schaltung zur Realisierung dieser Steuerung ist in Figur 5 gezeigt. Gezeigt ist eine Ausführungsform, bei der die Schnittstellenschaltung IF (wie in Figur 4) in die Last integriert ist und zwischen Gleichrichter GL und Glättungskondensator C1 geschaltet ist. Zwischen Schnittstellenschaltung IF und Glättungskondensator C1 ist eine Steuerschaltung REG als Teil der Schnittstellenschaltung IF oder separat von dieser geschaltet. Die Steuereinheit umfasst einen dritten Transistor T3, dessen Basis mit dem Kollektor des zweiten Transistors T2 (über den Widerstand R7) verbunden ist und der in Serie mit dem Widerstand R9 Teil einer Parallelschaltung aus einem weiteren Glättungskondensator C2 und einem Widerstand R10 ist. Diese Parallelschaltung ist in Reihe mit einem weiteren Widerstand R8 geschaltet, so dass diese Reihenschaltung parallel zum Glättungskondensator C2 verläuft. Zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Lampe CFL wird der durch den Kondensator C2 geglättete Spannungsabfall über eine Leitung als Steuersignal DL ausgekoppelt.
  • Zur Bildung eines Gleichspannungssignals, dessen Größe proportional zum Tastverhältnis ta / tb ist, werden die Widerstände R7, R8, R9 und R10 sowie der Glättungskondensator C2 und der Transistor T3 verwendet.
  • Durch das Verhältnis der Widerstandswerte von R8 und R10 wird ein Maximalwert für das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert. Dieses Signal DL dient im Inverter als Sollwertgröße für eine Regelung oder Steuerung der Leistungsaufnahme der Last bzw. der Helligkeit einer Lampe CFL. Diese Größe DL kann dann im Inverter INV z. B. über eine integrierte Schaltung verarbeitet werden, die die Leistungsaufnahme (Helligkeit) der Lampe CFL entsprechend regelt. Der durch R8 und R10 definierte Maximalwert von DL definiert die maximale Leistungsaufnahme der Last bzw. die maximale Helligkeit der Lampe.
  • Wenn der Transistor T3 dauerhaft eingeschaltet ist, wird durch das Verhältnis aus dem Widerstandswert von R8 und dem Gesamtwiderstand der Parallelschaltung von R10 und R9 ein Minimalwert für das an den Inverter INV weitergegebene Signal DL definiert.
  • Durch das Schalten des Transistors T3, das zeitlich dem von T1 entspricht, stellt sich für DL eine vom Tastverhältnis von T1 bzw. T3 abhängige und durch den Kondensator C2 geglättete Gleichspannung ein. Der Widerstand R7 dient dabei der Verbesserung des Schaltverhaltens von T3.
  • Anstelle der Speisung des Signals DL über R8 aus dem Kondensator C1 kann auch ein anderes Signal verwendet werden, das in der hier nicht näher beschriebenen Inverterschaltung INV vorhanden ist.

Claims (8)

  1. Schnittstellenschaltung (IF) zum Betrieb einer kapazitiven Last (CFL) an einer Netzversorgungsschaltung, insbesondere einem Phasenanschnittsdimmer, die einen ersten Transistor (T1) aufweist, der ausgelegt ist, den Eingang der Last (CFL) kurzzuschließen, wenn keine Netzversorgung an den Eingang der Last (CFL) erfolgt,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerschaltung (REG) vorgesehen ist, die ausgelegt ist, ein von der Netzversorgungsschaltung erzeugtes Signal auszuwerten und auf der Grundlage des Tastverhältnisses des ersten Transistors (T1) ein dazu proportionales Signal (DL) zur Steuerung der Leistungsaufnahme der Last (CFL) zu erzeugen, wobei die Steuerschaltung (REG) eine Parallelschaltung aus einer Serienschaltung aus einem dritten Widerstand (R9) und einem dritten Transistor (T3), dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors (T1) verbunden ist, einem Glättungskondensator (C2) und einem vierten Widerstand (R10) aufweist, wobei die Parallelschaltung mit einem fünften Widerstand (R8) in Reihe geschaltet ist, wobei der Abgriff des Steuersignals (DL) für die Steuerung der Leistungsaufnahme der Last zwischen dem vierten Widerstand (R10) und dem fünften Widerstand (R8) vorgesehen ist.
  2. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass weiter ein zweiter Schalter (T2) vorgesehen ist, der ausgelegt ist, den Kurzschluss des Eingangs der Last (CFL) aufzuheben, wenn eine Netzversorgung an den Eingang der Last (CFL) erfolgt.
  3. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schalter ein zweiter Transistor (T2) ist.
  4. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des zweiten Transistors (T2) über einen ersten und einen zweiten Widerstand (R1, R2) mit jeweils einem netzseitigen Eingang eines Gleichrichters (GL) verbunden ist.
  5. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Signal der Netzversorgungsschaltung um die Versorgungsspannung (VS) handelt.
  6. Schnittstellenschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, die separat von Last (CFL1, CFL2, CFL3) und Netzversorgung in einem getrennten Aufbau ausgeführt ist.
  7. Schaltungsanordnung zum Betrieb von kapazitiven Lasten, insbesondere Niederdruckentladungslampen, am Netz mit einem Phasenanschnittsdimmer, der einen Leistungsschalter (Triac) und ein Zeitglied (Diac, TR, TC) aufweist, und der kapazitiven Last (CFL), dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Last (CFL) und dem Phasenanschnittsdimmer eine Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 vorgesehen ist.
  8. Elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe mit einer integrierten Schnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 zum Betrieb an einem Phasenanschnittsdimmer.
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